第四章 移动通信的调制技术第四章 调制技术

4.1概 述4.2窄带数字调制技术

4.2.1线性调制方式4.2.2恒定包络调制方式

4.3 扩频调制技术4.3.1扩频调制的理论基础4.3.2直接序列扩频4.3.3跳频扩频

2

4.1 概述 调制：就是对消息源信息进行编码的过程，其目的就是使携

带信息的信号与信道特性相匹配以及有效的利用信道。 信号源的编码信息（信源）含有直流分量和频率较低的频率分量，

称为基带信号。 基带信号往往不能作为传输信号，因此必须把基带信号转变为一个

相对基带频率而言频率非常高的带通信号以适合于信道传输。这个带通信号叫做已调信号，而基带信号叫做调制信号。

解调：接收端需将已调信号还原成要传输的原始信号。 多径衰落、多普勒频率扩展；日益增加的用户数目，无线信道

频谱的拥挤这些因素对调制方式的选择都有重大的影响。

3

通过调制解调可以实现以下的主要功能： (1)便于传输：将所需传送的基带信号进行频谱搬移至相应频段的信道上以便于传输； (2)抗干扰：调制后具有较小的功率谱占用率（即功率的有效性），从而提升抗干扰能力； (3)提高系统有效性：单位频带内传送尽可能高的信息率 (bit/s/Hz)，即提高频谱有效性。

4.1 概述

4

4.1对移动通信数字调制和解调器的要求1 、频带利用率 在数字调制中，常用带宽效率 ηb 来表示它对频谱资源的利用效率，其定义为在一给定的频谱带宽（ 1Hz ）内的数据通过率。若为数据率（也称为比特率，单位： bit/s ），是被调制信号所占据的带宽，则带宽利用率定义为

其中 Rb为比特速率， B为无线信号的带宽。 移动通信系统对调制的频谱利用率要求

功率谱尽可能窄，即已调信号主瓣窄 同时旁瓣幅度要低，即带外辐射低，一般要求达到 -60到 -70dB

1( / )bB

Rbit s Hz

B

5

4.1对移动通信数字调制和解调器的要求 在瑞利衰落条件下，误码率要尽可能低。 发射频谱窄，带外辐射，邻道功率与载波功率之比小于 -70dB 。 同频复用的距离小。 高效率解调（如非相干解调），以降低移动台功耗，进一步缩小体积和成本。 能提供较高的传输速率。 易于集成。

6

4.2 窄带数字调制技术1. 分类（ 1 ）线性调制方式

线性调制方式主要有各种进制的 PSK和 QAM 等。这一类调制方式的频带利用率一般都大于 1bit/s·Hz-1 ，而且随着调制电平数的增加而增加。线性调制方式又可分为频谱高效和功率高效两种，理论上可以得到大于 2bit/s·Hz-1 频带利用率的调制方式为频谱高效，如 8PSK、 16QAM、 256QAM 等。（ 2 ） 恒定包络调制方式 恒定包络调制方式主要有 MSK、 TFM （平滑调频）、 GMSK等。其主要特点是这种已调信号具有包络幅度不变的特性，其发射功率放大器可以在非线性状态而不引起严重的频谱扩散；此外，这一类调制方式可用于非同步检测。这种调制方式的缺点是频带利用率较低，一般不超过 1bit/s·Hz-1 。

7

4.2. 窄带数字调制技术2. 应用

(1) π/4相移 QPSK方式 在线性调制方式中， π/4相移 QPSK方式有如下特点： ① 相位迁移时不通过原点，因此，信号包络线的变动受功率放大器非线性影响比较小。 ② 不但适用于相干解调，而且也适用于对脉冲接收信号也很容易实现的延迟解调和频率解调。 ③ 这种调制方式与 TDMA方式有良好的配合，北美和日本的新一代数字移动通信系统均采用了这种调制方式。

(2) GMSK调制 在恒包络调制方式中， GMSK调制解调器结构比较简单，在目前的移动通信中得到广泛应用。欧洲电信联盟（ CEPT）所确定的泛欧数字蜂窝移动通信系统（ GSM）中就采用 GMSK这种调制方式。该方式的优点是，解调方案有多种可供选择

8

4.2.1 线性调制方式1. 数字调相的基本概念

(1) PSK 调制

图 4.1 PSK 信号相干解调原理框图

图 4.2 PSK 信号差分相干解调原理框图

9

4.2.1 线性调制方式 以基带数据信号控制载波的相位，称为数字调相，又称相移键控，简写为 PSK 。 1

( ) cos cos( )2

nn c c

as t a A t A t

2 21( ) [| ( ) | | ( ) |]4s b c c

p f f G f f G f f

12eP erfc r

12

reP e

设 g(t) 是宽度为 Tb 的矩形脉冲，其频谱为 G(f) ，则 PSK 信号的功率谱为（假设“ +1” 和“ -1” 等概率出现）

相干解调后的误码比特率为

在相同条件下，差分相干解调的误码比特率为

10

4.2.3 线性调制方式(2) QPSK 调制和 OQPSK 调制

QPSK 和 OQPSK的产生原理图 , 如图 4.3 和 4.4所示。

图 4.3 QPSK 信号的产生 图 4.4 OQPSK 信号的产生

11

4.2.1 线性调制方式 QPSK 假定输入二进制序列为{an},an=+1或 -1，以1/Tb速率进入调制器的输入端，通过串并变换分成正交两路，即 aI(t)、 aQ(t)则经 QPSK调制的信号表示为

( ) ( ) cos( )sinI c

Q c

s t a t ta t t

图 4.5an(t)与 aI(t),aQ(t) 的波形示意图

12

4.2.1 线性调制方式OQPSK调制与 QPSK调制类似，只是在正交支路引入了一个比特（半个码元）的延时，这使得两个支路的数据不会同时发生变化，因而不可能像 QPSK那样产生 ±π的相位跳变，而仅能产生 ±π/2的相位跳变。 OQPSK的交错数据流及星座图如图 4.7 和 4.8所示 .

