摘 要

中大功率 IGBT驱动及串并联特性

应用研究

学科： 信号与信息处理 答辩日期： 2003年 3月

导师： 孙 强（教授） 签字：

作者： 陶 健 签字：

摘 要

本文在分析了中大功率 IGBT 特性、工作原理及其驱动电路原理和要求的基

础上，对 EXB841、M57962AL、2SD315A等几种驱动电路的工作特性进行了比较。

并针对用于轻合金表面防护处理的特种脉冲电源主功率开关器件驱动电路运行中

存在的问题对驱动电路提出了功能改进和扩展方案，进行了实验调试，并成功地

应用于不同功率容量 IGBT模块的驱动，运行情况良好，提高了电源的可靠性。

针对电源设备的进一步功率扩容要求，采用 IGBT 模块串、并联运行方案。

对并联模块的均流、同步触发、散热、布局、布线等问题进行了详细的分析和讨

论，同时也讨论了串联模块的均压、驱动等问题，并用仿真电路对串并联模块的

工作特性进行了仿真分析。最后将 IGBT 串并联方案成功地应用于表面处理特种

电源中，实际运行表明 IGBT模块的串并联扩容是可行的。

关键词： IGBT， 驱动， 串联， 并联

第二章 功率开关器件 IGBT特性及其驱动电路的要求

THE DRIVE CIRCUIT FOR NEW TYPE POWER IGBT AND STUDY OF SERIES AND PARALLEL OPERATION

Speciality: Signal & Information Processing Adviser: Sun Qiang (professor) Signature: Author: Tao Jian Signature:

ABSTRACT

This article analyzed the work characteristic, function principle of power IGBT,

the principle and the request of its drive and protection circuit. The characteristic,

problem in use and additional function of several circuits such as EXB841, M57962AL

and 2SD315A were particular discussed and analyzed. To solve problems of

semiconductor drive circuit those exist in our special pulse power supply, improve on

function was adopted. Those circuits were all applied properly in our power supply

system, operated in good condition.

To further increase the output power of the power supply, we used IGBT

modules in series and parallel connection, at the same time the voltage and current

balance, synchronously trigger, cooling, placement and wiring of the series and parallel

IGBT modules were discussed and analyzed. In addition, the series and parallel

simulation circuit was study. Now the application of series and parallel technique used

in our power system was approved effective.

KEYWORDS: IGBT， Drive， Series， Parallel

1

第一章 概 述

1.1 功率开关器件驱动、保护电路综述

功率开关器件在电力电子设备中占据核心的位置，它的可靠工作是

整个装置正常运行的基本条件。[1]在主电路拓扑设计和功率开关器件选

取合理的前提下，如何可靠地驱动和保护主开关器件显得十分关键。功

率开关器件的驱动电路是主电路与控制电路之间的接口，是电力电子装

置的重要部分，对整个设备的性能有很大的影响，其作用是将控制回路

输出的 PWM 脉冲放大到足以驱动功率开关器件。简而言之，驱动电路

的基本任务就是将控制电路传来的信号，转换为加在器件控制端和公共

端之间的可以使其导通和关断的信号。同样的器件，采用不同的驱动电

路将得到不同的开关特性。采用性能良好的驱动电路可以使功率开关器

件工作在比较理想的开关状态，同时缩短开关时间，减小开关损耗，对

装置的运行效率、可靠性和安全性都有重要的意义。因此驱动电路的优

劣直接影响主电路的性能，因此驱动电路的合理化设计显得越来越重要。

一般来说，功率开关器件理想的驱动电路应满足以下要求：[2]

1、功率开关管开通时，驱动电路能够提供快速上升的基极电流，使

得开启时有足够的驱动功率，从而减小开通损耗。

2、开关管导通期间，驱动电路提供的基极电流在任何负载情况下都

能保证功率管处于饱和导通状态，保证比较低的导通损耗。为减小存储

时间，希望器件关断前处于临界饱和状态。

3、关断时，驱动电路应提供足够的反向基极驱动，以迅速的抽出基

区的剩余载流子，减小存储时间；并加反偏截止电压，使集电极电流迅

速下降以减小下降时间。

实际驱动电路设计中，不可能完全满足上述要求，要根据具体要求

来合理设计。

第二章 功率开关器件 IGBT特性及其驱动电路的要求

2

另外，对主开关器件或整个装置的一些保护措施往往也设计在驱动

电路中，这是由于主电路中往往有电压或电流的过冲，而电力电子器件

一般比普通的元器件要昂贵，但承受过电压和过电流的能力却要弱一些。

因此，在主电路和驱动电路中往往需要附加一些保护电路，尤其对于中

大功率的半导体器件更是必不可少的，它对可能出现的过电流、过电压

等情况进行处理，以保护昂贵的主开关器件。这些就使得驱动电路的设

计显得更为重要。驱动电路还要提供控制电路与主电路之间的电气隔离

环节，一般采用光耦合隔离器。

根据驱动电路加在开关器件控制端和公共端之间信号的性质，可以

将功率开关器件分为电流驱动型和电压驱动型。如典型全控型器件

GTO、GTR都属于流控型，而 MOSFET、IGBT属于压控型。驱动电路

的具体形式可以是分立元件构成的，但目前的趋势是采用集成度高，性

能稳定的集成驱动电路，许多生产厂家也开发生产了功率器件的专用驱

动芯片。比如常用的 MOSFET和 IGBT专用驱动芯片有富士公司生产的

EXB系列，三菱电机公司生产的 M579xx系列以及瑞士 CONCEPT公司

生产的 SCALE系列等等。这些专用集成驱动电路具有良好的驱动特性，

且通常集成有过流保护功能，它们的出现使功率开关器件的驱动变的简

单可靠，电路的稳定性也大大加强。然而，这些标准的驱动器并不一定

能适用于所有的应用场合，对于不同的应用背景，功率开关器件驱动电

路的要求也会有差异。因此，研究适用于特定应用场合功率开关器件的

驱动电路仍然是十分必要的。

1.2 本课题的应用背景

本课题主要研究内容源于一种新型的用于轻合金表面防护的特种脉

冲电源，由于工艺过程和处理对象的负载特性要求以及量产条件需要，

不仅对这种电源的容量提出了要求，同时对电源的主要电参数提出了如

下要求：

3

电源容量： 100KVA以上

脉冲电压峰值：0~800V连续可调

最大平均电流：0~200A连续可调

脉冲频率： 0-5KHz连续可调

脉冲占空比： 5%-95%连续可调

脉冲换相比： 0~200Hz连续可调

正负脉冲幅值和个数单独连续可调

加工工艺要求其加工电源输出正负双向的高功率周期电脉冲序列，

同时主要参数均要求可大范围连续调节。为了满足这些工业要求，主电

路的核心—功率开关器件的选择显得尤为重要。性能优良的开关器件能

提高主电路的性能，可承受恶劣的工作条件，在本文所讨论的主要指强

电压、大电流的冲击。对于主开关器件，我们要能够方便的控制其开通

和关断，能可靠的驱动和保护它。传统的半控型电力电子器件只能通过

门极控制信号使其开通，而不能控制其关断。70年代后期，各种高速、

全控型的器件的出现，如 GTO、GTR、MOSFET、IGBT、SIT、SITH、

MCT等，大大满足了工业要求。不同的功率开关器件在各自领域内有其

优势，因此必须首先选择合适自己应用的功率开关器件。图 1-1 给出了

常用的功率开关器件的适用范围示意图：

工作频率

容量(VA)

100M

10M

1M

100k

10k

1k

100

101M100k10k1k10010

晶闸管

GTO

GTRIGBT

MOSFET

图1-1 常用功率开关器件适用范围示意图

第二章 功率开关器件 IGBT特性及其驱动电路的要求

4

GTO在全控型器件中功率是最大的，但其工作频率比较低，驱动电

路复杂。电力 MOSFET是一种单极性压控器件具有输入阻抗高、驱动功

率小，开关速度快等优点，在中小功率场合应用广泛，但由于半导体工

艺和材料的限制，迄今还难以制成兼具高电压和大电流特性的

MOSFET。电力晶体管 GTR是一种双极性半导体，其优点是通态压降小、

载流能力高，但它是流控器件，开关增益小，驱动电路较为复杂。20世

纪 80 年代后期出现的绝缘栅极双极晶体管 IGBT 是一种新型的复合器

件，它是 MOSFET和 GTR的复合，它把 MOSFET的输入阻抗大、开关

速度快的优点和 GTR通态压降小、载流能力大的优点集于一身，性能十

分优越，具有输入阻抗高、工作速度快、通态压降低、阻断电压高、承

受电流大，且易于驱动，是一种比较理想的全控型器件。[3]表 1-1 列举

了 MOSFET、GTR、IGBT的主要特性比较：

比较项目 GTR MOSFET IGBT

驱动模式 电流 电压 电压

驱动电路 复杂 简单 简单

驱动功率 高 低 低

输入阻抗 低 高 高

开关速度 慢(us) 高(ns) 中

工作频率 较低 高 中

安全区域 窄 宽 宽

饱和压降 低 高 低

目前 IGBT的容量已经大大提高，300A~400A/1200V~1700V等级的

IGBT 能够满足目前这种特种脉冲电源的要求，适合做其主开关器件。

随着电源设备的进一步发展，势必对电压、电流的要求更高。通常可以

采用 IGBT 模块串、并联来获取更大的容量或选用功率等级更高的大功

率开关器件来满足要求。由于单纯采用高功率的开关器件将带来昂贵的

经济代价，而采用普通模块的串、并联使用来满足功率要求，可以降低

5

设备的成本，因此串、并联功率开关器件是目前研究的热点问题。串、

并联使用功率开关器件必然会带来均流、均压、驱动等问题，这也是本

文着重讨论的问题之一。本文主要研究 300A~400A/1200V~1700V 等中

大功率 IGBT模块的驱动电路以及串、并联特性等问题。

1.3 课题的目的和主要任务

1、 对富士公司的 EXB841，三菱电机的 M57962AL，以及 CONCEPT

公司的 2SD315A等专用驱动电路在可靠性、性能指标、保护功能、性价

比、易维护性等方面进行分析比较，并在此基础上针对脉冲电源逆变电

路实际运行中存在的问题提出改进方案，经实验测试后确定适用于不同

功率容量电源的实际驱动电路。

2、 针对 IGBT串、并联使用中存在的问题，比如动态均流、均压特

性以及寄生参数等的影响进行理论研究、电路仿真，确定电路方案，并

实现 300~400A/1200~1700V IGBT模块的串并联扩容。

第二章 功率开关器件 IGBT特性及其驱动电路的要求

6

第二章 功率开关器件 IGBT特性及其

驱动电路的要求 2.1 绝缘栅双极晶体管 IGBT特性

从器件特性上看，选用 300A~400A/1200V~1700V 的 IGBT 作为轻

合金表面处理特种脉冲电源的主开关器件是符合要求的。在讨论其驱动

电路和串、并联特性之前，有必要了解 IGBT的工作特性和主要参数。

2.1.1 IGBT的结构和工作原理

+ID-

Ron

IDRN

VN +-

-

VJ1

+

G

E

C

IC

图2-1 N-IGBT 减化等效电路及其电气图形符号

G

E(S)

C(D)

如图 2-1，IGBT是三端器件，具有栅极 G、集电极 C和发射极 E。

从结构上看，IGBT相当于一个由 MOSFET驱动的厚基区 GTR，它们以

达林顿结构复合。图-1所示的是 N沟道 IGBT简化等效电路，其中电阻

RN是 PNP 晶体管基区内的调制电阻。作为压控器件，其开通和关断是

由栅极和发射极间的电压VGE决定的，当VGE为正且大于开启电压VGE(th)

时，MOSFET内形成沟道，并为晶体管提供基极电流进而使 IGBT导通。

由于电导调制效应，使得电阻 RN减小，这样高耐压的 IGBT也具有很小

的通态压降。当栅极与发射极之间不加信号或者加反向电压时，MOSFET

内的沟道消失，晶体管的基极电流被切断，使得 IGBT关断。

7

2.1.2 IGBT的基本特性和主要参数

（1）静态特性

O

有源区

正向阻断区

饱和区

反向阻断区

a) b)

IC

UGE(th) UGEO

IC

URM

UFM UCE

UGE(th)

