ТЕХНИЧЕСКИ УНИВЕРСИТЕТ – СОФИЯ Факултет по електронна техника и технологии

Катедра Силова електроника

маг. инж. Стоян Александров Вучев

ЕЛЕКТРОННИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ

ЗА ЗАРЯДНИ СТАНЦИИ ЗА ЕЛЕКТРОМОБИЛИ

А В Т О Р Е Ф Е Р А Т на дисертация за придобиване на образователна и научна степен

"ДОКТОР"

Област: 5. Технически науки

Професионално направление: 5.2. Електротехника, електроника и автоматика

Научна специалност: Индустриална електроника

Научен ръководител: доц. д-р инж. Димитър Арнаудов

СОФИЯ, 2019 г.

2

3

Дисертационният труд е обсъден и насрочен за защита от Разширен

катедрен съвет на катедра „Силова електроника“ към Факултет по електронна

техника и технологии на ТУ-София на редовно заседание, проведено на

01.07.2019 г.

Публичната защита на дисертационния труд ще се състои на 04.11.2019 г.

oт 13:00 часа в Конферентната зала на БИЦ на Технически университет –

София на открито заседание на научното жури, определено със заповед ОЖ-

5.2-81 / 15.07.2019 г. на Ректора на ТУ-София в състав:

1. Проф. д.т.н. инж. Михаил Анчев – председател

2. Доц. д-р инж. Димитър Арнаудов – научен секретар

3. Проф. д-р инж. Николай Маджаров

4. Проф. д.т.н. инж. Чавдар Дамянов

5. Доц. д-р инж. Анастасия Кръстева

Рецензенти:

1. Проф. д.т.н. инж. Михаил Анчев

2. Доц. д-р инж. Анастасия Кръстева

Материалите по защитата са на разположение на интересуващите се в

канцеларията на Факултет ФЕТТ на ТУ-София, блок 1, кабинет 1331А.

Дисертантът е редовен докторант към катедра „Силова електроника“ на

факултет ФЕТТ. Изследванията по дисертационната разработка са направени

от автора, като някои от тях са подкрепени от научноизследователски проекти.

Автор: маг. инж. Стоян Вучев Заглавие: Електронни преобразуватели за зарядни станции за

електромобили

Тираж: 30 броя

Отпечатано в ИПК на Технически университет – София

4

I. ОБЩА ХАРАКТЕРИСТИКА НА ДИСЕРТАЦИОННИЯ ТРУД

Актуалност на проблема

Развитието на технологиите при производството на батерии, както и редица икономически и екологични фактори доведоха през последните години до сериозно засилване на интереса към електрическите автомобили. Тенденциите сочат, че пазарният дял на тези превозни средства значително ще нарасне през идното десетилетие.

Основен недостатък на електрическите автомобили е краткият пробег между зарежданията, дължащ се на малкия капацитет на инсталираните батерии. Това налага нуждата от възможност за бърз заряд. За целта са необходими високоефективни електронни преобразуватели с малки загуби и съобразени с изискванията на захранващата мрежа входни показатели.

За реализацията на станции за бърз заряд все по-често се използват утвърдилите се в практиката резонансни преобразуватели. Един от начините за постигане на по-голяма изходна мощност е използването на модулен принцип при изграждането на системата за заряд. Основни предимства на този подход са гъвкавост и повишена надеждност.

Цел на дисертационния труд, основни задачи и методи за изследване

Цел на настоящата дисертационна работа е моделирането, изследването и проектирането на система за бърз заряд на електромобили, реализирана на модулен принцип на базата на резонансни преобразуватели с ограничаване на напрежението върху част от комутиращия кондензатор, работещи над резонансна честота.

За постигане на поставената цел е необходимо да бъдат изпълнени следните основни задачи:

1) Да се създаде математически модел на съществуващ алгоритъм за реализиране на PFC в управляем трифазен токоизправител. Да се изследват възможностите на алгоритъма за регулиране на изходното напрежение при запазване на висок фактор на мощността по отношение на захранващата мрежа.

2) Да се изследват схемни решения за реализацията на постояннотоковите преобразуватели в състава на модулната зарядна станция за електромобили. Да се извърши анализ на процесите в тях в квази-установен режим.

3) Да се разработят математически модели на изследваните преобразуватели. Да се получат основните им характеристики. Да се изследва съвместната работа на модулите в състава на системата.

4) Да се предложи инженерна методика за проектиране на изследваните схемни решения.

5) Да се разработят симулационни и експериментални модели за верификация на резултатите от теоретичния анализ на преобразувателите и модулната система за заряд на електромобили.

При решаването на поставените задачи са използвани утвърдени методи за теоретично изследване на процесите в преобразувателите. Получените аналитични зависимости са използвани за реализирането на математически модели в MATLAB, посредством които са построени основни характеристики на отделните модули от системата. Достоверността на теоретичните резултати е проверена посредством компютърни симулации в средите на LTspice и MATLAB, както и опитно чрез експериментален макет.

5

Научна новост

Изследвани са режимите на работа на резонансни постояннотокови преобразуватели с ограничаване на напрежението върху част от кондензатора в последователната резонансна верига при работа над резонансна честота. Получени са изрази за основните величини в тези схеми, на база на които са построени основни характеристики и е предложена методика за инженерно проектиране.

Изследвана е съвместната работа на резонансни постояннотокови преобразуватели с ограничаване на напрежението върху част от кондензатора в последователната резонансна верига в състава на модулни структури за бърз заряд на електромобили. Моделиран и изследван е мрежов токоизправител с подобрен фактор на мощността за захранването на отделните звена.

Практическа приложимост

Получените резултати и предложената инженерна методика могат да бъдат използвани при практическата реализация на система за бърз заряд на електромобили, изградена на модулен принцип.

Апробация

Апробация на резултатите от аналитичните изследвания е извършена посредством лабораторен макет на модулна структура за бърз заряд. Резултати от изследванията са представени на научни форуми с международно участие.

Публикации

Основни постижения и резултати от дисертационния труд са публикувани в рамките на 10 научни статии, от които 1 самостоятелна, в рамките на:

1) International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management PCIM Europe (2017, 2018, 2019), Nuremberg, Germany.

2) National Conference with International Participation ELECTRONICA (2018, 2019), Sofia.

3) 41st International Spring Seminar on Electronics Technology ISSE 2018, Zlatibor, Serbia.

4) International Scientific Conference UniTech 2018, Gabrovo.

5) Journal of Technical University of Gabrovo, vol. 57, 2018.

Структура и обем на дисертационния труд

Дисертационният труд е в обем от 184 страници, като включва увод, 5 глави за решаване на формулираните основни задачи, списък на основните приноси, списък на публикациите по дисертацията и използвана литература. Цитирани са общо 178 литературни източници, като 159 са на латиница и 12 на кирилица, а останалите са интернет адреси. Работата включва общо 106 фигури и 20 таблици. Номерата на фигурите и таблиците в автореферата съответстват на тези в дисертационния труд.

6

II. СЪДЪРЖАНИЕ НА ДИСЕРТАЦИОННИЯ ТРУД

ГЛАВА 1. ЛИТЕРАТУРЕН ОБЗОР

1.1. Основни изисквания към зарядните станции за електромобили

Зарядните станции трябва да отговарят на редица изисквания. От една страна, преобразувателите в тях трябва да осигурят възможност за заряд при запазване на определени изходни параметри. Използваните при изграждането на батериите клетки (най-често LiFePO4 елементи) значително изменят напрежението си в рамките на зарядния процес. Не на последно място работата на зарядната станция трябва да отговаря на определени стандарти за заряд с

цел постигане на масовата ѝ приложимост.