4.7OQPSK 的交错数据流图 4.8OQPSK 的星座图和相位转移图

13

4.2.1 线性调制方式2. π/4 QPSK π/4相移 QPSK调制是一种相移键控技术，从最大相位跳变来看，它

是 OQPSK 和 QPSK的折衷，可以相干解调，也可以非相干解调。 π/4 QPSK的最大相位变化是 ±135°，而 QPSK 是180° ,OQPSK 是 90°。

图 4.10 π/4 QPSK 信号的星座图

14

4.2.1 线性调制方式3. π/4 QPSK的性能(1) 信号的频谱 π/4 QPSK信号，因其相位变化较小，所以它的频谱特性优于QPSK。但它的相位变化比 OQPSK大，故其频谱特性比 OQPSK差。(2) 误码率 在移动通信环境中，影响误比特率的因素有传播瑞利衰落、多普勒频移产生的随机相位噪声、时延扩散造成的频率选择性衰落 , 以及主要由于频率复用产生的同频干扰（ CCI）。当系统传输速率 fb较低时（例如fb=50kbit/s），时延扩散影响较小，随机相位噪声影响较大。

图 4.15 π/4 QPSK 误码性能

15

4.2.1 线性调制方式图 4.16和图 4.17中出现不能再减小的剩余误码（残留误码）的原因是：①多普勒频移造成寄生调频噪声；②同频干扰与有用信号叠加，产生相位噪声，决定了干扰和衰落条件下的性能。

图 4.16π/4 QPSK 在瑞利衰落时的误码性能 图 4.17π/4 QPSK 在不同 C/I 值时的误码性能

16Mobile Communication Theory

4.2.2 恒定包络调制方式2FSK信号

用基带数据信号控制载波的频率，称为数字调频，又称频移键控(FSK) 。二进制频移键控就是用二进制数字信号控制载波频率，

当传“ 1” 码时，输出频率 f1 ；当传“ 0” 码时，输出频率 f2.

式中 1 1 2 22 , 2f f , 定义载波角频率 ( 虚载波 ) 为：1 22 ( ) / 2c cf

ω1, ω2 对 ωc 的角频偏为： 1 22 | | / 2d df

17Mobile Communication Theory

4.2.2 恒定包络调制方式定义调制指数 h:

1 2| | 2 2 /b d b d bh f f T f T f R

根据 ak ,h ,Tb 可以重写一个码元内 2FSK信号表达式 :

( ) cos( ) cos

cos ( )

FSK c k d k c k kb

c k

hs t t a t t a tT

t t

式中 称作附加相位。

( ) ( 1)k k k b bb

ht a kT t k TT

18Mobile Communication Theory

4.2.2 恒定包络调制方式附加相位是 t 的线性函数，

其中斜率为 , 截距为 ，其特性如图 4.17

/k ba h T

k

产生 2FSK信号两种不同的方法：开关切换方法（相位不连续）和调频（相位连续），如图 4.18

图 4.18 2FSK信号产生

图 4.17 附加相位

19Mobile Communication Theory

4.2.2 恒定包络调制方式 所谓相位连续是指不仅在一个码元持续期间相位连续，而且在从码元 ak-1到 ak 转换的时刻 kTb ，两个码元的相位也相等，即

1( ) ( )k b k bT T

1 1( 1)k b k k b kb b

h ha kT a k TT T

即

这样就要求满足关系式 :

1 1k k k ka a h k

20

4.19 FSK 信号波形

4.2.2 恒定包络调制方式 要求当前码元的初始相位由前一码元的初始相位、当前码

元 ak 和前一码元 ak-1 来决定。 这关系就是相位约束条件。这两种相位特性不同的 FSK 信号波形如图 4.19 所示。

21

4.20 FSK功率谱特性

4.2.2 恒定包络调制方式 由图 4.19 可以看出，相位不连续的 2FSK 信号在码元交替时刻，波形是不连续的，而 CPFSK 信号是连续的，这使得它们的功率谱特性很不同。图 4.20 分别是它们的功率谱特性例子。

22Mobile Communication Theory

4.2.2 恒定包络调制方式 可以发现，在相同的调制指数 h 情况下， CPFSK

的带宽要比一般的 2FSK带宽要窄。这意味着前者的频带效率要高于后者。

随着调制指数 h 的增加，信号的带宽也在增加。从频带效率考虑，调制指数 h 不宜太大。但过小又因两个信号频率过于接近而不利于信号的检测。所以应当从它们的相关系数以及信号的带宽综合考虑。

23

2FSK信号的归一化互相关系数可以求得如下（为方便讨论，令它们的初相为零）：

1 20

sin 2 sin 22 cos cos(2 ) (2 )

bT c b d b

b c b d b

T Tt tdt

T T T

通常总是 ωcTb =2πfc/fb >>1,或 ωcTb=nπ，因此略去第一项，得到 1 2

1 2

sin 2 sin 2 ( ) sin 22 2 ( ) 2

d b b

d b b

T f f T hT f f T h

关系曲线如图 4.21。

4.2.2 恒定包络调制方式

h

24

4.21 FSK信号相关关系从图中可以看出，当调制指数 h=0.5 ， 1 ， 1.5 ，… . 时， ρ=0, 即两个信号是正交的。h=0.5的 CPFSK就称作最小移频键控 MSK。它是在两个信号正交的条件下，对给定的 Rb有最小的频差。