UGE增加

IGBT的静态特性主要是指转移特性和输出特性图，如图 2-2所示，

a)为转移特性，b)为输出特性。

IGBT 的转移特性是指集电极电流 IC与栅极控制电压 VGE之间的关

系曲线。当栅射电压 VGE小于开启电压 VGE(th)时，IGBT处于关断状态。

在 IGBT导通后的大部分集电极电流范围内，IC与 VGE基本呈线性关系。

在实际应用中，经常利用检测 IGBT 的饱和导通压降来推算其集电极电

流的大小以确定 IGBT是否过流。最高栅射电压受最大集电极电流限制，

其最佳值一般取为 15V左右。

图 b的输出特性是指以栅射电压 VGE为参变量时，集电极电流和集

射电压之间的关系曲线。输出集电极电流 IC受栅射电压 VGE的控制，VGE

越高，IC越大。因此，在集电极过流或过流保护时，及时地降低 VGE能

够抑制集电极电流，有利于保护 IGBT。其输出特性可以分为三个区域：

正向阻断区、有源区和饱和区。一般在电力电子电路中，IGBT 工作在

开关状态，因而是在正向阻断区和饱和区之间来回转换。特别注意，IGBT

栅-射反向阻断电压只能达到几十伏的水平，即使自然界中的静电有时也

可以击穿损坏 IGBT，因此在运输、使用时候一定要特别注意。

图 2-2 IGBT的静态、特性曲线

第二章 功率开关器件 IGBT特性及其驱动电路的要求

8

（2） 动态特性

图 2-3所示的是 IGBT开关过程的波形示意图。

t

t

t

10%

90%

10%

90%

UCE

IC

0

O

0

UGE UGEM

ICM

UCEM

tfv1 tfv2

toffton

tfi1 tfi2

td(off) tftd(on) tr

UCE(on)

如图所示，从驱动电压 VGE的前沿上升至其幅值的 10%的时刻，到

集电极电流 IC上升至其幅值的 10%的时刻止，这段时间为开通延迟 td(on)。

而 IC从 10%ICM上升至 90%ICM所需的时间为电流上升时间 tr。同样，开

通时间 ton为开通延迟时间与电流上升时间之和。同时，开通时，集射电

压 VCE的下降过程分为 tfv1和 tfv2两端。前者为 IGBT中 MOSFET单独工

作的电压下降；后者为 MOSFET 和 PNP 晶体管同时工作的电压下降过

程。只有在 tfv2段结束时，IGBT 才完全进入饱和状态。IGBT 开通过程

中大部分时间是作为 MOSFET来运行的。

IGBT 关断时，从驱动电压 VGE的脉冲后沿下降到其幅值的 90%的

时刻起，到集电极电流下降至 90%ICM止，这段时间为关断延迟时间 td(on);

集电极电流从 90%ICM下降至 10%ICM这段时间为电流下降时间，二者之

图 2-3 IGBT的开关过程波形图

9

和为关断时间。电流下降时间可分为 tfi1和 tfi2两段。其中 tfi1对应 IGBT

内部的 MOSFET 的关断过程，此时间段内 IC下降较快；tfi2对应 IGBT

内部的 PNP晶体管的关断过程，此时间段 IC下降较慢。[4]

（3）IGBT的主要参数

1、电压参数

a. 栅-射极短路时的最大集-射直流电压 VCES

b. 栅极开路时允许的最大集-射直流电压 VCEO

c. 集-射极饱和电压 VCE(sat)，IGBT饱和导通时通过额定电流时的集-

射电压。

d. 栅-射极最高电压 VGES，集-射极短路时的最大栅-射极电压。

e. 栅极开启电压 VGE(th)，在规定的集电极电流和集-射电压条件下的

栅-射级电压，通常指能使 IGBT导通的最小电压。

f. 绝缘电压 Viso，指外壳与管芯绝缘的 IGBT模块，三个极完全短路

的情况下，三个电极与冷却体接触面间能容许的正弦波最高绝缘

电压，一般指交流有效指。

g. 集-射极反向电压 VECS，集成有续流二极管的 IGBT，在二极管处

于导通状态时，在极间测得的二极管正向压降。

2、电流参数

a. 集电极额定电流 ICN，在额定测试温度下，所允许的集电极最大

直流电流。实际上，一般应选用实际使用的平均电流

IC=(1/2~1/3)ICN。

b. 集电极的反向电流-IC，当 IGBT内部集成有续流二极管时，额定

测试温度下，所允许的集电极最大直流电流。

c. 集电极脉冲峰值电流 ICP，在一定脉冲宽度工作时，IGBT的集电

极允许的最大脉冲峰值电流。

d. 集-射极短路时的栅极漏电流 IGES，在栅-射短路条件下，在栅-射

极加额定电压时的栅极漏电流。

第二章 功率开关器件 IGBT特性及其驱动电路的要求

10

e. 栅-射短路时的集-射极漏电流 ICES，将栅-射短路，在集-射极间加

额定电压时的集电极漏电流。

（2） 最大功耗 PT

在壳温为 25°C的条件下，每个 IGBT开关所允许的最大不导致其

自身损坏的功率损耗。

（3） 时间参数

IGBT的时间参数有开通时间、关断时间、上升时间和下降时间。

（4） 最高工作频率 fmax

IGBT的最高工作频率是指对应开通时间和关断时间、额定工作电

流且 IGBT结温不超过允许值所能使用的最高开关频率。

（5） 结温

指 IGBT工作时不导致损坏所允许的最高结温。

（6） 贮存温度 Tstg

是指在无电气负载条件下，不使其性能下降对 IGBT的保存或运输

所允许的温度范围。

2.1.3 IGBT的擎住效应和安全工作区

在 IGBT的内部寄生着一个晶闸管，在晶闸管内的 NPN晶体管的基

极和发射极之间存在体区短路电阻，当超过额定集电极电流时，由于电

阻的压降过大会导致栅极失去对集电极电流的控制作用，导致集电极电

流过大，造成器件功耗过高而损坏，这种现象被成为擎住效应或自锁效

应。引发擎住效应的原因可能是集电极电流过大（静态擎住效应），也可

能是 dVCE/dt过大（动态擎住效应），温度升高也会加重产生擎住效应的

危险。动态擎住效应比静态擎住效应所允许的集电极电流还要小，因此

所允许的最大集电极电流实际上是根据动态擎住效应而确定的。[5]-[7]

根据最大集电极电流、最大集射极间电压和最大集电极功耗可以确

定 IGBT 在导通工作状态的参数极限范围，即正向偏置安全工作区

11

（FBSOA），导通时间长、发热严重则安全工作区变窄；根据最大集电

极电流、最大集射极间电压和最大允许电压上升率 dVCE/dt 可以确定

IGBT 在阻断工作状态下的参数极限范围，即反向偏置安全工作区

（RBSOA）。它随 IGBT 关断时的再加 dVCE/dt 而改变，过高的 dVCE/dt

会使 IGBT产生动态擎住效应，因此 dVCE/dt越大，RBSOA越小。在应

用 IGBT使，尽量使其工作在安全工作区以内。

2.2 IGBT驱动电路的要求

2.2.1 IGBT的栅极驱动

IGBT 是压控器件，其门极驱动条件密切地关系到它的静态和动态

特性。对于大功率 IGBT，选择驱动电路基于以下的参数要求：器件关

断偏置、门极电荷、耐固性和电源情况等。门极电路的正偏压 VGE、负

偏压-VGE和门极电阻 RG的大小，对 IGBT的通态压降、开关时间、开关

损耗、承受短路能力以及 dV/dt 电流等参数有不同程度的影响。门极驱

动条件与器件特性的关系如表 2-1所示：

表 2-1 IGBT门极驱动条件与器件特性的关系[4]

特性 VCE(on) ton、Eon toff、Eoff 负载短路能力 电流 dVCE/dt

+VGE增大 降低 降低 - 降低 增加

-VGE增大 - - 略减小 - 减少

RG - 增加 增加 - 减少

栅极正电压 VGE 的变化对 IGBT 的开通特性，负载短路能力和

dVCE/dt电流有较大影响，而门极负偏压则对关断特性的影响比较大。在

门极电路的设计中，还要注意开通特性，负载短路能力和由 dVCE/dt 电

流引起的误触发等问题。

(1) IGBT对栅极驱动电路的特殊要求

由于 IGBT 的开关特性和安全工作区随着栅极驱动电路的变化而变

化，因而驱动电路性能不好常常导致器件损坏，IGBT 对驱动电路有许

第二章 功率开关器件 IGBT特性及其驱动电路的要求

12

多特殊的要求，概括起来有：[9]-[11]

a、 驱动电压脉冲的上升率和下降率要充分大。IGBT 开通时，前

沿陡峭的栅极电压加到栅极 G与发射极 E之间，使其快速开通，达

到开通时间最短，以减小开通损耗。在 IGBT 关断的时候，其栅极

驱动电路要提供给 IGBT 下降沿很陡的关断电压，并给 IGBT 的栅

极 G与发射极 E之间施加一适当的反向偏置电压，以使 IGBT快速

关断，缩短关断时间，减小关断损耗。

b、 IGBT导通后，栅极驱动电路提供给 IGBT的驱动电压和电流要

有足够的幅度，使 IGBT 的功率输出级总处于饱和状态，瞬时过载

时，栅极驱动电路提供的驱动功率要足以保证 IGBT 不退出饱和区

而损坏。

c、 IGBT 的栅极驱动电路提供给 IGBT 的正向驱动电压+VGE要取

合适的值，特别是具有短路工作过程的设备中使用 IGBT 时，其正

向驱动电压更应选择所需要的最小值。开关应用的 IGBT 的栅极电

压应以 10V~15V为最佳。

d、 IGBT的关断过程中，栅-射极间施加的负偏压有利于 IGBT的

快速关断，但也不宜取的过大。（一般取-2V~ -10V）

e、 在大电感负载的情况下，过快的开关反而是有害的，大电感负

载在 IGBT 的快速开通和关断时，会产生高频且幅值很高而宽度很

窄的尖峰电压 Ldi/dt，该尖峰不易吸收，容易造成器件损坏。

f、 由于 IGBT多用于高压场合，所以驱动电路应与整个控制电路在

电位上严格隔离，一般采用高速光耦合隔离或变压器耦合隔离。

g、 IGBT的栅极驱动电路应尽可能地简单、实用，应具有 IGBT的

完整保护功能，很强的抗干扰能力，且输出阻抗尽可能地低。

h、 驱动电路的栅极配线走向应与主电流线尽可能远，且不要将多

个 IGBT 的驱动线扎在一起。同时驱动电路到 IGBT 模块栅-射引线

应尽可能的短，采用双绞线或同轴电缆屏蔽线，并从栅极直接接到

13

被驱动 IGBT的栅-射极。

i、 同一电力电子设备中，使用多个不同电位的 IGBT的时候，一定

要使用光隔离器，解决电位隔离的问题。

(2) IGBT栅极驱动电路应满足的条件[1]

a、如图 2-4a和 b所示，栅极驱动条件与 IGBT的特性密切相关。

V CE/V

10

8

6

4

2

04 8 12 16 20

VGE/V

50A

100A

150A

10

04 8 12 16 20

VGE/V

Eon/(mJ/脉冲)

5

25度

Tj=125度

图 2-4 通态压降和开通损耗与栅极电压关系曲线

a、 通态压降 b、 开通损耗

设计栅极驱动电路时，注意到开通特性、负载短路能力和 dVCE/dt

引起的误触发等问题。正向偏置电压 VGE增加，通态压降下降，开通损

耗 Eon也下降，如果 VGE保持不变时，饱和导通电压将随集电极电流增

大而增大，开通损耗将随结温升高而升高。

b、负偏压-VGE直接影响 IGBT的可靠运行。负向偏置电压增高，集电极

浪涌电流明显下降，对关断能耗无显著影响，如图 2-5所示。

集电极浪涌电流/A 50

40

30

20

10

02 4 6 8 10

-VGE /V

a、 浪涌电流

25度

Tj=125度10

5

5 10-VGE /V

b、关断能耗

图 2-5 集电极浪涌电流和关断能耗与栅极负偏压的关系

Eoff/(mJ/脉冲）

第二章 功率开关器件 IGBT特性及其驱动电路的要求

14

c、栅极电阻 RG增加，将使 IGBT 的开通与关断时间增加，因而使开通

和关断能耗均增加。而栅极电阻减小，又使 dic/dt增高，可能引发 IGBT

误导通，同时 RG上的损耗也有所增加。但 RG的增大会使 IGBT 的开关

时间增加，进而使开关损耗增加，因此应根据 IGBT 的电流容量和电压

额定值以及开关频率的不同选择不同的 RG阻值，一般应选 RG在几欧姆

到几十欧姆之间，如表 2-2所示。栅极电阻影响关系曲线如图 2-6所示。

50 100 150 200 250 3000

800

1200

1600

2000

400

VGE=20V

18V15V

10V4

8

12

16

20

E/(mJ/脉冲）

010 102 103

RG/Ω

Eon

RG/Ω

a、集电极电流上升率与栅极电阻的关系 b、Eon、E

off与栅极电阻的关系

图 2-6 栅极电阻的影响曲线图

(diC/dt)/(A/μ

s)