От друга страна, изисквания към преобразувателите поставя захранването им от електрическата мрежа. Ето защо те трябва да отговарят на съответните норми и стандарти по отношение на безопасност, електромагнитна съвместимост и ефективност (к. п. д.).

Дефинирани са основните параметри на батериите в електрическите автомобили. Проучени са утвърдени международни стандарти за осъществяване на зарядния процес. За намаляване времето на зареждане са необходими преобразуватели за т.нар. бърз заряд, осигуряващи голяма изходна мощност при спазване на определени изисквания по отношение на захранващата мрежа.

Алтернатива на разгледаните контактни методи за зареждане предлага безжичното предаване на енергия. Този подход обаче не е подходящ за реализирането на системи за бърз заряд поради значително по-ниските стойности на предаваната по безконтактен път мощност.

1.2. Блокови схеми на зарядни станции. Принципи на преобразуване

Захранваните от мрежата зарядни структури работят при променливо входно и постоянно изходно напрежение. Ето защо те най-често се състоят от мрежов токоизправител и високочестотен постояннотоков преобразувател. Когато е необходимо галванично разделяне, то обикновено се реализира в рамките на последния. В зависимост от изискванията към функционалността и характеристиките на системата могат да бъдат добавени допълнителни звена (входен филтър, резонансна верига, изходен филтър). Блокова схема на такава конфигурация е представена на Фиг. 1.3.

Фиг. 1.3. Разширена блокова схема на зарядна станция.

Реализация на модулен принцип може да бъде осъществена както по отношение на целия преобразувател, така и само на отделни звена от него. По този начин се постига допълнителна

7

гъвкавост и надеждност на системата, както и възможност за получаване на конфигурации с различна изходна мощност на базата на универсални градивни клетки.

1.3. Съществуващи схемни решения за реализация на отделните блокове

на зарядните станции

Проучени са различни подходи и схемни решения за реализация на входни токоизправителни звена с подобрен фактор на мощността.

Проучени са различни подходи и схемни решения на високочестотни постояннотокови преобразуватели с твърди и меки комутации. Сравнени са предимствата и недостатъците на схеми с резонансни вериги от втори, трети и по-висок ред. Коментирани са особеностите на преобразувателите с ограничаване на напрежението върху кондензатора в резонансната верига.

1.4. Изводи

На база извършения анализ на публикуваните по темата на дисертационния труд резултати могат да бъдат направени следните изводи:

1) Основните международни стандарти регламентират заряд на електрически превозни средства както с променлив, така и с постоянен ток. За осигуряване на бърз заряд за леките електромобили в практиката се е утвърдило използването на постояннотоково захранване с мощност до 50kW. Номиналното напрежение на инсталираните батерии е в диапазона 300 ÷ 400V, което налага изходното напрежение на зарядната станция да може да достига 500V.

2) Тъй като системите за бърз заряд се характеризират с голяма изходна мощност (50kW) и значителни стойности на изходните токове (до 125A), утвърден подход в практиката е изграждането им на модулен принцип. По този начин едновременно се осигуряват гъвкавост и надеждност. Видът на входните и изходните величини обуславя реализация най-често на основата на входен токоизправител и високочестотен постояннотоков преобразувател.

3) За изпълняване на изискванията към системата за бърз заряд по отношение на

присъединяването ѝ към захранващата мрежа се използват преобразуватели с подобрен

фактор на мощността. Управляемите токоизправители с подходящ алгоритъм за осъществяване на PFC позволяват лесна и евтина реализация при постигане на висок к.п.д., тъй като преобразуването на енергията в тях е еднократно.

4) Основен подход при постояннотоковото преобразуване на енергия е използването на резонансни DC-DC конвертори. Високата работна честота осигурява лесна възможност за галванично разделяне между входа и изхода на системата, а меките комутации способстват за значително повишаване ефективността на преобразувателите.

5) Основната част от публикации, посветени на постояннотоковите преобразуватели с ограничаване на напрежението върху кондензатора в резонансната верига разглеждат ограничаване върху целия кондензатор. Изследванията при ограничаване на напрежението върху част от него най-често са насочени към конкретни примери. На база на представените резултати от анализ на характеристиките на тези схеми при работа с противо-е.д.н. в изхода не са предложени инженерни методики за проектиране. Съвместната работа на тези преобразуватели в състава на модулни структури не е задълбочено изследвана.

ГЛАВА 2. АНАЛИЗ НА ОБЗОРА И ИЗГОТВЯНЕ НА

КЛАСИФИКАЦИЯ

Обект на изследване е мрежов токоизправител, реализиран на базата на напълно управляема трифазна мостова конфигурация (Фиг. 2.1). Посредством използване на подходящ алгоритъм за управление на базата на синусоидална широчинно-импулсна модулация се цели подобряване на фактора на мощността по отношение на захранващата мрежа.

8

В изхода на вентилната група е свързано Г-образно филтрово звено (индуктивност LF и кондензатор CF). За премахване влиянието на филтъра върху режимите на работа на ключовите елементи е поставен допълнителен обратен диод DR7.

Фиг. 2.1. Схема на изследвания трифазен мостов управляем токоизправител.

2.1. Принцип на действие и анализ на процесите в токоизправителя

При анализа на процесите в изследвания токоизправител са направени следните допускания:

всички елементи в схемата и свързващите ги проводници са идеални;

процесите на комутация на полупроводниковите ключове са мигновени, не е отчетено влиянието на изходния филтър върху тях;

напреженията на трите захранващи фази имат синусоидална форма и са симетрично дефазирани на ъгли 120° помежду си, а максималните им стойности са равни.

Фиг. 2.2 представя еквивалентна схема, описваща работата на изследвания токоизправител в интервала на провеждане на вентилите TR1-DR1 и TR2-DR2. Аналогични еквивалентни схеми могат да бъдат получени и за останалите интервали на работа на преобразувателя. Получените конфигурации са идентични с тази на понижаващ (BUCK) DC-DC преобразувател.

Представената на Фиг. 2.2 еквивалентна схема може да бъде опростена и сведена до Г-образно LC-филтрово звено, захранвано от еквивалентно напрежение VRECT (Фиг. 2.3). Моментната стойност vRECT (t) на това напрежение се определя от зададената в алгоритъма на управление последователност на провеждане на ключовете. Обратният диод DR7 пък осигурява верига за затваряне на тока на индуктивността LF в интервала на пауза. Така стойността на еквивалентното напрежение за този интервал е vRECT (t) = 0.

Фиг. 2.2. Еквивалентна схема, описваща работата на преобразувателя в интервала на провеждане на

ключовете TR1-DR1 и TR2-DR2.

Фиг. 2.3. Еквивалентна схема, описваща

работата на изследвания токоизправител посредством

представяне на мрежовите фази и входната превключваща верига като

еквивалентен източник на напрежение.