4.2.2 恒定包络调制方式

25

4.22 附加相位关系

4.2.2 恒定包络调制方式由于 h=1/2， MSK的相位约束条件就是

1 12k k k ka a k

由于 |ak-ak-1| 总为偶数，所以初始相位为零时，其后各码元的初相位为 π的整数倍。相位路径的例子如图 4,22所示，其中初始相位为零。图中可以看到的取值为 0 ， -π、 -π、 -π、 3π、 ...（ k=0,1,2….）。

1.相位路径

26

4.2.2 恒定包络调制方式

给定输入序列情况下 MSK 的相位轨迹）

tTb

θ(t)

π/2

2Tb 3Tb 4Tb 5Tb 6Tb 7Tb 8Tb 9Tb 10Tb0-π/2

3π/2

-3π/2

π

-π

-1 +1 +1 -1 +1 -1 -1 +1 +1 -1 ak

xk

2π

-2π -π0 -π 2π -2π 3π 3π -4π -4π 5π

27

4.23 MSK功率谱

4.2.2 恒定包络调制方式2.MSK的功率谱MSK的功率谱为

22

2 2

cos[2 ]16

1 4c bb

MSKc b

f f TA TW f

f f T

式中 A 为信号的幅度。功率谱特性如图 4.23所示。为便于比较，图中也给出一般 2FSK信号的功率谱特性。

由图可见， MSK 信号比一般 2FSK信号有更高的带宽效率。

28

4.2.2 恒定包络调制方式 尽管 MSK信号已具有较好的频谱特性和误码性能，但就

移动通信的应用而言，它所占的带宽仍较宽。此外，它频谱的带外衰减仍不够快，不能满足功率谱在相邻频道取值（即邻道辐射）低于主瓣峰值 60dB以上的要求。这就要求在保持 MSK基本特性的基础上，对 MSK的带外频谱特性作进一步改进，尽可能加快信号带外频谱的衰减速度。

人们设法对 MSK调制进行改进，其出发点是从 MSK信号的相位路径着手，使之在码元转换时刻不但相位连续而且平滑，借此改善频谱特性

29

4.2.2 恒定包络调制方式 3. 高斯滤波最小频移键控

图 4.24 为 GMSK调制器的原理图。 GMSK信号的产生可用简单的高斯低通滤波器及 FM调制器来实现。 GMSK信号的解调可采用正交相干解调，也可采用鉴相器或差分检测器。

图 4.24 GMSK 调制器4. MSK类调制的性能比较(1) 已调信号的相位转移轨迹图 4.25给出了 MSK类信号的相位转移轨迹，它包括 MSK 、 SFSK( 正弦移频键控 ) 、 TFM 和 GMSK。由图可见， MSK信号在码元转换的时刻，虽然相位是连续的，但其相位转移轨迹呈锯齿状； TFM信号的相位最为平滑，因此而得名平滑调频； GMSK信号的相位转移轨迹也比较平滑，所以，它的频谱特性要比 MSK好得多，也优于SFSK。

30

4.2.2 恒定包络调制方式

图 4.25 MSK 类信号的相位转移轨迹

31

4.2.2 恒定包络调制方式(2) 已调信号的频谱对数字移动通信来说，调制方式的主要性能要求是节约频带和减少差错概率。因此，要求调制信号的能量集中在频谱主瓣内，旁瓣的功率要小，且滚降要快。图 4.26示出了 MSK 、 GMSK 与 QPSK 和 DQPSK的功率谱。

图 4.26 MSK 类信号的功率谱密度

32

4.2.2 恒定包络调制方式

0

12

bb

EP erfcN

图 4.27MSK 类信号的比特差错概率

① MSK 相干解调 (3) 误码率

② GMSK

它有与 QPSK 相同的比特差错概率。

min

0

12 2b

dP erfcN

dmin 是传号信号与空号信号的最小距离。

33

4.3 扩频调制技术4.3.1 概 述扩展频谱通信的定义为：扩频通信技术是一种信息传输方式，用来传输信息的信号带宽远远大于信息本身的带宽；频带的扩展由独立于信息的扩频码来实现，并与所传输的信息数据无关；在接收端则用相同的扩频码进行相关解调，实现解扩和恢复所传的信息数据。该项技术称为扩频调制，而传输扩频信号的系统为扩频系统。只有调制带宽比值大于 100甚至 1000的通信方式才称为扩频通信。扩频通信占用如此宽的频带传输信号是为了使信号具有强抗干扰能力。

34

4.3 扩频调制技术 扩展频谱通信的理论基础是与香农（ Shannon）定理； 1948年，香农首次将统计理论有效地引入到通信领域，开创了信息论与统计通信理论，为通信技术的发展奠定了坚实的理论基础，他证明了信号发射功率、带宽和加性噪声将限制信息的传输速率。 香农定理：在高斯白噪声干扰条件下，设信号带宽为 B （ Hz），信道输出信号平均功率为 S （ W ），输出加性高斯噪声功率为 N （ W ），则该通信系统的信道容量（ bit/s）为

)1(log2 NSBC

35

上式表明：当信号与信道加性高斯噪声的平均功率给定时，在具有一定频带宽度 B 的信道上，理论上单位时间内可能传输的信息量的极限数值。只要信源的信息传输速率 Ri小于等于信道容量，即 Ri C，则总可以找到一种编码方式实现信号的无差错传输；若传输速率大于信道容量，则不可能实现信号的无差错传输。若信道中噪声的单边功率谱密度为 N0，则在信号带宽B 内的噪声功率 N ＝ N0B ，则香农定理的另一表达形式为