表 2-2栅极电阻的选取

600V 50 100 150 200 300 400 600 800 额定电流/A

1200V 25 50 75 100 150 200 300 400

RG /Ω 51 25 15 12 8.2 5.1 3.3 2.2

2.2.2 脉冲电源中 IGBT的保护

在特种脉冲设备中，除了选择参数合适的 IGBT 模块、设计良好的

驱动电路外，采用必要的过电压保护、过电流保护、dV/dt 保护和过热

保护等保护措施也是很重要的。特种脉冲电源设备对 IGBT 的保护措施

有以下几种：利用过电流信号的检测来切断栅极控制信号；利用缓冲电

15

路抑制过电压，并限制过量的 dV/dt；利用温度传感器检测壳温控制主

电路跳闸。

（1） 过电流保护

在我们研制的特种脉冲电源中，IGBT的过电流保护一般分为两种：

一种是低倍数（1.2~1.5 倍）的过载电流保护；另一种是高倍数（可达

8~10倍）的短路电流保护。对于低倍数的过载保护采用了进行集中式的

保护，即使用电流传感器检测输入端或主电路中直流母线的总电流，当

总电流超过设定值后，比较器翻转，封锁装置中所有 IGBT的驱动脉冲。

对于单个 IGBT 的保护，采用集-射电压识别法，如图 2-2a 所示，由于

IGBT的通态饱和压降 VCE(sat)与集电极电流呈线形关系，利用测量 VCE(sat)

的大小来判断 IGBT 集电极电流的大小。主要考虑了两点问题：一是识

别时间；二是保护切断速度。从识别出过电流信号到切断栅极控制信号

的总时间必须小于允许短路过电流的时间。过流时，切断 IGBT 集电极

电流不能和正常工作中切断速度一样快，那样会导致 dic/dt 过大，在主

电路电感中引起很高的反电势而形成尖峰电压，容易损坏器件。因此对

IGBT 实行在允许的过流时间内对其慢速关断。以下给出合理驱动电路

的原理框图，如图 2-7所示：

高速驱动

低速驱动

驱动电压 电压检测

VC

RG

VCC

故障检测

与门

驱动

图 2-7 IGBT驱动电路原理图

第二章 功率开关器件 IGBT特性及其驱动电路的要求

16

（2） dV/dt保护

在半桥感性负载电路运行时，处于关断状态下的 IGBT，由于与其

反并联的二极管的恢复过程，将承受 C-E 电压的急剧上升。此静态的

dV/dt通常比 IGBT关断时 VCE的上升率高。此 dV/dt在集电极栅极间电

容内产生电流流向栅极驱动电路，如图 2-8所示：

CCG

RG RGILG LGIIGBT

VGE

dV/dt

ID

ID

ID

C

E

VOFF

ID=CCG×dV/dt

VGE=(R

G+R

GI)I

D+(L

G+L

GI)dI

D/dt-V

OFF

图 2-8 dV/dt对IGBT栅极电路的影响

虽然在关断状态时，栅极为反向偏置。由于流过栅极电路的阻抗，

该电流令 VGE增加（趋向于 VGE(th)）。最坏的情况是该电压达到阈值电压，

则该 IGBT将被开通，导致桥臂直通短路。dV/dt保护的目的主要是防止

擎住效应，及防止集电极电流连续值超过临界值。为了防止误导通，采

用如下的方法：[5]

a、 在关断的时加足够的负栅压 VGE(off)（-8~ -10V）；

b、 关断状态时，RG取较低的阻值；

c、 尽可能地减小栅极电路中的电感 LG。

（3） 短路保护

在这种特种脉冲电源中，主开关器件 IGBT 构成的 H型逆变器电路

中发生负载短路或同一桥臂出现直通现象时，母线电压直接加在 IGBT

的 C、E 两端，流过 IGBT 的集电极电流会急剧增加，此时如不及时撤

17

消栅极驱动信号，必将造成 IGBT的烧毁。[20]-[22]为防止短路故障，电路

中设计有故障检测与保护环节，及时检测出过电流故障，并迅速切除。

在我们的 H型逆变桥臂电路中，引起短路的主要原因有：

a、 直通短路主要原因是，桥臂中某一个器件或反并联二极管损坏。

b、 桥臂短路，主要由于控制回路、驱动回路的故障或干扰噪声引起

的误动作，造成一个桥臂两个 IGBT同时开通。

c、 负载电路接地短路，或者输出短路。

IGBT能承受短时间的短路电流，该时间与 IGBT的饱和导通压降有

关系，随着饱和导通压降的增加而延长。为了可靠保护器件，比较理想

的方案是出现过电流时，立即降低栅压，使电流值不能达到最大短路峰

值，这样可以避免 IGBT出现锁定损坏。栅极电压降低 IGBT压降增大，

短路电流明显减小，短路的承受时间延长，这样也就延长了“故障检测”

时间。出现短路的时候，IGBT必须维持在短路安全工作区内。

对于短路保护，在直流母线上接电流传感器的方式检测直流母线电

流，当发生短路的时候，母线电流超过设定值，比较器翻转，封锁所有

的驱动脉冲，保护 IGBT模块，如下图 2-9所示：

电流传感器

比较器

锁定

负载驱动电路

禁止 信号驱动门

保护

清除保护

PWM信号

PWM信号发生器

清除

图 2-9 短路保护示意图

第二章 功率开关器件 IGBT特性及其驱动电路的要求

18

此外还可以使用对单个 IGBT 欠饱和式保护，这种方式在很多驱动

电路中都有使用，基本原理是检测 IGBT 饱和导通压降 VCE(sat)来判断集

电极电流，通过比较器翻转来封锁驱动脉冲的方式，框图如 2-10所示：

比较器

栅极驱动

失效锁定 与门

图 2-10 防止饱和短路示意图

禁止

清除

来自驱动逻辑

Vref

一旦检测出短路，为了避免 IGBT受到短路破坏，保护措施是在 10

μs内将 IGBT关断。在这种情况下，吸收电路经过了特别设计，使其适

用于短路情况。采用控制 VGE的大小来使之关断的技术，以便减小 IGBT

的内部应力：a)、控制关断：栅极电压被分步减小或斜坡减小，IGBT的

沟道电阻增大，所以短路电流也减小下来，随着 IGBT 的关断，di/dt 亦

减小，所以毛刺尖峰电压同时被减小。b)、VGE 钳位：从特性曲线看，

短路电流的峰值取决于 VGE的数值，VGE的数值则由栅极集电极电容回

馈的 dV/dt来决定。这种影响可以通过钳制 VGE于 18V以下而消除。钳

位电路如下图 2-11所示：[5]

RG

ON

OFF

VG(on)

VG(oFF)

CCL DCLC

E

IGBT

图2-11 V GE钳位电路示意图

19

钳位二极管 DCL和钳位电容 CCL必须直接与 IGBT 模块的信号端子

连接；DCL必须有快速的正向恢复能力。对于比较小电流的 IGBT 可以

采用在栅极和发射极之间采用齐纳二极管进行钳位。

（4） 过电压保护

变流器中 IGBT 快速开关时，会因配线电感中积蓄的能量释放或辅

助回路中续流二极管反向恢复而产生开关浪涌电压。如果浪涌电压的幅

值大和持续时间长，容易损坏 IGBT。采用了多种过电压抑制措施使 IGBT

在开关浪涌电压的作用下还能工作在安全工作区内。一般应用 IGBT时，

抑制浪涌电压主要是利用 RCD缓冲电路来吸收。[23]-[24]

2.3 本章小结

本章主要介绍了功率 IGBT 工作原理、特性以及主要电参数，这些

参数和特性对于设计 IGBT 的驱动保护电路是非常关键的。驱动电路对

IGBT 工作在比较理想状态下起着至关重要的作用，保护电路使昂贵的

器件得到保护，是其安全工作的保障，本章分析了 IGBT 门极驱动的特

殊要求和保护电路的主要要求，给出了理想驱动电路的结构图。正是基

于这些要求，我们才能设计比较合理、可靠的驱动保护电路。

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

20

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析

比较和实际应用 在本章讨论具体 IGBT 的驱动电路之前，已经分析了 IGBT 的特性

以及其驱动电路的要求和特点。而在实际应用中，对于不同功率容量的

脉冲电源，采用了不同的功率开关器件。在驱动电路方面，主要采用集

成驱动电路，对于不同功率容量的模块先后使用了富士电机的 EXB841、

三菱电机的 M57962AL 以及瑞士 CONCEPT 公司的 2SD315A 等集成驱

动电路。同时，对于几种电路的优缺点，以及使用当中存在的主要问题

做了分析和讨论。

3.1 厚膜驱动器集成电路 EXB841 EXB841 为日本富士公司推出的 IGBT 专用厚膜集成驱动芯片，适

合驱动 300A/1200V 以下的 IGBT 模块，具有隔离强度高、反应速度快

等优点，并可以对 IGBT 实施过流保护，市场占有率较高，它是目前在

我国电力电子行业使用量比较大的 IGBT 驱动器。在实际应用中，主要

用它来驱动 300A/1200V 的 IGBT 模块，采用的模块有西门子的

BSM300GB120DLC，西门康的 SKM300GB123D等。

3.1.1 引脚名称、功能[27]

表 3-1 EXB841引脚名称、用法

引脚号 符 号 名 称 功能或用法

1 VE 驱动脉冲输出相对地端使用中，接被驱动 IGBT的

发射极

2 VDD 功率放大级电源连接端 使用中，接+20V电源

3 VG 驱动脉冲输出端 接被驱动的 IGBT的栅极

4、7、8、

10、11 NC 空端 使用中，悬空

21

5 IO 过电流保护动作信号输

出端

接光耦合器一次侧二极管

的阴极

6 VCE 过电流保护取样信号连

接端

通过快恢复二极管接 IGBT

集电极

9 GND 驱动输出级电源地端 接+20V电源地，与 14、15

脉冲的参考地端电位隔离

14 VIN— 驱动信号输入连接负端 接脉冲形成部分的地

15 VIN+ 驱动信号输入连接正端通过一个电阻接脉冲形成

部分的脉冲输出端

3.1.2 内部结构和工作原理

EXB841驱动器内部结构框图如 3-1所示

A

①14

③

②

⑨

过电流保护电路

⑤ ④⑥

15

光耦合器

图3-1 EXB841内部结构框图

由图 3-1可以知道，EXB841由放大部分、过电流保护部分及 5V基

准电压几部分组成。放大部分由光耦合隔离器、中间放大部分及推挽输

出部分组成。过电流保护部分实现过电流检测和延时保护功能。EXB841

的引脚 6 通过快速二极管接至被驱动 IGBT 的集电极，显然他是通过检

测 VCE的高低来判断是否发生短路。图中电阻和稳压管组成 5V 基准电

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

22

压，为驱动 IGBT关断时提供-5V的反偏压。

EXB841内部电路原理图如图 3-2所示：[1]

TLP550

VLC

C1100p

C2

1100p

C3

1n

R1

R2 R3R8

R9

R5

R4B

C

D

VD1

V4

V5

+20V

0V

C5

96n

VS2

5.1V

C4

22n

RG G

C

E

VD2

R10

R7

V3

VS1

13V

R6

1k

220

220

v1

v2

56k 2.2k

220

2.2k2.2k

6.8k

3-10③

②

①

⑥

⑨

14

15

⑤ ④

E

A

图 3-2 EXB841内部电路原理图

A

当 EXB841的 14脚和 15脚有 10mA的电流流过 1μs以后 IGBT正

常开通，VCE下降至 3V 左右，6脚电压被钳制在 8V左右，由于 VS1稳

压值是 13V，所以不会被击穿，V3不导通，E点的电位约为 20V,二极管

VD1截止，不影响 V4和 V5正常工作。

当 14 脚和 15 脚无电流流过，则 V1和 V2导通，V2的导通使 V4截

止、V5导通，IGBT栅极电荷通过 V5迅速放电，引脚 3电位下降至 0V，

是 IGBT栅-射间承受 5V左右的负偏压，IGBT可靠关断，同时 VCE的迅

速上升使引脚 6“悬空”。C2的放电使得 B点电位为 0V，则 VS1仍然不

导通，后续电路不动作，IGBT正常关断。

如有过流发生，IGBT 的 VCE过大使得 VD2截止，使得 VS1击穿，

V3导通，C4通过 R7放电，D 点电位下降，从而使 IGBT 的栅-射间的电

压 VGE降低，完成慢关断，实现对 IGBT 的保护。由 EXB841 实现过流

保护的过程可知，EXB841判定过电流的主要依据是 6脚的电压，6脚的

电压不仅与 VCE有关，还和二极管 VD2的导通电压 Vd 有关。

23

3.1.3 EXB841保护功能分析和改进措施

（1）功能分析

从上面分析可知，EXB841 在过流时会降低 VGE的压降，同时也会

“慢关断”。在检测到短路 1.5μs后，开始降低 VGE ，经过约 8μs，VGE

降到 0V。在这约 10μs的时间内，若短路现象消失，VGE会逐渐恢复到

正常值，但恢复时间由充电时间常数决定，较长的恢复时间避免了过流

时保护电路的频繁动作。另一方面，EXB 模块仅需单电源+20V 供电，

它通过内部 5V稳压管为 IGBT提供了+VGE =+15V，-VGE =-5V的电平，

既满足了 IGBT 的驱动条件，又简化了电路，为整个系统设计提供了很

大方便。EXB841实际应用接线如图 3-3所示：[27]