9

Процесите в представената на Фиг. еквивалентна схема се описват посредством изрази (2.1) и (2.2).

tvtv

dt

tdiLtv

dt

tdiL

RECTd

L

FCF

L

F (2.1)

tititiOUTCL

(2.2)

След заместване и подходяща обработка е получен израз (2.5), дефиниращ връзката между напреженията VRECT и Vd.

tvtv

dt

tdv

tv

tiL

dt

tvdCL

RECTd

d

d

OUTFd

FF

2

2

(2.5)

Дефинираната от израз (2.5) връзка между моментните стойности на напреженията vRECT (t) и vd (t) съдържа моментната стойност iOUT (t) на изходния ток. Това позволява изследване на поведението на токоизправителя при захранване на друго звено, в конкретния случай постояннотоков преобразувател.

Управлението на токоизправителя се основава на съществуващ алгоритъм, използващ синусоидална ШИМ. Посредством допълнителна логика се осигурява консумиране на токове от всяка от фазите в рамките на целия период на мрежовото напрежение. За целта полупериодът на всяко от мрежовите напрежения е условно разделен на low (L), medium (M) и high (H) области така, както е показано на Фиг. 2.5. Разделянето е извършено на база абсолютните моментни стойности на тези напрежения. За всяка от трите области са характерни следните особености:

HIGH: това е областта, в която съответното фазово напрежение има най-висока абсолютна моментна стойност в сравнение с останалите две. Този интервал отговаря на интервала на провеждане на приборите при работата на класическия трифазен токоизправител. Ето защо работещите в тази област ключове се приемат за основни, а управляващите им импулси са най-широки в сравнение с тези на останалите прибори.

MEDIUM: в тази област абсолютната моментна стойност на съответното фазово напрежение не е най-висока спрямо останалите две, но е по-голяма от половината на максималната абсолютна стойност на това напрежение. Импулсите за управлението на силовите прибори в този интервал са по-тесни.

LOW: в тази област абсолютната моментна стойност на съответното фазово напрежение е по-малка от половината на максималната. Управляващите импулси за работещите в този интервал ключове се формират не на база на алгоритъма за получаване на синусоидална ШИМ, а като разлика от дължината на импулсите, съответстваща на high и medium областите в съответния момент (Фиг. 2.6). По този начин се осигурява затваряне на токовия контур между отделните фази и товара, като същевременно от всяка фаза се черпи ток в рамките на целия полупериод на мрежовата честота.

10

Фиг. 2.5. Условно разделяне на

полупериода на фазовото напрежение.

Фиг. 2.6. Формиране на управляващите импулси за

приборите в интервала.

2.2. Моделиране на алгоритъма за управление на изследвания

токоизправител

Математическо описание на алгоритъма за генериране на управляващите импулси на базата на синусоидална ШИМ е реализирано под формата на код в програмната среда на MATLAB. Фиг. 2.8 представя времедиаграми на изправеното напрежение VRECT и напреженията на трите мрежови фази, генерирани с помощта на разработения математически модел на изследвания алгоритъм за управление. С цел по-добро онагледяване на процесите е избрана по-ниска честота на ШИМ (2400Hz). Симулацията е извършена при мрежова честота 50Hz и максимална стойност на напреженията на трите фази 325V (симетрични фази).

Консумирането на токове от трите фази на захранващата мрежа съответства на интервалите, когато съответните вентили на токоизправителя провеждат. Ето защо за определяне на тези интервали могат да бъдат използвани генерираните управляващи сигнали G1 до G6. Кодът, описващ генерирането на моментните стойности на G1 е представен по-долу:

if((pwmRp && param(3,1)) ... || (pwmSp && pwmTn && param(2,2) && ~param(3,1) && param(1,1)) ... || (~param(3,1) && param(1,1) && param(2,3) && pwmSn && pwmTp)) G1 = 1; else G1 = 0; end

На Фиг. 2.9 са представени времедиаграми на напрежението на фазата R и консумирания от нея ток през приборите TR1 и TR4. Вижда се, че напрежението и токът са във фаза, което е основно изискване за постигане на висок фактор на мощност.

Фиг. 2.8. Времедиаграми на изправеното

напрежение VRECT.

Фиг. 2.9. Времедиаграми на напрежението и

тока на фазата R.

2.3. Характеристики на изследвания токоизправител с алгоритъм за PFC

Фиг. 2.10 представя регулировъчна характеристика за средната стойност на изправеното напрежение VRECT като функция от стойността на коефициента на модулация М. Характеристиката е получена от симулация със създадения в MATLAB модел на алгоритъма за

11

управление при стойности на амплитудата на мрежовите напрежения VM = 325V, честота на мрежата fAC = 50Hz и честотата на управление fSW = 40kHz. Стойностите на напрежението VRECT са представени в нормализиран вид спрямо максималната му средна стойност при коефициент на модулация M = 100%.

Получената регулировъчна характеристика е линейна, което благоприятства използването на коефициента на модулация М като регулиращ параметър по отношение на средната стойност на VRECT, а съответно и на изходното напрежение на токоизправителя.

Фиг. 2.11 представя хармоничния състав на изправеното напрежение VRECT при коефициент на модулация М = 0.8. Честотата на модулацията е fSW = 40kHz. От представените таблични и графични резултати се вижда, че изследваният алгоритъм за управление позволява получаването на изправено напрежение, в което нискочестотните хармонични съставки на практика отсъстват. Освен постоянната съставка, основните съставки отговарят на честотата на модулацията, както и на кратните на нея. Не са отчетени и субхармонични високочестотни съставки.

Фиг. 2.10. Нормализирана средна стойност на

изправеното напрежение VRECT във функция от коефициента на модулация.

Фиг. 2.11. Хармоничен състав на изправеното

напрежение VRECT при коефициент на модулация М = 0.8.

Посредством разработения модел в MATLAB са изследвани коефициентът на нелинейни изкривявания THD40 на базата на първите 40 хармонични съставки (Фиг. 2.17) и факторът на мощност PF по отношение на захранващата мрежа (Фиг. 2.18). За изчисляването на двете величини са използвани съответно изрази (2.14) и (2.15). Участващите в тях параметри са ефективната стойност In на n-тата хармонична съставка на консумирания от мрежовата фаза ток, ефективната стойност I на този ток и дефазирането му φ1 спрямо съответното фазово напрежение. В съответствие с представените на Фиг. 2.9 времедиаграми, φ1 = 0.

1

40

2

2

40I

I

THDn

n

(2.14)

1

1 cosI

IPF

(2.15)

Представените на Фиг. резултати свидетелстват за сравнително постоянен THD със стойност около 6.3 ÷ 6.4%, което потвърждава постоянния състав на нискочестотни хармонични съставки.

От представените на Фиг. 2.18 резултати се вижда, че факторът на мощността е нисък за малки стойности на коефициента на модулация, което се дължи на значителното наличие на високочестотни хармонични съставки. При по-високи стойности на М основната хармонична е преобладаваща, което значително подобрява фактора на мощността.

След премахване (филтриране) на високочестотните хармонични съставки се наблюдава запазване на висок фактор на мощността (около 99.8%) в рамките на целия диапазон на регулиране на изправеното напрежение. Това е илюстрирано на Фиг. 2.19.

12

Фиг. 2.17. Коефициент на нелинейни

изкривявания за първите 40 хармонични (THD 40) във функция от коефициента на

модулация М.

Фиг. 2.18. Фактор на мощността (PF) във функция от коефициента на модулация М.