20

log (1 )SC BN B

4.3 扩频调制技术

36

由香农定理可以得到如下结论：1) 增大信号功率 S 可以增加信道容量，从而增加了信息传输的极限速率 Ri。若信号功率趋于无穷大，则信道容量也趋于无穷大，即

20

lim lim log (1 )S S

SC B

N B

2) 减小噪声功率 N （或减小噪声功率谱密度 N0 ）可以增加信道容量，若噪声功率趋于 0 （或噪声功率谱密度 N0 趋于 0 ），则信道容量趋于无穷大，即20 0

lim lim log (1 )N N

SC BN

4.3 扩频调制技术

37

考虑极限情况，增加信号带宽 B 可以增加信道容量，但不能无限制地增大 B 。当信号带宽 B 趋于无穷大时，信道容量的极限值为

20

lim lim log (1 )B B

SC BN B

44.1log)11(loglim 22

ex

xx

令 x = S/(N0B)，代入上式得0

2 20 0 0 0

lim lim log (1 ) log 1.44B B

N BS S S SC eN S N B N N

上式表明，保持 S ／ N0 一定，即使增加信号带宽 B，信道容量 C 也是有限的。原因是当信号带宽 B时，噪声功率 N 也趋于无穷大。

4.3 扩频调制技术

38

1 21 2 2 2

0 1 0 2

log (1 ) log (1 )S S

B BN B N B

4.3 扩频调制技术香农定理给出了通信系统所能达到的极限信息传输速率，达到极限速率的通信系统称为理想通信系统。在一定的信道容量条件下，信号带宽 B 、信号噪声功率比 S ／ N 是可以互换的，即可通过增加信号带宽 B 来减小发送信号功率，也可以通过增加发送功率来减小信号的带宽。那么，信号与信号带宽相对变化的速率如何呢？设信道容量 C 给定，由于信道噪声的单边功率谱密度 N0往往也是给定的，互换前信号带宽和信号噪声功率比分别为 B1 和 S1 ／ N1 ，互换后的信号带宽和信号噪声功率比分别为 B2 和 S2 ／ N2 ，则有

39

在 C 不变的情况下，信号带宽B 与信号功率噪声比 S ／ N 是可以互换的。 当 B 较小时，增加 B 可使系统要求的信噪比迅速下降；而当B 增加到一定程度时， S ／ N 下降比较缓慢。增加 S ／ N ，也可减小 B 值，但信号功率的增加远比带宽下降速度快，由于 B 与 C 是成正比关系，而 C 与S/N是成对数关系，因此增加 B 比增加 S ／ N （或发射功率 S ）更加有效。

0 4 8 12 16 20 24 28 32-2

0

2

4

6

8

10

12

S/N

(dB

)

B(KHz)

C=16Kb/s,S0/N

0=15

C=8Kb/s,S0/N

0=15

C=32Kb/s,S0/N

0=15 信噪比与带宽的互换关系

4.3 扩频调制技术

40

4.3 扩频调制技术1. 扩频处理增益在一个信息处理系统中，系统的输入信噪比、输出信噪比分别为(S／ N)in，和 (S／ N)out，由系统的扩频处理增益 Gp表示了信噪比的改善程度，即

)()lg(10)lg(10)()/()/( dB

NS

NSdBG

NSNSG inoutP

in

outP 或

由于高斯白噪声的功率谱近似均匀分布，因此也常用扩频前后带宽的比值来近似估算系统的扩频处理增益，

FBGP

扩展频谱通信的基本性能参数扩展频谱通信的基本性能参数

41

例 1 有一个扩展频谱通信系统，信号扩频后带宽为20MHz，原始基带信号带宽为 20KHz，则系统的扩频处理增益为GP?

Gp＝ 10lg[20106／ (20103)]=30 (dB) 。

4.3 扩频调制技术

42

4.3.2 扩频通信方法 目前，最基本的展宽频谱的方法有三种

直接序列扩频（ Direct Sequence Spread Spectrum ）简称直接扩频或直扩（ DS ）； 跳变频率扩频（ Frequency Hopping ），简称跳频（ FH）； 跳变时间扩频（ Time Hopping ），简称跳时（ TH ）； 上述基本调制方法可以进行组合，形成各种混合系统，如跳频 / 直扩系统，跳时 / 直扩系统等。目前，扩展频谱的带宽常在 1MHz-100MHz 的范围，因此，系统的抗干扰性能非常好。

43

4.3.2 直扩系统（ 1 ） 直接序列调制系统亦称直接扩频系统，或称伪噪声系统，记作 DS 系统。原理框图如下：

窄带信号 窄带信号

扩频信号

If扩频

伪码 振荡

调制

伪码本振

解扩混频

44

4.3.2 直扩系统（ 2 ） 基带信号的信码是欲传输的信号，它通过速率很高的编码程序（通常用伪随机序列）进行调制将其频谱展宽，这个过程称作扩频。频谱展宽后的序列被进行射频调制（通常多采用 PSK 调制），其输出则是扩展频谱的射频信号，经天线辐射出去。 在接收端，射频信号经混频后变为中频信号，它与本地的和发端相同的编码序列反扩展，将宽带信号恢复成窄带信号，这个过程称为解扩。解扩后的中频窄带信号经普通信息解调器进行解调，恢复成原始的信码。