RG

C

47μ

EXB841

ERA34-10

4.7k

15

14 9

1

5 4

2

图 3-3 EXB841驱动器典型应用线路图

6

3

20V

0V

47μ

CIGBT

ICC

绞线

10mA

驱动信号

过电流保护输出

在实际使用的时候注意到以下问题：

a、 驱动的 IGBT栅-射极驱动回路往返接线不能太长，而且栅-射接线

采用双绞线。

b、 由于 IGBT 集电极产生较大的电压尖脉冲，增加 IGBT 栅极串联

电阻 RG有利于其安全工作。

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

24

c、 图 3-3中电容 C用来吸收由电源连接阻抗引起的供电电压变化，

它不是电源的滤波电容，选择 47μF。

（2）EXB841常见问题分析[29]-[31]

a、EXB841的 6脚“悬空”引起过热分析

如图 3-1所示，若 EXB841的 6脚所在支路脚出现“虚焊”或 6脚

所接快速二极管出现断路形式的损坏等情况，都会造成 6脚处于悬空的

状态。当来自 PWM 控制电路的信号不能使光耦导通时，A 点电位上升

为高电平，三极管 V1、V2 饱和导通，使 D、B点变为低电位，V5导通，

V3截止，来自与稳压管 VS2并联的电容 C5的电流经 RG、V5迅速对 IGBT

栅-射极的等效电容 CGE充电，使栅-射极的电压 VGE迅速变为（-5V），

关断 IGBT。EXB841的 6脚悬空与否，对上述关断过程中 EXB841的关

断动作无影响。但当来自 PWM 控制电路的信号使光耦导通时，A 点变

为低电平，V1、V2截止，D点变为高电平，EXB841输出开通驱动脉冲，

而 C 点的电位取决于 6 脚的状态。若 VD2工作正常时,则有一电流自 B

点经 R4、R5、VD2、IGBT 的集电极、发射极、稳压管 VS2至驱动电路

的地，设 IGBT 的导通压降为 3V，VS2的稳压值为 5V，此时 C 点则被

钳位于 8V，稳压管 VS1（稳压值为 13V）不会导通，V3截止，C4不会

通过 V3放电。若 6脚因种种原因出现悬空时，则 C点电位会因 C2充电

电压的上升超过 13V，C4会通过饱和导通的 V3放电。值得注意的是，

C4通过 V3放电的限流电阻 R7阻值较小(220Ω)，仅为 V1、V2集电极限

流电阻（2.2KΩ）的十分之一，这样流过 V3的电流很大（峰值电流约为

100mA），长时间这样工作，V3的发热将变严重。更为严重的是一旦 V3

因发热而烧坏，EXB841则彻底失去对 IGBT过流保护的慢关断功能（C4

无放电回路，E点电位不能降低）。即使 6脚外围电路恢复正常，也无法

恢复 EXB841对 IGBT过流保护的慢关断功能。

b、IGBT的栅-射极出现电击穿或短路引起过流的分析

由于 IGBT 的栅-射极与普通的 MOS 型器件相同，属于电场控制的

25

绝缘式输入级，这样有可能与普通 MOS管相似，在过高的栅极电压（或

干扰脉冲电压）的作用下，出现栅-射极被击穿的故障。另外，在调试中

若不慎由于示波器探头等物品会造成 3脚和 1脚短路。出现上述情况时，

EXB841 的输出电流剧增，将会烧坏输出级的 V4、V5、VS2。而在输出

级流过同样电流的 V4、VS2 中（正向充电），由于它们的导通压降相差

很大（V4导通压降为 0.3V，而 VS2的导通压降为 5V），功耗也相差较大，

这样 VS2将先于 V4而烧坏。VS2烧坏后，C5上电压将充至 VCC，V4将

不能导通，自然无法驱动 IGBT导通。

c、驱动电路参数对过热产生的影响

RG对过热的影响

RG 对动态充电过程中，流过 V4、V5、VS2 的电流有很大影响，RG

减小，动态充电电流瞬时值增大。对大容量的 IGBT，为提高效率、减

小 IGBT的开关损耗，要求开关过程的时间要短一些，为此要求 RG要小

一些，以减小充电回路的时间常数，这样造成 EXB841输出的动态充电

电流瞬时值增大，会引起 V4、V5及稳压管 VS2的发热，应综合考虑。

EXB841供电电压 VCC对过热的影响

VCC过大，必使由 EXB841 输出的正反向浪涌充电的电流的瞬时值

增大，引起 V4、V5及 VS2发热。但 VCC过小会造成 VGE过小，引起导

通压降增加，极端情况 VGE甚至小于开启电压，IGBT不能导通。

开关频率 f对过热的影响

从 EXB841输出的驱动电流具有典型的“浪涌”特征。开关频率过

高，会使单位时间内三极管 V4、V5及稳压管 VS2通过浪涌电流的总时

间变长，引起 V4、V5及稳压管 VS2的发热。f过高也会引起 IGBT的开

关损耗的增加。同理，在由 V4、V5、VS2构成的输出级，因稳压管 VS2

导通压降大，故最易烧坏。

（3）实际应用中存在的问题

然而，在实际使用中我们发现，EXB841 还有很多的不足和缺陷，

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

26

如下：

a、 由图 3-2可知，VLC由+5V稳压管供电，这虽然简化了电路，但

由于 EXB841的 1脚接在 IGBT的 E极，IGBT的开通和截止会造成电位

很大的跳动，会有浪涌电压尖峰和浪涌尖峰电流，使 VS2受到浪涌电压

和电流冲击，易损坏而使其失去关断负偏压，这无疑对 EXB841可靠运

行不利。

b、 EXB841不具备定时逻辑栅压控制功能，即正实行过流保护慢速

关断时，若驱动器入口处驱动信号消失，则 IGBT 立即进入正常运行时

的快速关断，产生较大的 dVCE/ dt，使 IGBT失效。

c、 由于仅有 1.5μs的延时，因此只要大于 1.5μs的过流都会使慢关

断电路工作。由于慢关断电路的充电时间常数是放电时间常数的 10倍，

慢关断电路一旦工作，即使短路现象很快消失，EXB841 的 3 脚输出也

很难很快达到+VGE = +15V的正常值。虽避免了保护频繁动作，但也使

与本脉冲关断时刻相距 140μs以内的所有后续脉冲受到影响，即慢关断

不仅影响本脉冲，而且可能会影响后续好几个脉冲。

d、 过流保护的起控点设置不合理。由 EXB841实现过流保护的过程

可知，EXB841 判定过流的主要依据是 6 脚的电压。而 6 脚的电压不仅

和 VCE有关，还和二极管 VD7的导通电压有关。EXB841 推荐应用电路

中使用二极管的型号 ERA34-10，在 0.5～0.6V时即可开通。故过流时可

以计算出 VCE = 13－0.5－5=7.5V。通常 IGBT在通过额定电流时的导通

压降比较低，通常不到 3V，当 VCE = 7.5V时 IGBT已严重过流，此时电

流约为额定电流的 2～3 倍。显然，在 IGBT 严重过流的情况下，即使

EXB841模块实施了保护,对 IGBT的使用寿命仍有不良影响。

e、 实际应用中关断负偏压仅-5V（实测约 4.5V），负偏压过低也是

EXB841的缺点，尤其是在 H型桥式高压电路中-VGE的不足，容易造成

上下桥臂直通，会降低 IGBT的工作可靠性。

27

（4）相应的改进措施

针对 EXB841自身的一些不足和缺陷，以及在实际中经常容易出现

的问题，采用如下相应的改进措施来弥补和完善。

a、过流保护起控点调整

在我们研究的轻合金表面处理特种脉冲电源中，经常需要电压、电

流的大范围调整。而由于其加工工艺的特点，也会出现瞬时大电流等恶

劣工作情况，这些情况要求我们合理调整驱动电路的保护动作点。IGBT

饱和导通压降的大小，因生产厂家、产品型号以及使用条件的不同而存

在差异，而且随着产品的更新换代，饱和压降越来越小，比如西门子的

IGBT 模块 BSM300GB120DLC 的饱和导通压降常温下只有 2.1~2.6V 左

右。按照说明书上的电路配置 EXB841驱动电路，其过流保护动作点大

约为 7.5V，实际测量其保护动作点，甚至可达 8、9V之高。从特性曲线

可知，在大电流的范围内，IGBT 的集电极电流和其饱和导通压降基本

呈线性关系，如果过流保护动作点设置为这么高，则 IGBT 早已经严重

过流，长期如此，必然容易造成模块的损坏。因此必须合理调整 IGBT

模块的过流保护动作点。采用在 IGBT 的集电极增加串联二极管数目的

方法来进行保护动作点的调整，比如 EXB841推荐的集电极串联二极管

为 ERA34-10，多增加一个二极管，则可以将保护动作点调低大约 0.7V，

从 IGBT的特性曲线可以看出，0.7V的动作电压反映在 UCE上就意味着

IC将产生很大的变化。

由于通过串联二极管的方式只能阶梯式的调整保护动作点，串联硅

二极管大约可以调节 0.7V，而锗管一次可以调节 0.3V，无法做到比较精

确地进行调整，为此采用在集电极检测回路中串联电阻的方法，可以对

保护动作点进行连续调整，方法如下所述：[21]

1）找出实际驱动模块的过流保护临界电压动作值

具体电路如图 3-4所示：

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

28

EXB841

15

14 1

6

3

9

+15V

RG

WR1

WR2

图 3-4 EXB841 保护动作点调整电路

A

B

VD

R

令可变电阻 WR1=0，在输入信号端 14~15之间给定一个使 IGBT导

通的“1”信号，通过改变 WR2，逐渐地升高仿真的 VCE电压，直到驱

动电路保护恰好动作（通过示波器观察栅极电压波形即可以知道是否已

经保护动作），测量此时点 A的电压 VA即为此驱动电路的过流保护动作

临界动作电压。

在实际使用当中，曾经将 IGBT的保护动作点靠此方法调整为 4.5V

左右。但运行表明，过低的保护动作点会使驱动电路频频发出保护信号，

几乎无法正常工作，究其原因是由于脉冲电源的负载经常会出现瞬时短

路的情况。实验表明，在我们的特种脉冲电源中，将 300A/1200V的 IGBT

模块的过流保护动作点设置为 6V 左右能够比较正常的工作，既保证

IGBT模块不至于严重过流，又不会频频发出保护信号。

2）在驱动模块与 IGBT集电极之间串联电阻

用串联电阻的方法来调整过电流保护动作电压，使之与所驱动的

IGBT 通态压降相对应。改变 WR2，使得当前的 A 点电位 VA等于被驱

动 IGBT 的通态饱和压降。逐渐增大可变电阻 WR1值，使 B 点电位 VB

从 VA起逐步地升高，当 VB达到 IGBT驱动电路过流保护临界动作电压

时，测出 WR1的电阻并换上相应的电阻 R。其他元件参数都不变，二极

29

管通态压降与电阻 R两端电压的和应等于驱动电路过流保护临界动作电

压值与 IGBT 正向管压降 VCE之差。由于电阻 R 两端的电压 VR是经过

连续调节后确定的，所以 IGBT 过流保护临界动作电压值也可以通过改

变电阻值而连续地调整，从而可以根据需要来比较准确地设定 IGBT 过

流保护的临界动作电压。

b、负偏压调整电路

理论上关断时 EXB841 输出的负偏压为-5V，实际测量实际还要偏

低一些。在 H型桥式电路中，由于主电路经常受大电流和强电压冲击，

产生负压的稳压二极管很容易被击穿短路或被烧毁，使 IGBT 关断的时

候失去负偏压，在存在比较大的 dV/dt 的时候，容易使同一桥臂的两个

管子同时导通，造成桥臂直通，会烧毁电路。[32] 针对 EXB841负偏压不

足以及该稳压二极管易损坏的缺点，设计负偏压改进电路如图 3-5所示。

采用+25V电源和-8~-10Ｖ左右的稳压管负偏压能够改善 EXB841负偏压

不足的缺点。

EXB841

15

14

2

3

RGV

9

6

图 3-7 EXB841负偏压改进电路

+25V

0V

8-10V

VD

c、逐个脉冲过电流限流保护电路

针对这种特种脉冲电源的负载经常有瞬时短路现象的存在，采用逐

个脉冲过电流限流保护电路消除“假过流”的影响，如图 3-6所示：

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

30

EXB84115

14

3

2

RG

N2+

-V1

R6

V

4

N1+

-

R79

R5R3R2R1

R4

图 3-6 EXB841逐个脉冲过电流限流保护电路

C

在过电流检测信号使比较器 N1 翻转为高电平时，R3C 组成延时电

路，如过载信号维持 5~10μs 之后，过载故障仍然存在，则比较器 N2

翻转为低电平，V1 导通，EXB841 驱动器的引脚 4 变为低电平，IGBT

快速关断。在此之后过电流消失，过载信号撤除，但高电压加在 IGBT

两端，使引脚 6电压升高，从而实现了管压降保护，使本周工作停止。

在下周驱动脉冲到来后重复上述过程。如过载信号在 5~10μs之内消除，

说明是假过载信号，使得在比较器 N2翻转之前比较器 N1再次翻转为低

电平，以使 IGBT的栅极驱动保持正常。[1]