Фиг. 2.19. Фактор на мощността на база първите 40 хармонични съставки (PF40) във функция

от коефициента на модулация М.

2.4. Съображения при проектиране на изследвания токоизправител с

алгоритъм за PFC

Въз основа на резултатите от проведените изследвания на работата на вентилната група на токоизправителя с описания алгоритъм за управление са формулирани основни препоръки по отношение избора на честота на модулация, силови прибори, входен и изходен филтри.

2.5. Изводи

На база на резултатите от извършения анализ могат да бъдат направени следните заключения:

1) Разработеният модел на алгоритъма за управление на трифазния мостов токоизправител и дефинираните основни зависимости по отношение на силовата му схема позволяват по-задълбоченото му изследване, включително при съвместна работа със свързан в изхода му преобразувател.

2) На база на реализирания модел на алгоритъма за управление в средата на MATLAB са получени основни зависимости при работата на управляемия токоизправител – регулировъчна характеристика за изправеното напрежение преди LC филтъра и зависимост на фактор на мощността и коефициента на нелинейни изкривявания от стойността на това напрежение. Въз основа на тези резултати са формулирани препоръки и основни съображения при проектирането на преобразувателя.

3) Изследваният алгоритъм за управление позволява регулиране на изходното напрежение от 0 до максимум при запазване на висок фактор на мощността. Получените регулировъчни характеристики са линейни, което благоприятства използването на коефициента на модулация като регулиращ параметър. Това дава възможност за регулиране мощността на свързан в изхода на токоизправителя преобразувател посредством задаване стойността на захранващото му напрежение.

13

ГЛАВА 3. ИЗСЛЕДВАНЕ НА РЕЗОНАНСНИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ НА

ПОСТОЯНЕН ТОК С ОГРАНИЧАВАНЕ НА НАПРЕЖЕНИЕТО ВЪРХУ

ЧАСТ ОТ КОНДЕНЗАТОРА В РЕЗОНАНСНАТА ВЕРИГА

Обект на изследване са преобразуватели на постоянен ток, реализирани на основата на три схемни разновидности на полумостови резонансни инвертори с последователна резонансна верига, кондензаторът в която е разделен на две части. Върху една от тези две части се прилага ограничаване на напрежението.

3.1. Принцип на действие и анализ на процесите в преобразувателите

При анализа на процесите във всеки от изследваните постояннотокови преобразуватели са направени следните допускания:

всички елементи в схемата и свързващите ги проводници са идеални;

процесите на комутация на полупроводниковите ключове са мигновени;

пулсациите на постоянното захранващо напрежение Vd, както и на напрежението на зареждания елемент за съхранение на енергия VOUT са пренебрежимо малки;

високочестотният разделителен трансформатор е идеален с коефициент на трансформация k;

елементът за съхранение на енергия има поведение на идеален източник на противо-е.д.н.

При съставяне на математическото описание на изследваните процеси са използвани следните означения:

EKCCn / – отношение между капацитетите на двете части на кондензатора в

резонансната верига;

EKEK

CCCCC / – еквивалентен капацитет на кондензатора в резонансната верига,

когато не е приложено ограничение;

CLK

/10 – собствена кръгова резонансна честота на резонансната верига;

EKCL/1

0 – собствена кръгова резонансна честота на резонансната верига при

приложено ограничение на напрежението върху частта CK от комутиращия кондензатор;

0/

S – разстройка по честота;

0/

S – разстройка по честота при приложено ограничение на напрежението върху

частта CK от комутиращия кондензатор;

CLZK

/0 – характеристично съпротивление на резонансната верига;

1//00

nnZCLZEK – характеристично съпротивление на резонансната верига при

приложено ограничение на напрежението върху частта CK от комутиращия кондензатор. Фиг. 3.1 представя схемата на постояннотоковия преобразувател на базата на полумостов

резонансен инвертор с разделен филтров кондензатор. Последният е реализиран посредством полумостова схема (транзистори T1-T2 с обратните им диоди и филтърната кондензаторна група CF1-CF2) и последователна резонансна верига (индуктивност LK и кондензатор, разделен на две части – CK и CE). Посредством ограничителни диоди DD1 и DD2 се въвежда ограничаване на напрежението върху частта CK.

Изходният токоизправител на постояннотоковия преобразувател е реализиран посредством класическа мостова схема (диоди DR1-DR4). За осигуряване на галванично разделяне и съгласуване на входните и изходните параметри на схемата е поставен високочестотен трансформатор Tr1.

Независимо от работата на ограничителните диоди, периодът на работа на преобразувателя може да бъде разделен на следните интервали:

14

1. интервал на провеждане на транзистора Т1; 2. интервал на провеждане на обратния диод на транзистора T2; 3. интервал на провеждане на транзистора Т2; 4. интервал на провеждане на обратния диод на транзистора T1.

На Фиг. 3.2 са представени еквивалентните схеми, отразяващи работата на изследвания преобразувател в рамките на един период на комутационната честота.

Фиг. 3.1. Постояннотоков преобразувател на базата на полумостов резонансен инвертор с

разделен филтров кондензатор. Фиг. 3.2. Еквивалентни схеми,

илюстриращи различните интервали на работа на полумостовия

преобразувател с разделен филтров кондензатор в рамките на един период

на честотата на управление.

Големината на тока на резонансната верига определя времето за презареждане на CK и съответно момента, в който се прилага ограничението. В зависимост от стойността на този ток се наблюдават три възможни режима на работа на преобразувателя:

MODE I: токът на резонансната верига е с голяма стойност и презарежда кондензатора CK в рамките на интервала на провеждане на съответния транзистор.

MODE II: стойността на тока в резонансната верига е по-ниска, поради което моментът на отпушване на съответния ограничителен диод настъпва по време на провеждането на обратния диод на съответния транзистор.

MODE III: токът на резонансната верига е недостатъчен за презареждане на кондензатора CK в рамките на съответния полупериод, поради което не настъпват условия за ограничаване на неговото напрежение.

За целите на теоретичния анализ на процесите в преобразувателя се въвежда нормализация на величините – всички напрежения се нормализират спрямо Vd /2, а всички токове – спрямо Vd /2Z0.

Независимо от интервала на работа на преобразувателя, процесите в резонансната верига се описват посредством интегро-диференциално уравнение (3.8), в което с VC0i е означена началната стойност на напрежението на еквивалентния кондензатор за съответния интервал.

EiiCK

K

KVVdtti

Cdt

tdiL 0

1 (3.8)

Изрази (3.9) и (3.10) представят решенията на уравнение (3.8) в общ вид. С IK0i е означена началната стойност на тока на резонансната верига, а с ti – началния момент за съответния интервал.

15

i

EiiC

iiKKtt

Z

VVttIti

0

0

0

00sincos (3.9)

EiiEiiCiiKC

VttVVttZItv 00000

cossin (3.10)

На Фиг. 3.3 са представени времедиаграми на тока на резонансната верига iK(t) и напреженията на двете части на кондензатора – съответно vCE(t) и vCK(t) – за режима на работа без ограничение MODE III.

Подходящ и удобен за изследване на процесите в резонансната верига е методът на фазовата равнина. Фиг. 3.4 представя фазовата траектория, съответстваща на работата на изследвания преобразувател в режим MODE III.

Фиг. 3.3. Времедиаграми на тока на резонансната

верига и напреженията на двете части на кондензатора при работа на преобразувателя в

режим MODE III.