45

4.3.2 直扩系统（ 3 ） 伪随机序列 PN有如下三个要求： (1) 伪码的比特率应能满足扩展带宽的需要。 (2) 伪码的自相关要大，且互相关要小。 (3) 伪码应具有近似噪声的频谱性质，即近似连续谱，且均匀分布。

46

4.3.2 直扩系统（ 4 ）

( )n t

假定同步单径 BPSK 信道中有 K 个用户，并假定所有的载波相位为 0 ，则接收的信号等效基带表示为：

1

( ) ( ) ( ) ( )K

k k kk

s t P b t c t n t

其中：{ 1,1}kb 为第 K 个用户信息比特值

表示加性高斯白噪声，其双边功率谱密度为kP 为发送功率( )ks t

为第 k个用户归一化扩频信号， 2

0( ) 1bT

ks t dt 0

2N

单位为 W/Hz

47

4.3.2 直扩系统（ 5 ）

其中 为相关系数 :ki ,

对于某一特定比特，相关器（解扩）的输出为：0

, 01

1 ( ) ( )

1 ( ) ( )

b

b

T

k kb

K T

k k i k i i ki bi k

k k k k

y s t c t dtT

P b Pb n t c t dtT

P b MAI z

, 0

1 ( ) ( )bT

i k i kb

c t c t dtT

上式表明：与第 k个用户本身的自相关给出了希望接收的数据项，与其它用户的互相关产生出多址干扰项MAI ，与热噪声的相关产生了噪声 ZK项。 当相关系数为零时，多址干扰为零。即本小区其它用户对被检测用户不产生干扰。

48

4.3.2 直扩系统（ 6 ） 由频谱扩展对抗干扰性带来的好处，称为扩频增益 GP ，可表示为

WP

S

BG

B

式中， BW 为发射扩频信号的带宽； BS 为信码的速率。其中 BW 与所采用的伪码（伪随机序列或伪噪声序列的简称）速率有关。为获得高的扩频增益，通常希望增加射频带宽 BW ，即提高伪码的速率。

49

4.3.2 直扩系统（ 7 ）

fcf

(a) 在接收机输入端的扩展频谱

频谱密度

BW

f

(b) 接收机解扩输出端的频谱

频谱密度

BW

有用信号谱 干扰信号谱 BW 射频带宽 Bs信息带宽

BS

在发送端，有用信号经扩频处理后，频谱被展宽，如图 (a)所示；在接收端，利用伪码的相关性作解扩处理后，有用信号频谱被恢复成窄带谱，如图 (b)所示。宽带无用信号与本地伪码不相关，因此不能解扩，仍为宽带谱；窄带无用信号则被本地伪码扩展为宽带谱。由于无用的干扰信号为宽带谱而有用信号为窄带谱，则可以用一个窄带滤波器排除带外的干扰电平，这样，窄带内的信噪比就大大提高了。提高了扩频系统的抗干扰能力。

50

(1.228 Mc/s)

扩频增益Gp=

RchipRbit

P 4

P 5

P1

f

4.3.2 直扩系统（ 8 ）

f

P 3

窄带干扰宽带干扰

调制 解调 LP DET(9.6 kb/s)

54321

P2

扩频 解扩

51

4.3.2 直扩系统（ 9 ） 直扩系统的优点在于它可以在很低的甚至负信噪比环境中使系统正常工作。 例 2 数据带宽为 9.6kHz，扩展带宽为1.2288MHz，则扩频增益 GP=21.7dB。要求进入基带解调器的最小输出信噪比 (S／N)out =6.7dB，则系统的输入信噪比 (S／N)in＝ (S／ N)out -Gp＝ -15 (dB)

52

4.3.3 4.3.3 跳频系统（跳频系统（ 11 ）） 跳频扩频系统就是用伪随机码序列构成跳频指令来控制频率合成器，在多个频率中进行选择的频移键控。与直扩系统相比，跳频系统中的伪随机序列并不是直接传输，而是用来选择信道。跳频系统的原理方框图：

信码 If调制器

伪码 频率合成器

混频器

本地伪码

频率合成器

解调器混频器信码

53

4.3.3 4.3.3 跳频系统（跳频系统（ 22 ）） 伪码随机置定频率合成器时，发射机的振荡频率在很宽的频率范围内不断地改变，从而使射频载波亦在一个很宽的范围内变化，于是形成了一个宽带离散谱，如图所示。

Nb

b f f

N—信道数 b—信道间隔时使用的信道频率时刻— f

54

图 (a)所示为跳频扩频系统输出频率在信道间随机跳变的示意图。多频率的跳频信号是由时间频率矩阵图 ( 也称为跳频图案 ) 组成的，每个频率的持续时间为 T ，并按照跳频指令的规定在时频矩阵内跳变，如图 (b)所示。

4.3.3 4.3.3 跳频系统（跳频系统（ 33 ））

55

4.3.3 4.3.3 跳频系统（跳频系统（ 44 ）） 接收端必须以同样的伪码置定本地频率合成器，使其与发端的频率作相同的改变，即收发跳频必须同步，这样，才能保证通信的建立。解决同步及定时是实际跳频系统的一个关键问题。 跳频系统的抗干扰性能用其跳频处理增益表示，跳频系统处理增益的定义与直扩系统的扩频增益是相同的，即 更直观地表述为 W

PS

BGB

PG N （可供选用的频率数目）

56

4.3.3 4.3.3 跳频系统（跳频系统（ 55 ）） 跳频系统的抗干扰原理与直扩系统不同，直扩是靠频谱的扩展和解扩处理来提高信噪比的；跳频是靠躲避干扰来达到提高信噪比的。 对跳频系统来说，另一个重要的指标是跳变的速率，可以分为快、慢两类。