通过以上改进措施，大大改善了 EXB841驱动电路中存在的缺陷，

使其能够稳定安全的工作，在脉冲电源中驱动 300A/1200V 的 IGBT 模

块运行情况良好。

3.2 厚膜集成驱动器 M57962AL

M57962AL 是日本三菱电机公司生产的 IGBT 专用厚膜集成驱动芯

片。它内置了可在输入与输出之间实现良好电气隔离的光耦合器，可以

对被驱动的 IGBT 模块实现可靠的驱动。适合驱动 400A/1200V/以下的

功率 IGBT模块，采用双电源驱动技术，输入与 TTL电平兼容。在脉冲

电源中用它来驱动 400A/1200V或 300A/1700V的 IGBT模块，如西门子

公司的 BSM400GB120DLC 等，它能输出的最大峰值电流约为 5A，比

EXB841 的驱动功率大。

31

3.2.1 引脚功能、用法

表 3-2 M57962AL管脚功能、用法

引脚号 符 号 名 称 功能或用法

1 M 故障信号检测输入端通过快恢复二极管接被驱动

IGBT的集电极

2 SC 测量点端 通过一个电容接引脚 4(VCC)

3、7、

9、10 NC 空端 使用中，悬空

4、 VCC 驱动输出级正电源端 接功率放大级提供的正电源

5 VO 驱动信号输出端 直接串联一个电阻接被驱动

IGBT的栅极

6 VEE 驱动输出级负电源端 接功率放大级提供的负电源

8 IO 故障信号输出端 接报警光耦合器一次侧发光

二极管的阴极

13 VIN— 驱动脉冲输入负端 接脉冲形成部分的地

14 VIN+ 驱动脉冲输入正端 驱动脉冲形成单元电源端

3.2.2 内部结构和工作原理

M57962AL驱动器内部结构如图 3-7所示，它内部集成有光耦合器、

接口单元、功率放大单元、锁存定时复位电路、栅极封锁单元以及检测

环节等几部分。它的设计考虑了 IGBT 驱动保护的要求，很好的实现了

驱动和短路保护的功能。其工作过程可描述如下：当来自脉冲形成单元

的驱动信号为高电平时光耦合器导通，接口电路把该信号整形后由功率

放大级的 NPN晶体管放大后输出，驱动功率 IGBT模块导通。在驱动电

路输出脉冲为低电平时，光耦合器截止，此时接口电路输出也是低电平，

功率放大级的 PNP晶体管导通，给被驱动的功率 IGBT模块栅-射极间施

加反向电压，使被驱动的 IGBT恢复关断状态。

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

32

接口

①

13

②

④

⑥

14

光耦合器

图3-7 M57962AL内部结构框图

⑤

定时复位电路

锁存 检测

门极封锁单元

VCC

SC测量点

检测

VO

⑧

VEE

故障输出

当从引脚 1检测到被驱动的 IGBT集-电压比较高时，则该电路就认

为负载短路或过载，立即降低栅极电压。无论输入为何种电平都封锁被

驱动的 IGBT 栅极脉冲，保护电路动作输出故障信号低电平，并从引脚

8输出故障信号。经过预定的 1~2ms后，如果保护电路输入的是低电平

（脉宽时间要求小于 5μs），保护电路就自行复位到正常输出状态。通

过上述动作 IGBT 模块就能及时地得到可靠的保护，M57962AL 内部检

测短路的操作程序如流程图 3-8所示：[37]

检测短路

开始

栅极封锁电路工作定时器开始输出错误信号

定时时间到？

输入信号低电平？

结束

N

N

Y

Y

1-2ms

图3-8 M57962AL内部检测短路流程

33

3.2.3 典型应用电路以及波形

M57962AL 的特点和性能决定了其可以用单电源或双电源工作来驱

动功率 IGBT 模块，以下分别给出单电源和双电源供电的典型电路加以

说明。在单电源供电时，只有当供电电源 VCC确已施加到该驱动器，并

且延时大于 R1Crev的时间常数后，才可以向该驱动器的输入端输入驱动

功率 IGBT导通的信号，单电源接线如图 3-9所示：

+

+

RG

R1

VS2 Crev

100μ

VCCVS

1M57962AL

VD15V

4.7k

14

13

8 1

5

4

6

图 3-9 M57962AL单电源供电电路图

图中 VCC是 25V电源，负向偏压用一只稳压管 VS与串联的限流电

阻 R1产生，VS选用稳压值为 10V的稳压管，R1选取 2.7k左右的电阻。

由于单电源供电提供负偏压的是一只稳压管，在其被击穿时就失去了负

偏压，会因此降低 IGBT 工作的可靠性。为提高驱动电路的可靠性，采

用了双电源供电方式。为了能够驱动大容量的 IGBT，可以在驱动电路

里加一级功率放大单元。采用双电源供电方式，其电路稳定性和可靠性

要好一些。图 3-10给出的是 M57962AL双电源供电的电路图：

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

34

+

RG

Ctrip

VCC VS1

M57962AL

VD15V

4.7k

14

13

8 1

5

4

6

图 3-10 M57962AL双电源供电原理图

2

+VEE

C1

C2

图中的 C1、C2为无感的高质量电容。接引脚 8的光耦合器是给出故

障报警信号，VCC为 15V，VEE为－10V，在 M57962AL的 1脚和 6脚之

间接一只 30V 的稳压管 VS1，1 脚为 IGBT 集电极之间接一快恢复二极

管 VD1，起反向恢复时间要求小于 0.2μs。若 2脚悬空，短路保护检测

时间为 2.6μs，保护动作太灵敏常容易引起误动作。[36] 为此，通过接在

2、4 脚之间一个电容 Ctrip来调节保护时间，选取 0.33uF 左右的电容，

保护时间大约为 6us。栅极电阻 RG一般在开关频率比较低的时候可以选

偏大的，故障保护输出光耦合器应选用高速光耦 6N137。M57962AL 工

作时的典型输入、输出波形如图 3-11所示，短路保护波形如图 3-12：

90%

50%

10%

t ft r

tPLH

tPHL

t

t

V IN

VO

图 3-11 M57962AL工作的典型输入、输出波形

35

VIN 0V

VO 0V

-5V

10V 10V

ttri1、2 ttime

0V

图3-12 M57962AL短路保护时的输入、输出波形

3.2.4 功能分析

M57962AL 的驱动电路具有过电流检测及保护功能，它提供的负偏

压是在外部利用稳压二极管产生的，其幅值可以调整，且负偏压比较大，

关栅可靠性比较好。利用改变引脚 2、4之间的电容，也可以对短路保护

检测时间进行调整，应用比较灵活。由于 M57962AL的过电流保护动作

也是利用 IGBT模块自身集电极电流和集-射饱和导通压降接近线性关系

的特点，通过二极管连接到驱动器上，所以对于过电流保护动点的调整

也可以采用 EXB841中介绍的方法来做到比较准确的调整。

此外，对于 M57962AL驱动电路，在以下两种情况容易导致驱动电

路失去负偏压：一是产生负偏压的稳压二极管被击穿短路；二是驱动电

路为单电源供电时，因失去电源供电电压 VCC的时候。针对上述所说的

情况，对 M57962Al为单电源供电的外围电路进行改进，如图 3-13所示，

在正常情况下，VS3导通，M57962AL 的 8 脚为高电平，VD2截止，VT

导通，光耦合器输出端呈低阻态。如果稳压二极管 VS2击穿短路，则 VS3

截止，VT截止，光耦合器输出端呈高阻态。如果驱动电路失去+25V电

压，则光耦合器输出无电流流过，光耦合器呈高阻态。这样就避免了 IGBT

因为失去负偏压而误动作了。[35]

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

36

+

+

RG

R1

VS2 Crev

100μ

VCCVS1M57962AL

VD15V

4.7k

14

13

8 1

5

4

6

图 3-13 M57962AL单电源供电改进电路图

+25V

VS3VD2

R2

R3

R4

R5

R6

VT

3.3 EXB841和 M57962AL比较

EXB841和 M57962AL都是混合集成驱动芯片，均集成有保护功能，

能对 IGBT 进行驱动和保护。EXB841 处理过流完全靠自身电路参数，

采用了慢关断的方式，内部集成有功率放大电路，可以提高电路的抗干

扰能力，IGBT 关断时需要的负偏压也由芯片内部产生，容易受到外界

干扰，且不易调整，其供电采用+20V 单电源供电，外围接线电路比较

简单。一般来说，EXB841能够输出最大峰值电流为 4A左右，适合于驱

动 300A/1200V 以下的 IGBT 模块。对于更大的模块或者几个串、并联

使用 IGBT 的驱动，它的驱动电流就显得不够了，需要考虑其他能提供

更大电流的驱动芯片。

M57962Al能够提供比 EXB841更大的峰值电流，约为 5A左右，但

其供电电流受栅极电阻 RG 最小值的影响，如果栅极电阻过大会引起

IGBT 开关的上升时间、下降时间以及开关损耗这些值的增大，当开关

频率过大的时候是不可接受的。M57962AL可采用双电源或单电源供电，

37

采用双电源供电，可以使 IGBT 工作在更稳定的状态下，并且其外部可

以增加一级功率放大电路。它的关断负偏压是在外部连接的稳压二极管，

一般可取值-8V~-10V，能使 IGBT 比较可靠的关断。M57962AL 同

EXB841 相比其过流保护响应时间要更快些，其内部集成有定时复位电

路。实际使用中我们的体会是，M57962AL 在整体可靠性上要略强于

EXB841，因此在驱动比较大功率的 IGBT模块时，优先考虑 M57962AL

模块。[38]-[40]

以下给出 EXB841和 M57962AL的电气特性比较，如表 3-3所示：

表 3-3 EXB841和 M57962AL电气特性对比：

比较内容 EXB841 M57962AL

供电电压 单电源+20V 双电源 +15V –7~-10V

输入电压 5V 5V

正向偏置输出电流 4A 5A

反向偏置输出电流 -4A -5A

最大报警输出电流 - 20mA

最大工作频率 40KHz 20KHz

最大隔离电压 2500V 2500V

输入正向电流 10mA 16mA

输出高电平电压 14.5V 14V

输出低电平电压 -4.5V -9V

开通延迟时间 1.5us 0.5us

开通上升时间 1.5us 0.6us

关断延迟时间 1.5us 1us

关断下降时间 1.5us 0.4us

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

38

3.4 新型 SCALE系列集成驱动器 2SD315A[41]-[43]