Фиг. 3.4. Траектория във фазовата

равнина, съответстваща на работата на преобразувателя в режим MODE III.

При проведените изследвания са изведени изрази (3.25) и (3.29) за основните зависимости за напрежението на еквивалентния кондензатор и тока на резонансната верига. След преобразуване израз (3.27) дефинира условието (границата) за работа на преобразувателя в MODE III.

1

cos1

cos12 2

0

V

VCm

(3.25)

11

cos1

cos12 2

0

n

V

(3.27)

CmKVI

2 (3.29)

Ограничаването на напрежението върху частта CK е свързано с работа на диодите DD1 и DD2, които на практика откъсват тази част на еквивалентния кондензатор, променяйки собствената резонансна честота на веригата. Прилагането на това ограничение е свързано с комутация на ограничителните диоди, която може да настъпи в интервала на провеждане на инверторните транзистори (MODE I) или в този на провеждане на обратните им диоди (MODE II) в зависимост от големината на тока във веригата и съответно скоростта на презареждане на еквивалентния

16

кондензатор. Границата между двата режима на работа на схемата се характеризира с едновременно отпушване на обратните и ограничителните диоди.

Процесите в преобразувателя при този граничен режим са илюстрирани от представената на Фиг. 3.5 траектория във фазовата равнина. Използваните при анализа геометрични зависимости са илюстрирани от Фиг. 3.6.

Фиг. 3.5. Траектория във фазовата

равнина, съответстваща на работата на преобразувателя на границата между

режими MODE I и MODE II.

Фиг. 3.6. Геометрични зависимости при

работата на преобразувателя на границата между режими MODE I и MODE II.

Получени са изрази (3.47) и (3.48) за максималната стойност на напрежението на кондензатора CE и средната стойност на тока на резонансната верига.

2

3

O

CEmV

nV

(3.47)

CEmK VI

2 (3.48)

Режимът на работа MODE I се характеризира с най-висока стойност на тока през резонансната верига в сравнение с останалите режими. Фиг. 3.7 и Фиг. 3.8 илюстрират работата на преобразувателя в този режим.

Фиг. 3.7. Времедиаграми на тока на

резонансната верига и напреженията на двете части на кондензатора при

работа на преобразувателя в режим MODE I.

Фиг. 3.8. Траектория във фазовата равнина,

съответстваща на работата на преобразувателя в режим MODE I.

Изрази (3.67) до (3.69) дефинират ъглите, отговарящи на интервалите на провеждане на приборите при този режим на работа.

17

02.

02

1

12

1

1

12

1

nVVприb

yarctg

nVVприb

yarctg

CEmO

M

CEmO

M

(3.67)

OM

MM

OM

MM

Vxприb

yarctg

b

yarctg

Vxприb

yarctg

b

yarctg

12

21

22

12

12

12

12

21

22

12

12

12

(3.68)

22

22

22.

b

yarctg M (3.69)

Режимът на работа MODE II се характеризира с по-ниски стойности на тока на резонансната верига в сравнение с MODE I. Фиг. 3.9 и Фиг. 3.10 илюстрират работата на преобразувателя в този режим.

Фиг. 3.7. Времедиаграми на тока на

резонансната верига и напреженията на двете части на кондензатора при работа на преобразувателя в режим

MODE II.

Фиг. 3.8. Траектория във фазовата равнина,

съответстваща на работата на преобразувателя в режим MODE II.

Изрази (3.80) до (3.82) дефинират ъглите, отговарящи на интервалите на провеждане на приборите при този режим на работа.

OM

M

OM

M

Vxприb

yarctg

Vxприb

yarctg

1.

1

2

1

2

1

2

1

2

1

(3.80)

21

22

2

2

2b

yarctg

b

yarctg MM (3.81)

18

22

22

22.

b

yarctg M (3.82)

Изследвани са още две схемни разновидности на постояннотокови резонансни преобразуватели с ограничаване на напрежението върху част от кондензатора – несиметрична схема (Фиг. 3.11) и схема с разделен комутиращ кондензатор (Фиг. 3.13). Въпреки схемните особености на тези преобразуватели, аналитичните изрази, описващи процесите в тях, са аналогични на тези за схемата с разделен филтров кондензатор.

Фиг. 3.11. Постояннотоков преобразувател

на базата на несиметричен полумостов резонансен инвертор.

Фиг. 3.13. Постояннотоков преобразувател на базата на полумостова схема с разделен

комутиращ кондензатор.

3.2. Характеристики на изследваните постояннотокови преобразуватели

Посредством получените основни зависимости са дефинирани границите между режимите на работа на преобразувателя. Фиг. 3.16 и Фиг. 3.17 представят граничните стойности на нормализираното изходно напрежение във функция от разстройката по честота при 4 стойности на отношението n на двете части на кондензатора в резонансната верига (съответно 0.8, 1, 2 и 4.5). Вижда се, че при по-ниски стойности на този параметър границите се изместват към по-голяма разстройка по честота, което благоприятства регулирането по честота.

Фиг. 3.16. Граници между режимите MODE I и

MODE II на работа на преобразувателите.

Фиг. 3.17. Граници между режимите MODE II и

MODE III на работа на преобразувателите.

Построени са изходните характеристики на преобразувателите (Фиг. 3.19 и Фиг. 3.20). Ясно разграничими са две основни области, отразяващи работата съответно със и без приложено ограничение. В първия случай схемите имат поведение на реален източник на ток – този режим е подходящ за осъществяване на заряд с постоянен ток. Във втората област преобразувателите имат поведение на реален източник на напрежение – този режим е подходящ за осъществяване на заряд с постоянно напрежение.

Вижда се, че при по-високи стойности на параметъра n получените характеристики в областта с постоянен ток са по-стръмни, но характеристиките в областта с постоянно напрежение са по-меки.

19

Фиг. 3.19. Изходни характеристики на

преобразувателите при n = 1.

Фиг. 3.20. Изходни характеристики на

преобразувателите при n = 2.

Построени са характеристиките за нормализираната изходна мощност на преобразувателите във функция от приложеното нормализирано товарно напрежение (Фиг. 3.22). Независимо от стойностите на кондензаторното отношение и разстройката по честота, работа на схемите при максимална мощност се наблюдава на границата на режимите със и без ограничение, поради което се препоръчва оразмеряването на номиналния работен режим да бъде съгласувано с това условие.

Изследвано е и натоварването по напрежение на кондензатора в резонансната верига без приложено ограничение (Фиг. 3.24).

Фиг. 3.22. Изходна мощност на

преобразувателите във функция от изходното напрежение при n = 2.

Фиг. 3.24. Максимално напрежение на

кондензатора CE във функция от изходното напрежение при n = 2.