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4.3.4 4.3.4 扩频通信的特点扩频通信的特点 具有选择地址（用户）的能力。 在共用信道中能实现码分多址复用。 信号的功率谱密度低，因此信号具有隐蔽性且功率污染小。 有利于数字加密、防止窃听。 抗干扰性强，可在较低的信噪比条件下，保证系统传输质量。 抗衰落能力强。

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第五章 抗衰落技术 5.1 概 述 5.2 分集技术 5.2.1 分集技术的基本概念及方法 5.2.2 分集信号的合并技术 5.2.3 分集系统的性能 5.3 隐分集技术 5.3.1 交织编码技术 5.3.2 跳频技术 5.3.3 直接序列扩频技术 5.4 自适应均衡技术及其应用 5.4.1 自适应均衡技术的原理 5.4.2 自适应均衡技术的应用 5.4.3 分集与自适应均衡的结合 5.5 信道编码 5.5.1 线性编码技术 5.5.2 卷积编码技术 5.5.3 Turbo 编码技术

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5.1 概 述

图 5.1 移动信道中典型的衰落信号

1. 分集技术分集技术是用来补偿衰落信道损耗的，它通常要通过两个或更多的接收天线来实现。基站和移动台的接收机都可以应用分集技术。2. 均衡技术均衡技术可以补偿时分信道中由于多径效应而产生的码间干扰（ ISI）。如果调制带宽超过了无线信道的相干带宽，将会产生码间干扰，并且调制信号将会展宽。3. 信道编码信道编码是通过在发送信息时加入冗余的数据位来改善通信链路的性能。

60

分集接收 基本思想 把接收到的多个衰落独立的信号加以处理，合理地利用这些信号的能量来改善接收信号的质量。 作用 充分利用接收信号的能量 , 减小在平坦性衰落信道上接收信号的衰落深度和衰落的持续时间 .

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信道均衡当传输的信号带宽大于无线信道的相关带宽时，信号产生频率选择性衰落，接收信号就会产生失真，它在时域表现为接收信号的码间干扰。 所谓信道均衡就是在接收端设计一个称之为均衡器的网络，以补偿信道引起的失真。均衡器的参数必须能跟踪信道特性的变化而自行调整

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信道编码 基本思想 通过引入可控制的冗余比特，使信息序列的各码元和添加的冗余码元之间存在相关性。在接收端信道译码器根据这种相关性对接收到的序列进行检查，从中发现错误或进行纠错。 作用 尽量减小信道噪声或干扰的影响，是用来改善通信链路性能的技术。

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5.2 分 集 技 术 5.2.1 分集技术的基本概念及方法 分集技术 (diversity techniques) : 利用多条传输相同信息且具有近似相等的平均信号强度和相互独立衰落特性的信号路径，并在接收端对这些信号进行适当的合并 (combining)，以便大大降低多径衰落的影响，从而改善传输的可靠性。信号衰落所呈现的独立性是多方面的，如时间、频率、空间、角度、以及携带信息的电磁波极化方向等等。常见的有：1. 空间分集 (space diversity)

空间分集的原理如图 5.2所示。

对于空间分集而言，分集的支路数 M 越大，分集的效果越好。但当 M 较大时（如 M ＞ 3 ），分集的复杂性增加，分集增益的增加随着 M 的增大而变得缓慢。

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5.2.1 分集技术的基本概念及方法

图 5.2 空间分集示意图2. 极化分集 (polarization diversity)极化分集实际上是空间分集的特殊情况，其分集支路只有两路。这种方法的优点是结构比较紧凑，节省空间；缺点是由于发射功率要分配到两副天线上，信号功率将有 3dB的损失。3. 角度分集 (angle diversity) 由于地形地貌和建筑物等环境的不同，到达接收端的不同路径的信号可能来自于不同的方向，在接收端，采用方向性天线，分别指向不同的信号到达方向，则每个方向性天线接收到的多径信号是不相关的。

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5.2.1 分集技术的基本概念及方法4. 频率分集 (frequency diversity)

5. 时间分集 (time diversity) 移动的时间足够长（或移动的距离足够大），大于信道的相干时间。 5.2.2 分集信号的合并技术

频率分集的优点是，与空间分集相比，减少了天线的数目。缺点是，要占用更多的频谱资源，在发射端需要多部发射机。

在接收端取得 M 条相互独立的支路信号以后，可以通过合并技术得到分集增益。根据在接收端使用合并技术的位置不同，可以分为检测前合并技术和检测后合并技术，如图 5.3所示。对于具体的合并技术来说，通常有四类，即选择式合并 (selecti)、最大比合并 (maximum)、等增益合并 (equal gain combining)和开关式合并 (switching)。

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5.2.2 分集信号的合并技术

图 5.3 空间分集的合并选择式合并的原理如图 5.4所示。M 个接收机的输出信号送入选择逻辑，选择逻辑从 M 个接收信号中选择具有最高基带信噪比(SNR)的基带信号作为输出。

图 5.4 选择式合并的原理1. 选择式合并

67

5.2.2 分集信号的合并技术 2. 最大比合并M 个分集支路经过相位调整后，按适当的增益系数同相相加（检测前合并），再送入检测器，如图 5.6 所示。

图 5.6 最大比合并的原理

M

i ii

r a r合并后信号的包络为

22 2

1 1

1M Mi

i ii i

rr r r

MMG M

合并增益为

合并后的信噪比达到最大，合并后输出为

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5.2.2 分集信号的合并技术

图 5.7 同相调整电路3. 等增益合并在最大比合并中，实时改变 αi是比较困难的，通常希望 αi为常量，取 αi=1就是等增益合并。合并增益为

1 ( 1)4

EEG M

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5.2.2 分集信号的合并技术4. 开关式合并 检测前二重开关式合并框图如图 5.8所示。