在特种脉冲电源的研制过程中，随着要求电压、电流等级的不断提

高，原有 IGBT 模块显得容量不够，为了得到足够大的输出功率，就必

须寻求容量更大的模块，比如 400A/1700V的模块甚至更大的功率模块。

而 EXB841 和 M57962AL 的输出电流分别只有 4A 和 5A 左右，它们在

驱动大功率 IGBT 时，驱动经常电流显得不够，无法充分触开这样的大

模块。这样不充分的驱动会造成大功率开关器件处于不完全导通状态，

会有比较大的开通电阻，从而使开关过程变慢，开关损耗增大，不利于

其正常工作。为此，必须寻求适合驱动此类中大功率 IGBT 模块的驱动

器。瑞士 CONCEPT 公司开发生产的 SCALE 系列驱动器是用来驱动大

功率 IGBT或功率 MOSFET的专用集成驱动模块，内部集成有过流保护

电路。SCALE 系列中的 2SD315A 能输出很大的峰值电流，输出正负峰

值电流均可达 15A，具有很强的驱动能力和很高的隔离电压能力，它有

两个驱动输出通道，适合驱动 1700V及其以上等级的 2个单管或一个半

桥式的双单元 IGBT 模块。其中在做为半桥驱动器的时候，可以非常方

便的设置死区时间。2SD315A 的工作温度为 0~+70，存储温度为

–40~+85。以下是 2SD315A的功能和使用方法。

3.4.1 引脚功能、用法以及电气特性和性能参数

2SD315A的管脚编号及意义如表 3-4所示：

表 3-4

管脚号 名称 引出接线端 管脚号 名称 引出接线端

1~2 VDD 15V输入端电源 24 C2 通道 2集电极

3 SO1 状态输出通道 1 25 Rth2 通道 2参考电阻

4 VL/Reset 逻辑电平/复位 26~27 E2 通道 2发射极

5 RC1 死区设置通道 1 28 Viso2 通道 2封锁电容

39

6 InB 输入通道 B 29~30 COM2 通道 2公共端

7 RC2 死区设置通道 2 31~32 G2 通道 2栅极

8 MOD 模式选择端 33~34 空置

9 SO2 状态输出通道 2 35 LS1 通道 1状态端

10 InA 输入通道 A 36 C1 通道 1集电极

11~12 GND 输入接地端 37 Rth1 通道 1参考电阻

13~17 VDC 15V DC/DC电源 38~39 E1 通道 1发射极

18~22 GND(dc) DC/DC接地端 40 Viso1 通道 1封锁电容

23 LS2 通道 2状态端 41~42 COM1 通道 1公共端

43~44 G1 通道 1栅极

2SD315A电气特性和性能参数如表 3-5所示：

表 3-5

参数 典型值 参数 典型值

电源电压 VDD VCC/ V 15 开通延迟时间/ ns 300

输入逻辑电平/ V 5~15 开通上升时间/ ns 100~160

供电电流/ mA 40~490 关断延迟时间/ ns 350

工作频率/ KHz 0~100 关断下降时间/ ns 80~130

输出电流/ A -15~15 最大隔离电压/ V 4000

输出高电平/ V 15 du/dt抑制率/ KV/μs 100

输出低电平/ V -15 故障输出电流/ mA 1.5

3.4.2 2SD315A内部结构和工作模式

(1) 2SD315A驱动器结构框如图 3-14所示：

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

40

IGD

IGD

LDI

VDD

GND

PWM

振荡器 Viso1

VDC

GND

接口单元 电气隔离 驱动单元 外接电力半导体

SCALE 驱动器模块

Viso2

Viso1

注：其中 LDI指逻辑驱动接口单元 IGD指智能门极驱动单元

每个驱动器通道，都把控制回路和主功率回路进行了隔离，并且都

有短路和过流保护电路来保护功率半导体器件，还有工作状态输出电路

检测电路是否正常工作，以便把状态信号传输给控制回路进行处理。

逻辑驱动接口单元 LDI的主要功能如下：

（1） 用户提供一个简单的界面，每个信号输入都具有施密特触发特性；

（2） 简单匹配使用的逻辑电平(5V~15V)；

（3） 在半桥模式使用时可以产生所需要的死区时间，这个功能也可以

屏蔽掉；

（4） 把送来的 PWM信号进行编码以便通过脉冲变压器来传输；

（5） 对传送过来的状态信号进行解码，以传输给控制回路进行处理。

所有智能门极驱动的功能都集成在智能门极驱动单元 IGD中，包括

图 3-14 2SD315A驱动器内部结构框

41

变压器接口、过流和短路保护，封锁时间逻辑，状态确认，监测供电电

压和输出，其主要功能如下：

（1） 对通过脉冲变压器出送来的信号进行解码；

（2） 把 PWM信号进行放大以驱动功率器件；

（3） 检测功率半导体过流和短路状态；

（4） 产生响应时间和封锁时间；

（5） 输出状态信号到控制单元 LDI。

(2) 2SD315A主要工作模式

2SD315A有两种工作模式，即直接模式和半桥模式，靠模式选择端

MOD来决定。当模式选择端 MOD外接高电平 VCC的时候就选择了直接

工作模式，在直接模式中两个驱动通道是相互独立的，InA 和 InB 分别

为两个通道的输入，SO1和 SO2分别是两个通道工作状态输出端，这种

工作模式下死区时间设置端 RC1、RC2一定要同时接地。如果 MOD端

子接地，则选择了半桥工作模式，此时死区时间设置端根据需要外接 RC

电路产生所需要的死区时间。直接模式不在详细叙述，我们给出半桥工

作模式的电路图来加以说明，如图 3-15所示：

VCC(LDI)MOD

VL/Reset

INB

INA

SO2

SO1

RC1

RC2

GND

LDI

C2

Rth2

G2

E2

IGD

C1

Rth1

G1

E1

IGD

Channel2

Channel1+VCC

Reset

PWM input

+VCC

100p 100p

10k10k15kSO

4k7

4V7Rth

Rg

Rth

Rg

直流母线

直流母线

负载

Enable

图 3-15 2SD315A半桥工作模式外围电路

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

42

如图就是 2SD315A 驱动半桥模块的典型外围电路，模式选择端子

MOD 接地。通常半桥模式都是驱动一个直流母线上的一个桥臂，为避

免上下桥臂直通必须设置死区时间，在死区时间里两个管子同时关断。

因此，RC1、RC2端子必须根据要求外接 RC网络来产生死区时间，死区

时间一般可以从 100ns到几个 ms。图中所示的 RC1、RC2分别连接 10k

Ω的电阻和 100pF 的电容，这样产生的死区时间大约是 500ns。死区时

间的设置可以参照下表 3-6：

R C 死区时间

10k 47pF 约 200ns

10k 100pF 约 500ns

15k 120pF 约 1.1μs

22k 150pF 约 2.1μs

33k 220pF 约 4.6μs

输入端 InA是 PWM信号端，而 InB是作为使能端，当 InB为高电

平则 PWM 信号有效，如果 InB 为低电平则所有输出全部被封锁。同时

状态输出端 SO1和 SO2 连接在一起输出状态检测信号，SO1和 SO2 实

际是内部集成的集电极开路输出，当功率管正常工作的时候输出的是高

电平，工作异常的时候输出是低电平。给出半桥模式工作的时候各通道

驱动信号波形，如图 3-16所示：

双通道都被封锁

死区时间双通道都被封锁

图 3-16 驱动信号波形示意图

PWM信号

使能端(InB)

门极输出G2

门极输出 G1

43

3.4.3 2SD315A短路、过流保护功能

SCALE系列驱动器内部集成了过流保护电路，通过集电极检测电路

来保护功率半导体。其内部结构和外部电路如图 3-17所示：

DC DC

+

-

4

5

Ca

RmCx

Rthx

Gx

Ex

1.4m 150uA

V+ V+

IGD 001

2SD315A模块

过流信号

测量端 RGx

Rthx

2×1N4007

由于 VCE饱和导通压降和 IC成正比例关系，通过检测 VCE就可以

判断回路是否短路或过电流。为了适用各种用户需求，图中 Ca（时间响

应电容）和 Rm（衰减电阻）没有集成在内部，但是必须外接，如没有特

殊要求一般可取 Ca为 1n5,Rm取 180Ω。需要注意的是 2SD315A的输出

端子 CX 必须通过一个或两个串联在一起的反向高阻的二极管才能接到

主回路上或 IGBT的集电极上，对于 1200V和 1700V的模块，一般选用

1N4007 作为串联使用的二极管。通过比较检测到的电压 VCE(sat)和预设

的阈值保护电压 VCE(th)来输出过流保护信号给控制回路进行处理，同时

2SD315A发出封锁信号封锁输出，封锁时间大约有 1s左右的时间。Ca、

Rth改变可以调整保护阈值电压 VCE(th)的值，例如 Ca取 1n5,Rth参考电阻

可以计算如下： AVR thCEth µ150/)(= 其中 VCE(th)为需要设置的阈值电压

图 3-17 2SD315A集电极过电流检测电路图

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

44

例如：需要设置阈值电压VCE(th) =5.85V, 则 Ω== KAVRth 39150/85.5 µ 。

由于二极管导通压降（约 0.6v）加上 Rm上的压降（约 250mA）,则实际

保护电压要比实际电压低 850mA，（串两个二极管则大约低 1.45v），在

串两个二极管的例子中保护动作实际在集电极电压超过 4.4v 左右就动

作了。下图给出短路、过流时封锁门极输出的示意图：

3.4.4 其他主要端子接线和问题

(1)端子 VL/Reset

这个端子是用来定义具有施密特性质的输入 InA和 InB的，使得输

入在 2/3 VL时开通，在 1/3 VL时作为关断信号。当 PWM信号是 TTL电

平时，该端子连接如图 3-22(左)所示，当输入 InA和 InB信号为 15V的

时候，该端子应该通过一个大约 1K 左右的电阻连接到+15V 电源上（如

图 6（右）所示），这样开启和关断电压分别应该是 10V和 5V。另外，输

入 VL/Reset 端还有另外的功能：如果其接地，则逻辑驱动接口单元

LDI001内的错误信息被清除。

输入电压

门极电压

负载电流

封锁时间

状态输出

过流阈值

封锁时间（典型 1s）

图 3-18 2SD315A短路、过流保护封锁输出示意

45

+15V

R14k7

D14V7

Q1

GND GND

VL/Reset

1=Reset

(optional)

+15V

R14k7

Q1

GND

VL/Reset

1=Reset

(optional)