3.3. Методика за проектиране на постояннотокови преобразуватели с

ограничаване на напрежението върху част от кондензатора в

резонансната верига

При проектирането на този тип преобразуватели е необходимо да се зададат следните параметри:

номинална изходна мощност POUT

максимално изходно напрежение VOUT,MAX

минимално изходно напрежение VOUT,MIN

работна честота fSW

1) Избор на отношение на частите на кондензатора в резонансната верига

n = 1 ÷ 3

2) Избор на разстройка по честота

ν = 1.05 ÷ 1.3

3) Изчисляване на номиналния изходен ток

20

NOUT

NOUT

NOUTV

PI

,

,

, (3.83)

4) Изчисляване на нормализираните стойности на приведените към първичната намотка на трансформатора изходни величини

1cos

21cos22

,

n

VNO

(3.84)

12,

nI

NK (3.85)

5) Изчисляване на захранващото напрежение и коефициента на трансформация на разделителния трансформатор

NO

NOUT

NO

NO

dV

kV

V

VV

,

,

,

,22

(3.86)

NOUT

NOd

V

VVk

,

,

2

(3.87)

6) Изчисляване на характеристичния импеданс и собствената резонансна честота на резонансната верига

NOUT

NKd

NK

NKd

I

IkV

I

IVZ

,

,

,

,

022

(3.88)

SW

f20

(3.89)

7) Изчисляване на стойностите на елементите на резонансната верига

0

0

ZL

K (3.90)

00

1

ZC

E

(3.91)

EKnCC (3.92)

8) Изчисляване на натоварванията на полупроводниковите силови прибори по напрежение и ток

dMAXDdMAXDTMAXTVVVV

,,, (3.93)

21

1

0

cos12

2sin2

2

1 1

K

KT

IdII (3.94)

2cos12

2sin2

2

1

2

K

KDT

IdII (3.95)

22

22cos12

2sin2

2

1K

KDd

IdII (3.96)

1211

0

coscoscos12

2

sin22

1sin2

2

1 12

1

1

K

KKT

I

dIdII

(3.97)

2222 coscoscos12

2

sin22

1sin2

2

1

22

22

2

K

KKDТ

I

dIdII

(3.98)

3.4. Изводи

Въз основа на извършеното изследване на постояннотоковите преобразуватели могат да бъдат направени следните изводи:

1) В зависимост от големината на тока на резонансната верига се дефинират три възможни режима на работа на схемите. Границите между тези режими се определят от моментните стойности на изходното противо-е.д.н. и на разстройката по честота, а също от стойността на отношението между капацитетите на двете части на кондензатора в резонансната верига.

2) Посредством извършения анализ са изведени основни съотношения между токовете и напреженията в изследваните схемни разновидности на постояннотокови преобразуватели с ограничаване на напрежението върху кондензатора в резонансната верига. На база на получените основни зависимости са разработени математически модели на преобразувателите в средата на MATLAB.

3) Получени са основни характеристики за различните режими на работата на изследваните схеми, на база на които се анализира поведението им. От получените характеристики се заключава, че в зависимост от работната област преобразувателите могат да осигурят режими на заряд с константен ток или константно напрежение. Ето защо схемите с ограничителни диоди са подходящи за реализация на зарядни станции за електромобили.

4) На база на получените зависимости е разработена инженерна методика, която позволява проектиране на изследваните постояннотокови преобразуватели с ограничаване на напрежението върху част от кондензатора в резонансната верига.

22

ГЛАВА 4. ИЗСЛЕДВАНЕ НА МОДУЛНИ СИСТЕМИ ЗА БЪРЗ ЗАРЯД

НА ЕЛЕКТРОМОБИЛИ

Обект на изследване са две схемни конфигурации, представени съответно на Фиг. 4.1 и Фиг. 4.2.

Фиг. 4.1. Блокова схема на модулна

конфигурация с N звена и N-фазен изходен токоизправител.

Фиг. 4.2. Блокова схема на модулна

конфигурация с N звена с отделни еднофазни токоизправители.

При теоретичния анализ на процесите са направени следните допускания:

всички елементи в схемите на токоизправителите и свързващите ги проводници са идеални;

процесите на комутация на полупроводниковите ключове са мигновени;

резонансните инвертори имат поведение на източник на ток със синусоидална форма;

елементът за съхранение на енергия има поведение на идеален източник на противо-е.д.н.

Изследвана е симетричната и несиметричната работа на двете модулни конфигурации (Фиг. 4.5, Фиг. 4.6, Фиг. 4.13 и Фиг. 4.14). Несиметрично (небалансирано) натоварване на отделните звена може да бъде наблюдавано в следствие на толерансите на елементите в резонансните им вериги.

Фиг. 4.5. Времедиаграми на токовете в

трифазна модулна система с общ изходен токоизправител (симетрична работа).

Фиг. 4.6. Времедиаграми на токовете в

трифазна модулна система с общ изходен токоизправител (несиметрична работа).

23

Фиг. 4.13. Времедиаграми на токовете в трифазна модулна система с отделни изходни токоизправител (симетрична

работа).

Фиг. 4.14. Времедиаграми на токовете в трифазна модулна система с отделни

изходни токоизправители (несиметрична работа).

Изрази (4.4) и (4.22) дефинират изходните токове на двете структури при симетрична работа.

MAXMAXAVEIdII

,

6

6

,,

3cos

3

(4.4)

MAXAVE

II

dII,

6

6

,

36cos2

3

(4.22)

Получени са регулировъчни характеристики за изходния ток на двете структури във функция от токовете на отделните звена (Фиг. 4.8 и Фиг. 4.16). Изследвано е влиянието на този подход за управление върху пулсациите на зарядния ток (Фиг. 4.10 и Фиг. 4.18).

Фиг. 4.8. Нормализирана средна стойност на

изходния ток при промяна на амплитудата на тока на два от модулите.

Фиг. 4.10. Пулсации на изходния ток при

промяна на амплитудата на тока на два от модулите.

Фиг. 4.16. Нормализирана средна стойност на изходния ток при промяна на амплитудата на

тока на два от модулите.

Фиг. 4.18. Пулсации на изходния ток при

промяна на амплитудата на тока на два от модулите.

Допълнителни изследвания на двете конфигурации са извършени посредством разработени в средата на LTspice симулационни модели. Фиг. 4.20 представя модела на системата с отделни изходни токоизправители.

24

Фиг. 4.20. Симулационен модел на трифазна модулна система с отделни изходни токоизправители в LTspice.

Взаимните влияния между модулите при паралелната им работа в двете структури могат да бъдат оценени посредством сравнение на режимите на работа на едно звено в случаите, когато то захранва само общия товар и когато работи в паралел с останалите преобразуватели в общата структура. Фиг. 4.21 до Фиг. 4.24 представят получените симулационни резултати.

Фиг. 4.21. Времедиаграми на изходния ток и

тока на един от транзисторите в самостоятелно работещо инверторно звено от трифазна модулна система с общ изходен

токоизправител.

Фиг. 4.22. Времедиаграми на изходния ток и токовете на транзисторите в паралелно

работещите инверторни звена на трифазна модулна система с общ изходен

токоизправител.

Фиг. 4.23. Времедиаграми на изходния ток и

тока на един от транзисторите в самостоятелно работещо инверторно звено

от трифазна модулна система с отделни изходни токоизправители.

Фиг. 4.24. Времедиаграми на изходния ток и токовете на транзисторите в паралелно

работещите инверторни звена на трифазна модулна система с отделни изходни

токоизправители.

От представените времедиаграми за конфигурацията с общ изходен токоизправител се наблюдава значителна разлика в режимите на работа на звеното в разгледаните два случая. Промяна се отчита както по отношение на времето на провеждане на обратните диоди на транзисторите, така и на амплитудите на токовете през приборите. Наблюдаваната разлика потвърждава значителните взаимни влияния между отделните звена на модулната система при паралелната им работа върху общ товар.