图 5.8 开关式合并示意图

图 5.9 开关式合并的输出包络

该分集方式也称为扫描式分集 (scanning diversity)，其优点是仅使用一套接收设备。

70

5.2.2 分集信号的合并技术

图 5.10 带反馈的空间分集如图 5.10所示，通过切换发射天线的方法来获得合并增益 , 基站发射机采用两副天线，当移动台接收的信号包络低于预定门限时，移动台向基站发出更换天线的指令，基站收到指令后，将发射天线开关倒换到另一副天线上；当移动台接收到的信号再次低于预定门限时，采用与接收天线倒换相同的方法来倒换发射天线。这种方法称为带反馈的空间分集。

71

5.2.3 分集系统的性能

图 5.11( 瑞利衰落中 GMSK有无分集时误码性能

分集接收之后，误码率将会得到改善， 图 5.11 是速率为16kbit/s的GMSK(BbTb=0.25) 信号的实验结果。从图中可以看出，若要求误码率为 ，则在瑞利衰落的环境下，无分集时需要的载噪比（中值）为 30dB ；使用选择分集后，需要的载噪比（中值）仅为 18 dB ，因此可获得 12dB 的好处。

310

72

5.3 隐分集技术 隐分集技术，是指只用一副天线接收信号来实现分集的技术。分集作用是隐含在传输信号的方式中，而在接收端利用信号处理技术实现分集。 5.3.1 交织编码技术交织编码的目的是把一个较长的突发差错离散成随机差错，再用纠正随机差错的编码（ FEC ）技术消除随机差错。

交织深度 M 越大，离散度越大，抗突发差错能力也越强。若 FEC纠错能力为 t 时，交织编码可纠正一次突发差错的长度为 L≤tM或者说，可纠正 t 次突发差错长度为 M 位的差错。交织深度 M越大，交织编码处理时间也越长，即是以时间为代价的。因此，交织编码属于时间隐分集。

GSM 系统中，在信道编码后进行交织，交织分两次，第一次交织为内部交织，第二次交织为块间交织。

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5.3.2 跳频技术1. 跳频抗多径

跳频抗多径的原理是：若发射的信号载波频率为 ω0，当存在多径传播环境时，因多径延迟的不同，信号到达接收端的时间有先有后。若接收机在收到最先到达的信号之后立即将载波频率跳变到另一频率 ω1上，则可避开由于多径延迟对接收信号的干扰。

2. 跳频抗同信道干扰

3. 跳频抗衰落

跳频抗衰落是指抗频率选择性衰落。跳频抗衰落的原理是：当跳频的频率间隔大于信道相关带宽时，可使各个跳频驻留时间内的信号相互独立。

采用跳频图案的正交性组成正交跳频网，可以避免频率复用引起的同频干扰。

74

图 5.12 慢跳频分散深衰落影响的示意图

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5.3.3 直接序列扩频技术1. 直接序列扩频抗多径 直接序列扩频抗多径的原理是：当发送的直接序列扩频信号的码片宽度小于或等于最小多径时延差时，接收端利用直扩信号的自相关特性进行相关解扩后，将有用信号检测出来，从而具有抗多径的能力。 2. 直接序列扩频抗干扰 直接序列扩频抗蜂窝系统内部和外部干扰的原理，也是利用直扩信号的自相关特性，经相关接收和窄带通滤波后，将有用信号检测出来，而那些窄带干扰和多址干扰都处理为背景噪声。 3. 直接序列扩频抗衰落 直接序列扩频抗衰落是指抗频率选择性衰落。

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5.4 自适应均衡技术及其应用 5.4.1 自适应均衡技术的原理

1. 自适应均衡的概念均衡是指对信道特性的均衡，即接收端的均衡器产生与信道相反的特性，用来抵消信道的时变多径传播特性引起的码间干扰。信道是时变的，均衡器的特性能自动适应信道的变化而均衡。

图 5.13 信道均衡示意图

图 5.14 码间干扰产生示意图

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5.4.1 自适应均衡技术的原理2. 时域均衡原理 (1) 信道失真与信道均衡

如图 5.15 所示，利用信道均衡器引入的脉冲响应使得总脉冲响应y(t) 能接近 h(t) ，则可消除非理想信道引起的符号（码）间干扰。这就是时域均衡的基本原理。