（2）门极输出端

门极输出 Gx端子接电力半导体的门极，当 SCALE驱动器用 15V供

电的时候，门极输出 ± 15V。负的门极电压由驱动器内部产生。使用如

下结构的电路可以实现开通和关断的速度的不一样，增加了用户使用的

灵活性。

G

E

SCALEDriver

（3）布局和步线

驱动器应该尽可能近的和功率半导体放在一起，这样从驱动器到电

力晶体管的引线就会尽可能的短，一般来说驱动器的连线尽量不要长过

10厘米。同时一般要求到集电极和发射极的引线要用绞合线，还有可以

在 IGBT的门极和发射极之间连接一对齐纳稳压二极管（15~18V）来保

护 IGBT不会被击穿。

图 3-19 输入 VL/Reset逻辑电平 5V(左)、15V接线电路

图 3-20 不对称的开启和关断

第三章 几种典型 IGBT驱动电路分析比较和实际应用

46

3.4.5 2SD315A总结

2SD315A具有很强的动态驱动能力、陡峭的上升和下降沿和高的隔

离电能力，可以工作在较大的频率范围内。输入 PWM 信号可以根据用

户需要在 5V和 15V之间选择，其输出驱动信号高电平为 15V，低电平

为-15V，最大峰值电流可达 15A左右，适合于驱动 1700V及其以上等级

的大功率 IGBT 模块。驱动电路简单、可靠，通常只需要外加很少的外

围元器件就可以具有比较完备的驱动、保护功能。2SD315A在内部设有

过流和短路保护电路，在发生过流和短路时能及时有效的封锁输出以保

护 IGBT，其保护动作阈值电压可以很方便地通过改变外接参考电阻 Rth

来调整。在驱动桥式模块的时候，该驱动器可以很方便的根据用户需求

来设置死区时间，避免了普通驱动电路较为复杂的死区设置和脉冲互锁

电路。在实际应用中，发现 2SD315A驱动器一旦损坏，可替换性不强，

且造价比较昂贵。总的来说，2SD315A驱动器在大功率的 IGBT驱动领

域具有很大的优势，它使用方便、灵活，外围配置电路简单、有效、可

靠，是性能优良的新型中大功率 IGBT集成驱动模块。

47

3.5 本章小结

对于 IGBT 的驱动电路，国内外许多著名公司都推出了专用的集成

驱动芯片。一般来说，集成驱动电路具有性能良好，驱动可靠，功能完

备，抗干扰能力强，外围电路简单，芯片集成有过流保护功能，易于批

量生产，但可移植性及参数调节能力稍差，如驱动电路如没有特殊要求，

一般采用集成驱动电路。本章结合实际应用，对几种典型的常用中功率

IGBT驱动芯片 EXB841和 M57962AL进行了详细的分析和讨论。对此

两种混合集成芯片的特性、用法、外围电路配置、使用中存在的问题以

及可能的功能改进和扩展方法都做了讨论。在驱动较大功率的 IGBT 模

块或并联模块时，如 400A/1200V或 300A/1700V的模块采用双电源驱动

的 M57962AL电路，并在输出级增加功率放大的方法，采用这些方法会

使 IGBT具有比较好的稳定性以及可靠性。

另外，对于串并联使用的 IGBT模块以及 400A/1700V以上的 IGBT

模块采用新型的集成驱动芯片 2SD315A，它具有双通道输出，能驱动比

较大的功率模块，适合于工作在对驱动电流要求更高的大功率场合，如

400A/1700V及其以上功率等级的模块，同时可以工作在较高的频率下。

对于桥式电路的驱动，2SD315A可以很方便的设置死区时间，同时还可

以通过调节外接参考电阻的大小很方便的调整 IGBT 的过流保护动作

点，是性能优良的大功率 IGBT 集成驱动芯片。此外，对于并联 IGBT

的驱动可以采用 2SD315A，对于 300A~400A/1200V~1700V的两个 IGBT

并联使用，可以采用一路驱动输出通道同时驱动两个 IGBT 的方法。之

所以这样是考虑其驱动能力很强，一路输出足以驱动上述等级的两个并

联模块，同时采用同一驱动通道，有利于并联模块的同步触发、均流。

第四章 IGBT的串、并联特性分析

48

第四章 IGBT的串、并联特性分析

在大功率脉冲电源的研制过程中，当单个主开关器件的容量不满足

功率要求的时候，采用选用两个或多个 IGBT 串、并联使用，可以提高

耐压、耐流的等级。IGBT 模块并联使用，可以提高主电路中允许通过

的最大电流，而串联运行可以提高电压耐量。由于单纯采用高等级 IGBT

模块将付出昂贵的经济代价，因此采用普通模块并联使用来满足工业要

求，带来的经济效益是不言而喻的，由此可见 IGBT 串、并联技术有着

广泛的发展前景。在本课题研究的对象中，主电路中瞬间电流可达数百

安培以上，浪涌电压可超过 1千伏，为了使主开关器件能安全通过如此

大的电流并且承受高电压，要么采用耐量大的模块，要么采用对普通等

级的 IGBT 模块进行串、并联使用。在我们研究的特种脉冲电源中采用

相同型号的 IGBT 模块进行串、并联，效果良好。对于并联模块主要考

虑电流均衡，而串联模块则考虑电压的均衡，以下是串、并联模块涉及

的各种问题。

4.1 并联 IGBT模块

并联使用 IGBT 模块组成开关器件可以得到更高的额定电流，但是

设计并联系统时必须考虑一些重要问题，如模块特性、驱动电路以及电

路的布局，因为这些因素影响着并联支路的电流分配。首先要确定合适

的并联模块数目以获得足够的额定电流，同时要保证每个模块工作时不

超出安全工作区。由于每个模块特性不完全相同，以及电路布局的影响，

N个 IGBT并联的额定电流并不等于 N倍的单个模块的额定电流，所以

一般对并联 IGBT 模块必须降额使用。[4] 并联使用 IGBT 模块有助于减

小通态损耗，但是开关损耗不会减小，甚至可能增大，尤其在开关频率

比较高的时候。

49

4.1.1 并联运行静态均流

（1） 饱和压降 VCE(sat)对静态均流的影响

当两个或多个 IGBT 模块并联时，由于模块不一致的静态和动态特

性导致电流分配不均衡。在开关器件稳态运行时主要是模块的输出特性

不同导致电流不平衡。如图 4-1 所示，两个输出特性不一致的管子并联

运行，饱和导通压降 VCE(sat)低的管子承担比较多的电流。

V1(th) V2(th)

ΔV1

VCE(sat)

V1 V2

O

IC2

IC1

IC

V1 V2

IC1

IC2

ΔV2

图 4-1 IGBT模块输出特性比较

用两个饱和导通压降不一致的管子并联作为主开关器件，组成 H型

逆变电路开关器件电路，如下图 4-2所示：

Z4

D1V1

TD = 0us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

V4

TD = 0us

TF = 1usPW = 500uPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

L2

10nH

D3

C11u

L4

10nH

L4_1

10nH

V3

TD = 500us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

Z2Z1_1

D4_1R4

3

Z2_1

Z3_1

Lz

10uH

L3

10nH

C2

1u

D5

R4_1

3

L1

10nH

R5

10

R3_1

3

Z3

R1

3

L3-1

10nH

V2

TD = 500us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

Z1

L2-1

10nH

D2_1

R2_1

3

Rz

1

R2

3

V5

500Vdc

D3_1

L1-1

10nH

R1_1

3

0

D1_1

Z4_1

D6

R3

3

L5

150nH

D4

D2R6

10

图 4-2 并联 IGBT组成 H逆变桥仿真电路图

第四章 IGBT的串、并联特性分析

50

该电路直流母线电压为 500V，Z1、Z2、Z3、Z4采用三菱电机公司的

IGBT 模块 CM400HA-28H，其饱和导通压降为 4.2V，而分别和它们并

联的 Z1_1、Z2_1、Z3_1、Z4_1为 CM400HA-24H，其饱和导通压降为 3.6V。

每个 IGBT的栅极电阻都取 3Ω，假设栅-射间杂散电感为 10nH，主回路

杂散电感 150nH，驱动电路正向电压为 15V，负向偏压-9V，开关频率

1KHz，负载取感性负载。我们对该电路进行仿真，观察模块 Z1和 Z1_1

上的电流 IC(Z1)和 IC(Z1_1)的分配情况。仿真结果如下图所示：

由仿真结果可知饱和压降低的模块承受大部分的电流，同时也就有

比较大的开关损耗，因此应并联时尽量选取输出特性一致的模块。说明

一点，在静态时，回路中（包括负载上）的电感也会影响电流的分配，

为了便于分析，以下我们假定各并联支路的差异可以忽略。

（2） 静态降额系数

若两个同型号但饱和压降 VCE(sat)不同的管子并联使用，其总的额定

电流不会是单个管子额定电流的两倍(假定单个管子的电流都不超过正

常的额定电流)。这种电流能力下降的系数可以称为电流降额系数，[48]

用如下表达式说明： Mp

T

InI×

−= 1δ [4-1]

图 4-3 不一致 VCE(sat)的 IGBT并联电流分配

51

其中 δ 是降额系数，IT是并联模块能提供的总额定电流，IM单个模

块的最大额定电流，np是并联模块的数目。

比如两个额定电流都为 400A的 IGBT模块并联，一个承受 400A电

流而另一个为 320A，则可得到 δ=1-(400+320)/2×400=10%，且由[4-1]

得到： ( ) MpT InI δ−= 1 [4-2]

知道模块并联的降额系数，就可以得到所能提供的总电流。若 n个

模块并联，则最坏的情况是当一个模块达到其额定电流时，其它 n-1 个

都只能达到其最小值，这种情况总电流如下：

min)1( InII pMT −+= [4-3]

（3） 电流分配的不平衡率

用类似的方法也可以定义并联模块之间电流分配的不平衡率，它指

最大电流和最小电流之间的差异，可以定义如下：

M

M

III min−

=α [4-4]

其中 α为不平衡率，IM单管最大电流，Imin单管过电流的最小值，则有：

( )α−= 1min

MII

[4-5]

从以上可知： ( )( )

p

p

nn 111

1+−−

−=α

δ [4-6]

一般来说，对于不同电压等级可以参照以下比例：

600V器件：将 IC降额 10%

1200V器件：将 IC降额 15%

1700V器件：将 IC降额 20%

电流不平衡率和饱和导通压降 VCE(sat)、结温、电路设计和技术有关。

从公式[4-6]可知，无论知道不平衡率或降额率，都可以推算出另一个值，

由此而知道总的并联额定电流，这对工程应用来说很方便。[48]

第四章 IGBT的串、并联特性分析

52

4.1.2 并联运行动态均流

匹配的饱和压降 VCE(sat)有利于静态的电流平衡，甚至也有利于关断

时候的电流平衡。但是主要影响开关时刻电流不均衡的因素是并联模块

的转移特性(集电极电流和栅-射电压的关系)不一致。此外，门极驱动条

件以及电路的布局对并联运行动态均流的影响也是很重要的。另外，由

于 IGBT 的特性曲线随温度的变化而改变，并联模块的不同温度对动态

均流的影响也是很大的。

（1） 转移特性对动态均流的影响

转移特性、开启电压以及开关延迟时间这些参数不一致将导致开关

时候的动态不均衡，从而使个并联模块的开关损耗不一样。图 4-4 所示

的是两个转移特性不一致示意图：

ΔVGE

g(min)

g(max)

VTH(min) VTH(max)

VGE(min) VGE(max)

IC(max)

IC(min)

IC

VGE

图 4-4 并联模块转移特性比较示意图

ΔIC

还以图 4-2 所示的电路来仿真并联模块转移特性不一致对动态电流

均衡的影响。取该电路中 Z1、Z2、Z3、Z4为转移特性比较缓和的模块，

而 Z1_1、Z2_1、Z3_1、Z4_1为转移特性比较陡峭的模块，其它条件不做改

动，对该电路进行仿真，观察 Z1和 Z1_1的开通和关断时候的电流波形如

图 4-5所示。

53

从仿真结果可以看出，转移特性陡峭的管子在开关时刻承受比较大

的动态电流，因而也会有比较大的开关损耗，这种差异在关断的时候更

明显，当开关频率增大时，这种不平衡趋于缓和。选择转移特性接近的

IGBT模块进行并联有利于动态均流。

（2） 驱动电路和布局对动态均流的影响

驱动电路的特性以及电路的布局对并联模块的动态均流也有很大的

影响。驱动电路的输出阻抗（包括串联的栅极电阻）对并联模块的动态

均流有很大的影响。为了避免寄生震荡，一般并联模块的各条支路分别

使用单独的栅极电阻，而由于各支路阻抗特性不一致导致其充放电时间

不一致，最终导致各并联支路的开关损耗的不平衡。而整个电路中的寄

生电感也会对并联动态均流产生影响。以下我们分别对支路阻抗以及寄

生电感不一致对并联动态均流的影响进行分析。

首先看支路阻抗不一致的影响，若取图 4-2 电路中的 IGBT 模块都

为 CM400HA-24H，而改变 Z1_1、Z2_1、Z3_1、Z4_1的栅极电阻值为 2Ω，

其它参数都不变，我们来仿真并联模块支路阻抗不平衡对动态均流的影

响，结果如下图 4-6所示：

a、开通波形 b、关断波形

图 4-5 并联模块转移特性不一致对动态均流的影响

第四章 IGBT的串、并联特性分析

54

从仿真结果可以看出，由于串联栅极阻抗不一致，导致并联模块在

开关时刻的损耗不同，阻抗大的支路关断损耗大，而开通损耗略小。因

此应尽量使支路阻抗一致，才有利于动态均流。

接下来再看支路杂散电感对动态均流的影响，还以图 4-2为例，取

一样的模块，相同的阻抗，而改变 Z1_1、Z2_1、Z3_1、Z4_1支路的杂散电

感为 8nH，观察动态均流分配情况，仿真结果如下图 4-6所示：

a、开通波形 b、关断波形

图 4-6 并联模块支路阻抗不一致对动态均流的影响

a、开通波形 b、关断波形

图 4-7 并联模块支路杂散电感对动态均流的影响

55

从仿真结果可以看出杂散电感的不同，将导致动态均流的不平衡。

这是由于不同的回路电感将导致模块的开关速度不一致，最终导致开关

时刻的损耗不同，电感小的支路开关速度较快，所以承受比较多的开关

损耗。另外，由于回路电感同 IGBT 的输入电容容易产生严重的振荡，

甚至可能在并联模块之间产生振荡，因此因尽量减小回路的杂散电感。

（3） 温度对均流的影响

IGBT模块对温度是很敏感的，它的特性曲线随温度的变化而变化，

所以并联模块的温度匹配也是非常重要的，而且必须保证每个并联模块

的结温不超过其最高允许的温度，它关系着模块工作的安全性和可靠性。

模块温度的不平衡将严重影响均流，甚至可能导致单管过热而损坏。实

际应用中将并联模块放置在同一块散热装置上，保证它们具有接近的工

作温度，尽量使模块工作温度相差在 10。C 以内。在工作温度比较高的

时候，会使模块的特性不一致减小，有利于电流均衡，但一定要在允许

的温度以内。

4.1.3 并联模块的驱动以及布线

并联模块的驱动一定要做到同步，最好选用驱动能力强的驱动器，

用同一驱动信号同时驱动并联模块。电路布局要尽量做到对称，驱动电

路到模块的栅极、射极引线要尽量短，并且采用双绞线，使回路的等效

阻抗一致。主回路中的元件布局和引线位置应对称，引线长短一致，并

尽量短。接线应采用截面积较大的铜排或扁条线，各模块应平行放置，

尽量靠近，引线尽量一致，减小回路中寄生电感的及不平衡性。C、E

间引线也应该从并联模块的中间引出，且不要与直流进线平行，以避免

相互影响。至于栅极串联电阻，各支路要分别接相同阻值的电阻，且可

以采用如下方法：将 2/3RG的阻值直接接在栅极，而 1/3RG阻值的电阻

接在模块的射极上，这样有利于并联运行的均流，[49]对于两个模块并联

驱动的示意图可以由图 4-8来表示：

第四章 IGBT的串、并联特性分析

56

2/3RG

2/3RG

1/3RG

1/3RG

V1

V1_1

门极驱动

图 4-8 并联驱动示意图

综合以上分析和讨论，我们可以对影响并联均流的因素归纳为表 4-1：

静态均流 动态均流

回路电感 - ΔLσ

驱动电路 - ΔLwire、Δton、Δtoff

装置特性 ΔVCE(sat)σΔTj ΔTj、Δtdon、Δtdoff

总而言之，对于并联模块要做到一致的杂散电感、对称的驱动、最

小的特性曲线偏差、以及平衡的散热装置，这样才有利于并联运行时达

到最好的均流效果。

4.2串联 IGBT模块

为了提高半导体开关器件的阻断电压，IGBT 模块可以串联使用。

只有在串联的模块处于理想的静态（断态时）和动态（开关时）均压时，

才能最大程度的利用其耐压值。因此，理想的对称条件是 IGBT 模块串

联使用最重要的前提。电压均衡主要由下表 4-2的因素影响：[49]