25

Що се отнася до конфигурацията с отделни изходни токоизправители, режимът на работа на звената се запазва без изменение – както по отношение на времето на провеждане на обратните диоди на транзисторите, така и на амплитудите на токовете през приборите. В съответствие с тези резултати, наблюдаваните взаимодействия между отделните модули при паралелната им работа върху общия товар са пренебрежими.

Различните взаимни влияния между звената в двете структури се потвърждават и от напреженията на първичните и вторичните намотки на трансформаторите (Фиг. 4.27 и Фиг. 4.28).

Фиг. 4.27. Времедиаграми на напреженията на

намотките на трансформатора в едно от паралелно работещите инверторни звена на

трифазна модулна система с общ изходен токоизправител.

Фиг. 4.28. Времедиаграми на напреженията на

намотките на трансформатора в едно от паралелно работещите инверторни звена на

трифазна модулна система с отделни изходни токоизправители.

4.4. Изводи

1) Предложени са две модулни структури за реализация на системи за бърз заряд на електромобили. Изследвани са варианти за съвместна работа на резонансни DC-DC преобразуватели с ограничаване на напрежението върху част от кондензатора в резонансната верига при захранване на общ товар. Изведени са основни зависимости и са коментирани съображенията при проектиране на системи на модулен принцип.

2) При конфигурацията с общ изходен токоизправител се наблюдава силно влияние между отделните звена. В следствие на толерансите в схемните елементи това може да доведе до асиметрия при работата на структурата и различни натоварвания на отделните модули. Разлика в режима на работа на едно от звената спрямо останалите води до различно преразпределяне на натоварването между тях.

3) При конфигурацията с отделни изходни токоизправители не се наблюдава влияние между звената дори при различни режими на работа. В този случай натоварването на един модул не оказва въздействие върху преразпределянето на натоварването между останалите преобразуватели, което дава възможност за регулиране в рамките на едно звено.

4) Отчетено е влиянието на регулиране посредством промяна на изходния ток на едно от звената. Изследвани са възможни варианти за управление на модулните структури с цел постигане на определени работни показатели по отношение на изходни пулсации и натоварване на звената. Различното натоварване на отделните звена води до повишаване на пулсациите на изходния ток на системите.

5) Въз основа на извършения анализ е направено сравнение между двете предложени концепции за изграждане на модулната структура. Съобразно предимствата си, конфигурацията с отделни изходни токоизправители е по-подходяща за реализацията на система за бърз заряд на модулен принцип.

26

ГЛАВА 5. СИМУЛАЦИОННИ И ЕКСПЕРИМЕНТАЛНИ РЕЗУЛТАТИ

5.1. Проектиране и реализация на макет на модулна система за бърз заряд

Изходните данни при проектирането са както следва:

номинална изходна мощност POUT = 480W;

номинално изходно напрежение VOUT = 16V;

работна честота fSW = 50kHz;

разстройка по честота ν = 1.10. За реализацията на отделните звена от модулната структура е избрана схемната

разновидност с разделен комутиращ кондензатор. Проектирането е извършено в съответствие с предложените в точка 3.3 инженерна методика и основните зависимости в точка 4.2.1 от дисертационния труд. Резултатите от проектирането са представени в Таблица 5.1.

Таблица 5.1. Резултати от проектирането на прототип на модулна система за бърз заряд.

Величина Означение Стойност

Захранващо напрежение Vd [V] 33.439

Изходен ток на звеното (средна стойност) IOUT,AVE [A] 10

Отношение на двете части на кондензатора n 2

Коефициент на трансформация на трансформатора Tr1 k 1

Собствена резонансна честота на резонансната верига f0 [kHz] 45.455

Разстройка по честота при работа с ограничаване на напрежението върху частта CK

ν' 1.347

Характеристичен импеданс на резонансната верига Z0 [Ω] 2.7376

Индуктивност в резонансната верига LK [µH] 10.673

Капацитет на частта от кондензатора в резонансната верига без приложено ограничение

CE [µF] 1.424

Капацитет на частта от кондензатора в резонансната верига с приложено ограничение

CK [µF] 2.8481

Въз основа на извършеното проектиране е създаден лабораторен прототип на изследваната модулна структура, представен на Фиг. 5.1.

Фиг. 5.1. Лабораторен прототип на изследваната модулна структура за бърз заряд.

27

5.2. Изследване самостоятелната работа на едно звено

Фиг. 5.3 до Фиг. 5.5 представят сравнение на получените симулационни и експериментални резултати за основните величини на едно от звената при самостоятелната му работа върху 2 последователно свързани LiFePO4 клетки с общо приложено противо-е.д.н. VOUT = 6.61V. Модулът е захранен с постоянно напрежение Vd = 30V. Честотата на управление на схемата е fSW = 50kHz (ν = 1.1).

Фиг. 5.3. Времедиаграми и осцилограми на тока на резонансната верига и напрежението върху частта CK2 на разделения комутиращ кондензатор.

Фиг. 5.4. Времедиаграми и осцилограми на тока през ограничителния диод Dd1 и напрежението

върху частта CK2 на разделения комутиращ кондензатор.

Фиг. 5.5. Времедиаграми и осцилограми на тока на резонансната верига и напрежението върху

частта CE на резонансния кондензатор.

Фиг. 5.9 представя в нормализиран вид сравнение на получените аналитично и симулационно изходни характеристики на схемата за три различни разстройки по честота. От представените графично резултати се вижда много добро съвпадение между теоретичните (илюстрирани с плътни линии) и симулационно построените (илюстрирани с отделни точки, отговарящи на получените стойности) характеристики, което потвърждава верността на получените аналитично основни зависимости между величините в схемата.

28

Фиг. представя експериментално получени изходни характеристики за различни стойности на разстройката по честота на изследвания преобразувател при зареждане на суперкондензаторна банка 56F/16V.

Фиг. 5.9. Съпоставка между теоретично построени и симулационно получени на

базата на идеален модел изходни характеристики на изследвания

преобразувател.

Фиг. 5.10. Експериментално получени изходни

характеристики на изследвания преобразувател.

5.3. Изследване паралелната работа на звената при захранване на общ

товар

Фиг. 5.12 и Фиг. 5.13 представят експериментално получени осцилограми за режимите на Звено 2 при работа над резонансната честота съответно самостоятелно или в паралел с останалите два модула за захранване на товара (2 последователно свързани LiFePO4 клетки с общо приложено противо-е.д.н. VOUT = 6.61V). Стойностите на захранващото напрежение и работната честота са идентични на описаните в предходната точка.

От представените времедиаграми се вижда, че разликата между режимите на работа на звеното самостоятелно и в паралел с останалите модули е несъществена.

Фиг. 5.12. Осцилограми на тока на

резонансната верига и напрежението на средната точка на полумоста при

самостоятелната работа на едно звено.

Фиг. 5.13. Осцилограми на тока на

резонансната верига и напрежението на средната точка на полумоста при паралелна

работа на три звена.

5.4. Изследване работата на изходния филтър

За допълнително изглаждане на пулсациите на изходния ток на модулната система се препоръчва поставянето на подходящ пасивен филтър. Конкретната схемна реализация на това звено трябва да бъде правилно подбрана, за да не оказва влияние върху режимите на работа на преобразувателите. Изследвана е работата на преобразувателите при различни конфигурации на L, LC и CL филтрови групи.