图 5.15 理想信道和实际信道脉冲响应的差异

78

5.4.1 自适应均衡技术的原理 (2) 时域均衡

(3) 均衡准则与算法 0

0N

n k n kk NK

y C x

均衡的过程就是调节加权系数 Ck(k≠0) ，使

图 5.16 横向滤波器的原理图

两种均衡准则：最小峰值失真准则和最小均方误差准则。

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5.4.1 自适应均衡技术的原理

ˆk

k j k jj k

I C u

图 5.17 判决反馈均衡器原理框图

(4) 均衡器结构

① 线性均衡器

2

1

0

11

ˆ ˆk

k j k j j kj k j

I C u C I

判决反馈均衡器的输出为

② 非线性均衡器非线性均衡器也称为判决反馈均衡器，是由前馈部分和反馈部分组成，如图 5.17(a)所示。

80

5.4.1 自适应均衡技术的原理3. 自适应均衡器的分类与工作方式(1) 时域均衡器的分类

(2) 自适应均衡器的工作方式 自适应均衡器可分为预置式均衡器工作方式和自适应均衡器工作方式。

均衡器可分为线性均衡器和非线性均衡器两大类。线性均衡器是指横向滤波器中的加权系数为线性关系。

调节的手段是均衡器的抽头数目和抽头系数。自适应均衡器工作方式又分为两种工作状态：训练方式自适应均衡工作状态和跟踪方式自适应均衡工作状态。

81

自适应均衡器工作过程 均衡器开关置 1 ，产生同接收端相同的训练序列。 e(n)和 x(n)作为某种算法的参数，把均衡器的系数 ck调整到最佳，使均衡器满足峰值畸变准则或均方畸变准则。此阶段均衡器的工作方式就是训练模式。 在训练模式结束后，发送端发送数据，均衡器转入跟踪模式，开关置 2 位置。

82

5.4.1 自适应均衡技术的原理

4. 自适应均衡器结构(1) 判决反馈自适应均衡器判决反馈自适应均衡器是基于判决反馈均衡器（ DFE ）构成的。图 5.17 示出了判决反馈均衡器构成的原理框图。它由前馈横向滤波器、反馈横向滤波器、判决器、加法器和抽头加权算法组成(2) 自适应信道估值器自适应信道估值器的原理，是基于从发生了符号干扰的接收信号中估计出正确的符号序列。

图 5.18 判决反馈自适应均衡器原理框图

83

5.4.2 自适应均衡技术的应用 1. 训练序列的格式与均衡方法 (1) 训练序列在前面而数据在后的格式 ① 单向均衡法 (a) 训练序列在前而数据在后的格式如图 5.20(a) 所示。 (b) 选择式单向均衡法，是指利用本时隙和相邻时隙中的训练序列分别做正向和反向均衡，并选择误差信号小者来均衡的方法，如图 5.20(b) 所示。 ② 双向均衡法 由于单向均衡法不能获取信号深衰落发生的信息，当深衰落存在时，将引起均衡器发散。而采用如图 5.21 所示的双向均衡法则可估计出深衰落发生的位置，这将对信道均衡有所改善。(2) 训练序列在时隙中间的格式

84

5.4.2 自适应均衡技术的应用

图 5.20 单向均衡法示意图

85

5.4.2 自适应均衡技术的应用

图 5.21 双向均衡法示意图

2. 实际使用的均衡技术在 GSM的建议中未规定均衡器的具体形式，只提出均衡的时延为16μs，所以不同生产厂商可自行决定均衡器的结构。但主要有判决反馈均衡器和信道估值器两种结构。 ① 采用判决反馈均衡器构成的自适应均衡器，其结构参见图5 ． 18。均衡算法采用快速 Kalman算法（ FKA） . ② 采用最大似然序列估值器构成的自适应信道估值器，其原理图参见图 5.19。

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5.4.3 分集与自适应均衡的结合

图 5.23 二重分集与均衡器的组合

在均方误差最小的准则下，二重分集与线性均衡器组合的结构如图 5.23(a) 所示；二重分集与判决反馈均衡器组合的结构如图 5.23(b)所示

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5.5 信 道 编 码 5.5.1 线性编码技术

分组码就是在一个码字中，监督码元只由本组的信息码元来决定。如它们的关系可由一组线性方程组得到，因而称为线性分组码。1. 循环码

2. BCH 码

3. RS 码

RS 码是 ReedSolomon 码的缩写，由 Reed和 Solomon 二人提出而得名。它是一种多进制的 BCH 码。

BCH 码是一种能纠正多个随机差错的特殊循环码 , 它由 Bose,Chaudhuri、Hocquendem三人所发明，故命名为 BCH码 .

循环码是一种 (n, k) 码，它有以下特点，即任一码字每一次向左（或右）循环移位，就可得到另一码字，故称循环码。

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5.5.2 卷积编码技术 卷积码也是分组的，但它的监督码元不仅与本组的信息码元有关，而且还与前若干组的信息码元有关。这种码的纠错能力强，不仅可纠正随机差错，而且可纠正突发差错。卷积码的编码有一定规律，例如图 5.25为 (3， 1)卷积码编码器，它由三个移位寄存器组成。

1 1 3

2 1 2

j j j j

j j j j

p m m m

p m m m

图 5.25 (3,1)卷积码编码器该卷积码的监督方程

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5.5.2 卷积编码技术

1 1j j jp m m

图 5.26是 (2,1)卷积码，约束长度 =2 （分组）的编解码器的原理图，它可在 4bit范围内纠正一个差错。电路极为简单。编码时，监督方程为

图 5.26(2,1)卷积码 ,k=2 的编解码器

90

5.5.3 Turbo 编码技术 C.Berrou 等人在 1993年首次提出了 Turbo 码的概念。 Turbo 码使用相对简单的 RSC 码和交织器就能得到接近仙农极限的纠错性能 C.Berrou 发表的仿真结果是，编码速率 R=1/2 、交织长度为 64Kbit 时只需 0.7dB便能得到的 BER ；而对应 R=1/2 的仙农极限是 0.18dB ，只差约

0.5dB 。510

cdma2000 同时采用了卷积码和 Turbo 码两种纠错编码。在高速率、对译码时延要求不高的辅助数据链路中，使用 Turbo 码以利用其优异的纠错性能。考虑到 Turbo 码的译码复杂度大、译码时延大的原因，在语音和低速率、对译码时延要求比较苛刻的数据链路中使用卷积码，在其他逻辑信道（接入、控制、基本数据、辅助码信道）中也都使用卷积码。