模块参数 驱动电路

ICES VGE(th) tswitch 输出阻抗 回路电感 信号延迟时间

静态 有 无 无 无 无 无

动态 无 有 有 有 有 有

57

4.2.1 影响串联均压的因素：

串联使用 IGBT 并不那么容易，主要因为以下因素影响串联模块的

电压分配均衡：串联模块的开关特性的不一致；串联模块的关断漏电流

不一致；串联模块回路杂散电感不一致；串联模块驱动电路的延迟特性

不一致。[50] 以下我们着重从静态和动态两个方面进行分析、讨论。

（1）静态均压因素：在 IGBT模块处于关断的时候，串联电压的分配主

要决定于串联运行的 IGBT 的阻断特性和输出特性。具有比较低的阻断

阻值的模块或者说关断漏电流比较大的模块，在串联运行时承受比较小

的电压。反之，较高阻断电阻的模块承受比较大的电压。IGBT 阻断电

流是正温度系数，也就是说，随着温度的升高，阻断电流呈线性增加。

为了研究串联模块特性不一致对静态均压的影响，我们看如下电路 4-9：

R2

2

L3

10nH

D4

V2_1TD = 500us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

L1

10nH

D4_1

R3

2

Z3

R1_1

2

0

Lz 10uH

R3_1

2

Z2

R5

4

C11u

V4_1

TD = 0us

TF = 1usPW = 500uPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

D2_1

C2

1u

D1_1

V2TD = 500us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

Z4_1

V1_1TD = 0us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

D5

L4_1

10nH

L4

10nH

Z3_1

R2_1

2

Z2_1

V5

500Vdc

Z1

L3_1

10nH

D2

D3_1

L2_1

10nH

R1

2

Z4

L2

10nH

V3TD = 500us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

V4TD = 0us

TF = 1usPW = 500uPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

D1

V3_1TD = 500us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

D3 Rz 2 R4

2

D6V1TD = 0us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

L1_1

10nH

L5

150nH

R6

4

Z1_1

R4_1

2

电路图中 Z1和 Z1_1串联使用作为开关器件，其它开关器件都类似，

直流母线电压取 500V，Z1、Z2、Z3、Z4 为三菱电机公司的 IGBT 模块

图 4-9 串联 IGBT组成 H逆变电路开关器件仿真电路

第四章 IGBT的串、并联特性分析

58

CM400HA-28H，而分别和它们串联的 Z1_1、 Z2_1、 Z3_1、 Z4_1 为

CM400HA-24H。栅极电阻取 2Ω，假设主回路杂散电感 150nH，各模块

栅射间杂散电感为 10nH。驱动电路正向电压为 15V，负向偏压-9V，开

关频率 1KHz，负载取感性负载。我们对该电路进行仿真，观察比较模

块 Z1和 Z1_1 的 C、E间压降 VCE1和 VCE1_1的分配情况。结果如下图 4-10

所示：

从仿真结果看，由于串联模块的关断特性曲线不完全一致，导致静

态均压的不一致。关断漏电流比较大的模块由于具有比较小的反向阻断

电阻，因而承受比较小的电压。因此要尽量避免不同型号的管子进行串

联使用。

（2）动态均压因素：表 4-2所示的所有对动态均压的影响因素最终导致

各串联模块的开关时间不一致。串联运行的模块中最先关断的模块以及

最后开通的模块都会承受最大的电压，于是就会有比较大的开关损耗。

同时必须保证串联运行的各模块的所承受的最大电压不超过单个模块所

能承受的最大耐压值。

还以图 4-9 所示的电路图进行仿真，图中所用的 IGBT 都取一致，

为 CM400HA-24H，将其中 Z1_1的串联栅极电阻改为 3Ω，其它参数保持

不变，观察栅极回路阻抗对串联动态均压的影响。另外保持别的参数不

图 4-10 串联模块特性不一致对静态均压的影响

59

变，而改变 Z1_1回路杂散电感为 8nH，观察其对串联动态均压的影响，

仿真电压波形如图 4-11所示：

从仿真结果看串联模块驱动电路参数不一致会对它们动态均压产生

影响，这是由于驱动参数不一致，必然导致串联使用 IGBT 的开通和关

断时间产生影响，使模块无法做到同步的开关和关断。因此在驱动串联

模块时，电路要尽量对称，以减小参数的不一致性，这和并联使用 IGBT

模块的要求基本一致，在此不在赘述。

4.2.1串联运行均压的基本方法：[47]

（1） 并联电阻法：

为了做到比较理想的均压状态，一般在串联使用 IGBT 模块时必须

并联电阻以削减阻断特性不一致的影响。要使流过并联电阻上的漏电流

为 IGBT漏电流的 5~10倍，才能做到比较好的均压。

比如：串联使用三菱电机公司的 IGBT 模块：CM400HA-24H 其

VCES=1200V，ICES(VCES，Tj=25。C)=2mA，对于应用于直流母线电压为

2000V的场合，可以计算出大约需要并联 200KΩ。

（2） 缓冲吸收法：

RC或 RCD缓冲吸收电路可以有助于动态均压。缓冲电路减小、平

a、阻抗不匹配 b、杂散电感不一致

图 4-10 外围电路参数不一致对动态均压的影响

第四章 IGBT的串、并联特性分析

60

衡了器件开关时刻的 dV/dt 速度。但是高可靠性的缓冲电路增加了耐高

压元器件的数目，也增加了总体的损耗。但是增加单独的缓冲电路并不

需要对驱动电路做出特殊的要求，如果布局合理、缓冲电路能够起到很

好的均压效果。我们对图 4-9 电路进行均压措施，研究其均压效果。由

于 Z1、Z1_1的关断特性不一致，所以各自承担的电压差别很大，采用给

每个 IGBT模块两端并联 200kΩ的均压电阻，以及给每个模块加缓冲电

路的方法来消除均压的不平衡因素，其它参数均不变化，电路图如 4-11

所示：

Z3

V1TD = 0us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

R3

2

C2_31u

D4

R1_1

2

0

Z2_1

Z4_1

C1_31u

D1

R2_1

2

R5_1

4

Rz 2

Z1_1

R9

200k

R5_2

4

R2

2

R14

200k

D3

R11

200k

R3_1

2

L5

150nH

C2_21u

R5

4

C2_11u

R6_2

4

R6_3

4

R8

200kV5

500Vdc

V3TD = 500us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

R5_3

4

C1_21u

R6

4

V4TD = 0us

TF = 1usPW = 500uPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

D3_1

R6_1

4

C21u

R10

200k

D4_1

R4_1

2

Z3_1

R4

2

R13

200k

V4_1

TD = 0us

TF = 1usPW = 500uPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

C11u

R1

2

V1_1TD = 0us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15C1_11u

D2_1D1_1

D2V2TD = 500us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

Z4

V3_1TD = 500us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

Lz 10uH V2_1

TD = 500us

TF = 1usPW = 500usPER = 1ms

V1 = -9

TR = 1us

V2 = 15

R12

200k

Z2R7

200k

Z1

我们来观察采用均压措施以后 VCE1和 VCE1_1的电压波形比较，仿真

波形如 4-12所示。从仿真波形中可以看出，由于增加了均压措施，两个

特性不一致的模块，电压波形基本重合，说明它们所承担的电压基本一

致，这说明均压措施是有效的。

图 4-11 均压改进措施仿真电路示意图

61

除了上述两种比较简单的均压措施以外，还有开关时间校正、dV/dt

控制、电压钳位控制以及主从驱动等措施，限于研究水平我们不做讨论。

总而言之，要合理有效的串联使用 IGBT 模块必须做到：尽量使用同一

型号的且特性接近的模块；驱动电路要尽量对称、时间特性一致；使用

同一散热装置，使模块温度一致；采用并联电阻以及单个 RC 电路等措

施来均衡电压。[4]

4.3 本章小结

通过以上理论分析和电路仿真，对影响 IGBT 串、并联的电压、电

流均衡的因素进行了讨论和分析，论证了中大功率 IGBT 串、并联使用

的可行性。影响 IGBT 串、并联特性的因素是多方面的，设计的时候主

要从模块的选择、走线、布局以及驱动电路的等方面考虑，同时也要注

意结构设计、严格装配工艺以及模块的散热、振荡等问题。串、并联使

用 IGBT 模块，大大增加了开关器件的耐压、耐流能力，使得普通模块

能够运行于大电压、大电流领域内，扩大了其使用范围。

图 4-12 均压改进措施仿真电压波形图

第五章 全文总结

62

第五章 全文总结

1、 本文针对新型复合电力电子器件 IGBT 的驱动以及串并联特性进行

了详细的分析、讨论。在本课题中，我们选用 300A~400A /1200V~1700V

的功率 IGBT 模块作为轻合金表面防护处理特种脉冲电源的主开关器

件。在该电源系统中，所用的 IGBT 模块在开关频率不大于 5KHz 的情

况下能承受高压大电流（电压上千伏、电流数百安培），输出功率可达

100KVA以上，能满足加工工艺的要求，运行情况稳定良好。

2、 应用此类中大功率的 IGBT模块时，其驱动电路对模块的安全以及

稳定工作起着至关重要的作用。本文对常用的几种集成驱动模块

EXB841、M57962AL以及 2SD315A的工作特性、用法、外围电路配置、

使用中存在的问题以及可能的功能改进和扩展方法都做了讨论和研究。

经过改进的驱动电路成功的运用于现有脉冲电源设备，能够安全、可靠

地驱动 IGBT模块。

3、 为进一步扩大现有设备的功率容量，采用了 IGBT 模块串并联的方

式增大设备耐压、耐流能力。文章详细分析了串并联运行时 IGBT 模块

的均流、均压等问题，对串并联 IGBT 模块的驱动电路、散热、布局、

走线等问题进行了讨论。并对串并联运行模块进行了电路仿真，给出仿

真波形和分析结果。目前，中大功率 IGBT 的串并联已经成功应用于微

弧氧化电源系统中。

4、 另外，系统级（输出）并联是今后电源系统的一个发展方向，限于

目前研究条件，这种特种脉冲电源的并联实现起来比较困难，文章未对

此问题做出研究和讨论，还需进一步的深入探讨。

致 谢

63

致 谢

本论文是在导师孙强教授的精心指导下完成的，在课题研究阶段导

师以严谨的态度、严格的要求悉心指导着我的论文写作，在百忙之中给

论文提出了许多宝贵的指导性意见，并付出了辛勤的劳动。同时，导师

在学习、生活中也给予我很大的帮助和关怀，使本人受益非浅，在此表

示衷心的感谢！

另外，在课题完成过程中曹跃龙老师也提出了许多建设性意见和建

议，并给予了大力的帮助。同时，高立方、冉宝春等老师以及张凯、周

永明、张振华等同学也给予了大力的支持和帮助，在此一并表示衷心的

感谢！

参考文献

64

参 考 文 献

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【51】 Jody J. Nelson , Giri Venkataramanan. Investigation of Parallel Operation

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附录

68

附录：

在校学习期间发表的论文

[1] 新型 IGBT集成驱动模块 2SD315A应用研究.《现代电力》2003，

6