29

5.5. Изводи

1) Създадени са симулационни модели на изследваните постояннотокови преобразуватели и изградените на тяхна база модулни структури в средата на LTspice.

2) Разработен е лабораторен макет на модулна структура за реализацията на система за бърз заряд. На базата на микроконтролер е изградена система за управление на преобразувателите, посредством която се реализират различните режими на работа на изследваната модулна конфигурация.

3) Извършените симулационни и експериментални изследвания на постояннотоковите преобразуватели и изградените на тяхна база модулни структури потвърждават получените от теоретичния анализ характеристики на схемите.

4) Чрез извършените симулационни и експериментални изследвания е верифицирана предложената методика за проектиране.

30

НАУЧНО-ПРИЛОЖНИ И ПРИЛОЖНИ ПРИНОСИ

Настоящият дисертационен труд има следните научно-приложни и приложни приноси:

1) Създаден е математически модел в средата на MATLAB, с помощта на който е изследван алгоритъм за управление на трифазен мостов управляем токоизправител с подобрен фактор на мощността по отношение на захранващата мрежа.

2) Изследвани са три схемни разновидности на резонансни DC-DC преобразуватели с ограничаване на напрежението върху част от кондензатора в последователната резонансна верига. Анализът е извършен за работа над резонансна честота и приложено противо-е.д.н в изхода. Получени са:

функционални зависимости между основните величини в схемите в зависимост от режимите им на работа;

основни характеристики на преобразувателите, посредством които е определено влиянието на параметрите на товара върху режимите на работа и натоварванията на елементите в резонансната верига.

3) Разработени и изследвани са нови концепции за реализация на модулна система за бърз заряд на електромобили на база на резонансни DC-DC преобразуватели с ограничаване на напрежението върху част от кондензатора в резонансната верига. При анализа на работата на предложените структури са отчетени взаимните влияния между отделните звена в зависимост от режимите им на работа.

4) Въз основа на извършените анализи са създадени инженерни методики за проектиране на изследваните постояннотокови преобразуватели и изградените на тяхна база модулни структури.

5) Разработен е лабораторен макет на модулна структура и системата ѝ за управление, чрез

който експериментално са верифицирани резултатите от извършените теоретични и симулационни изследвания.

31

СПИСЪК НА ПУБЛИКАЦИИТЕ ПО ДИСЕРТАЦИОННИЯ ТРУД

1) Arnaudov, D., N. Hinov, S. Vuchev, I. Nedyalkov, Modeling of Multiphase Converter for Charging of Energy Storage Elements, International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management PCIM Europe 2017, ISBN: 978-3-8007-4424-4, pp. 1-7.

2) Vuchev, S., Analytical Investigation of Converter for Electric Vehicle Fast Charging, IX National Conference with International Participation ELECTRONICA 2018, DOI: 10.1109/ELECTRONICA.2018.8439712, ISBN: 978-1-5386-5801-7, pp. 1-4.

3) Vuchev, S., D. Arnaudov, N. Hinov, Modelling and Model Based Investigation of a Unity-Power-Factor Rectifier for Electric Vehicle Charging Applications, 41st International Spring Seminar on Electronics Technology ISSE 2018, DOI: 10.1109/ISSE.2018.8443668, ISBN: 978-1-5386-5731-7, pp. 1-6.

4) Arnaudov, D., S. Vuchev, Modelling and Investigation of Multi-Phase Rectifiers Supplied by Resonant Converters, 41st International Spring Seminar on Electronics Technology ISSE 2018, DOI: 10.1109/ISSE.2018.8443760, ISBN: 978-1-5386-5731-7, pp. 1-6.

5) Arnaudov, D., S. Vuchev, D. Penev, N. Hinov, Resonant Inverter Stage in Modular Converter for Electric Vehicle Charging, International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management PCIM Europe 2018, ISBN: 978-3-8007-4646-0, pp. 1-7.

6) Vuchev, S., D. Arnaudov, Investigation of Multiphase Current Sources for Charging Stations, International Scientific Conference UniTech 2018, Proceedings, vol. 1, ISSN: 1313-230X, pp. 162-166.

7) Arnaudov, D., S. Vuchev, Investigation of Multiphase Modular Topology for Energy Storage System, Journal of Technical University of Gabrovo, vol. 57, 2018, ISSN: 1310-6686, pp. 77-80.

8) Vuchev, S., D. Arnaudov, Characteristics and Design of a Resonant DC-DC Converter Based Modular Topology for Electric Vehicle Fast Charging, International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management PCIM Europe 2019, ISBN: 978-3-8007-4938-6, pp. 1782-1789.

9) Vuchev, S. A., D. D. Arnaudov, Characteristics of a Series-Resonant DC-DC Converter with Voltage Clamping Applied to Part of the Tank Capacitor, X National Conference with International Participation ELECTRONICA 2019 (под печат).

10) Vuchev, S. A., D. D. Arnaudov, Design Considerations for Stages of Modular Topology for Fast Charging of Electric Vehicles, X National Conference with International Participation ELECTRONICA 2019 (под печат).

32

ELECTRONIC CONVERTERS FOR ELECTRIC VEHICLE CHARGING

STATIONS

Stoyan Aleksandrov Vuchev

The thesis presents results from modelling, investigation and design of modular topologies for electric vehicle fast charging based on resonant DC-DC converters with voltage clamping applied to part of the capacitor in the series-resonant tank operating above the resonant frequency.

Based on a review of the literature, the battery parameters and the unified international standards for fast charging implemented in the most common electric vehicles on the market are determined. Different approaches for contact and contactless charging are discussed. A comprehensive overview of various solutions of grid-connected rectifiers and high-frequency DC-DC converters is made.

A study of a controllable three-phase rectifier with LC output filter stage is presented. Using a proper control algorithm with sinusoidal PWM, power factor correction is realized. Mathematical model of the existing control algorithm is developed in MATLAB for examination of its operability and specificities. Results for the output voltage control and the harmonic spectrum of this voltage and the line currents are obtained.

A detailed investigation of the operation of three variations of resonant DC-DC converters with voltage clamping applied to part of the capacitor in the series-resonant tank operating above the resonant frequency is presented. A state-plane analysis is performed providing basic dependencies between the circuits voltages and currents. Using the obtained expressions, the three possible operating modes of the converters are examined.

The boundaries between these modes are defined. The converters load characteristics are built. According to these characteristics, two areas of operation are possible corresponding to the modes with and without limitation applied. Thus, the examined circuits are suitable to provide both constant-current and constant-voltage operation to fulfil the requirements for the battery charging processes. Additional examinations of the conditions for maximum output power operation and voltage stress applied to the tank capacitor are performed.

Based on the results from the analytical investigation, a design methodology is proposed. An investigation of two modular topologies for electric vehicle fast charging based on the examined

resonant DC-DC converters is performed. The first topology comprises one common output rectifier, whereas each of the modules in the second one supplies an individual output rectifier.

The operation of the two topologies is examined for balanced and imbalanced loading of the stages. Expressions are derived for the output currents. Models of the two systems are developed in MATLAB and LTspice. On the base of these models, the mutual interferences between the modules are examined.

Results from simulation and experimental examinations of the investigated modular topology with individual output rectifiers are presented. For this purpose, a laboratory model of the system is realized. The obtained simulation and experimental examinations verify the analytically obtained results and the proposed design methodology.