analogicos 2

FACULTAD DE INGENIERIA ELECTRONICA Y MECATRONICA

LABORATORIO DE ELECTRÓNICA ANALÓGICA II

DOCENTE: ING. MOISES LEUREYROS PEREZ

LIMA-PERÚ 2013



AUTOR: ING. MOISES LEUREYROS P.

LABORATORIOS ESPECIALIZADOS / FIEM / 2011

2

PROCEDIMIENTO PARA EFECTUAR LAS EXPERIENCIAS DE LABORATORIO DEL

CURSO ELECTRONICA ANALÓGICA II

1.- Las experiencias constarán de las tres partes siguientes:

a) INFORME PREVIO: Consiste en el desarrollo teórico de las

preguntas de la guía del experimento, de preferencia, usando un

programa de simulación. Su finalidad es preparar al alumno para

que sepa lo que va a realizar durante la experiencia. Por ello, el

informe previo deberá ser entregado al iniciarse la experiencia para

poder tener la nota respectiva

b) EXPERIMENTO: Consiste en efectuar todas las mediciones

indicadas en la guía, más las que el alumno deseara hacer por su

cuenta. Su finalidad es obtener datos reales para confrontarlos con

los teóricos calculados en el informe previo.

c) INFORME FINAL: Consiste en la respuesta al cuestionario dado en

la guía basándose en los datos obtenidos en el experimento y los

calculados teóricamente. Su finalidad es llegar a un conjunto de

observaciones y conclusiones explicando los fenómenos observados

basándose en la teoría estudiada. El informe final deberá ser

entregado al iniciarse la siguiente experiencia para poder tener la

nota respectiva.

2.- La calificación de los laboratorios se realizará mediante los siguientes

criterios:

PUNTUALIDAD: (1 punto) Para poder recibir esta nota, el alumno

deberá estar en la entrada del laboratorio a la hora en que se inicia

la experiencia.

ASISTENCIA: (Hasta 2 puntos) La asistencia a los experimentos es

obligatoria para poder lograr los conocimientos prácticos que

sustenten los conceptos teóricos.

TRABAJO: (Hasta 6 puntos) Aquí se evaluará la forma cómo los

alumnos del grupo se dividen el trabajo, sus conocimientos en el uso

de los instrumentos, las respuestas a las preguntas que haga el

profesor, el orden que tengan para hacer las mediciones, su interés,

dedicación, etc.

INFORME PREVIO: (Hasta 5 puntos) Aquí se evaluará, además de las

respuestas al cuestionario, el interés del alumno en profundizar sus

conocimientos incluyendo, él mismo, mayor información sobre la

experiencia propuesta.

INFORME FINAL: (Hasta 6 puntos) Aquí también se evaluará, además

de las respuestas al cuestionario, las observaciones realizadas y la

explicación de las mismas mediante la investigación respectiva.





3

INTRODUCCIÓN A CIRCUIT MAKER 2000

Es un simulador de circuitos analógicos, digitales y mixtos, basado en

Spice.

DIBUJO Y EDICION DE ESQUEMAS:

La herramienta ARROW permite realizar muchas funciones, tales

como:

- Editar dispositivos,

- Mover los dispositivos y conexiones,

- Seleccionar al componente, etc.

La herramienta WIRE sirve para poner los alambres de conexión

entre dispositivos. También permite hacer la conexión de buses usando

la tecla SHIFT y el botón izquierdo del ratón. Con la tecla ALT

presionada se pueden hacer líneas discontinuas.

La herramienta TEXT permite escribir en el circuito.

Con la orden OPTIONS / SCHEMATIC se puede variar el color y tamaño del

texto.

La herramienta DELETE permite borrar componentes y conexiones.

Para borrar conexiones se la debe marcar antes con la herramienta

DELETE, haciendo clic con el botón izquierdo del ratón. Al soltarlo, se

borra la conexión.

Pueden borrarse segmentos de una conexión haciendo clic con el botón

derecho y se elige DELETE WIRE SEGMENT.

La herramienta ZOOM permite ampliar (zoom in) o reducir (zoom out)

el esquema o gráfico.

La herramienta PROBE se emplea cuando está activada la

simulación y sirve para observar las ondas en los puntos que se toquen

con ella y también los niveles de tensión.

SIMULACIÓN ANALÓGICA Y DE SEÑALES MIXTAS:

Debemos asegurarnos que tenemos la información en SPICE de todos los

dispositivos. Se pueden usar todos los dispositivos de la librería: Device

Library, los cuales tienen su representación en Spice. En caso contrario

tendrá que ingresarse su información en Spice.





4

Para empezar se da la orden: SIMULATION / CHECK PIN CONNECTIONS

De esta manera el programa verifica que todas las conexiones del circuito

estén bien hechas.

A continuación se da la orden: SIMULATION / ANALYSES SETUP

Aparecerá otra ventana donde se eligirá el tipo de análisis que se quiera

hacer. Haciendo clic en el tipo de análisis deseado se ingresa a una nueva

ventana donde se pueden poner los parámetros que definen las

condiciones bajo las cuales se hará el análisis. Es importante tener cuidado

al definir estos parámetros para poder observar con detalle los resultados

En seguida se da la orden para hacer el análisis: RUN ANALYSES

Esta orden está en la ventana de ANALYSES SETUP o puede hacerse clic en

el ícono:

EJEMPLO:

Graficaremos y luego analizaremos con el simulador el circuito

amplificador clase A siguiente:

1kHz

V1-1/1V

+C110uF

+

C2100uF

+

-

VCC12V

R6

10k 36%

R510k 26%

Q12N2222

R41k

R3100

R2270

R13.9k

A

B

C

D E

Al ingresar a CIRCUIT MAKER al lado izquierdo de la ventana aparece el

panel de componentes.

Ponemos primero el transistor: Elegimos el ítem TRANSISTORS, luego BJTs y

seleccionamos: NPN Trans: B. En la parte superior del panel aparece la

imagen del transistor y, para ponerlo en el esquema, hacemos clic en

PLACE. Lo arrastramos hacia la posición que queremos y hacemos clic

izquierdo con el mouse para que se quede fijo en ese lugar. Si queremos

que el componente gire 90 grados, antes de fijarlo hacemos clic derecho.

Cuando ya se ha fijado el componente también podemos activar una

ventana con comandos aplicables al mismo haciendo primero clic

izquierdo sobre el componente y luego clic derecho.





5

El mismo procedimiento aplicamos para seleccionar y ubicar el resto de

componentes

Para las resistencias y potenciómetros elegimos el ítem RESISTORS

Para el generador de señales elegimos el ítem INSTRUMENTS / ANALOG

Para los condensadores elegimos el ítem CAPACITORS / POLAR CAP

Para la fuente de alimentación elegimos el ítem SOURCES / LINEAR / V

SOURCE

Para el nudo de referencia elegimos el ítem SOURCES / LINEAR / GROUND

Después de ubicados los componentes, a continuación procedemos a

hacer las conexiones entre ellos:

Hacemos clic en la herramienta WIRE. Llevamos el cursor al extremo de

uno de los componentes y aparecerá un rectángulo rojo. En ese instante

presionamos el botón izquierdo del ratón y, sin soltarlo, lo arrastramos hasta

el terminal del otro componente al que lo queremos conectar. Cuando

aparece el rectángulo rojo soltamos el botón y la conexión queda hecha.

Si la conexión no se hiciera, debemos repetir el proceso con más cuidado.

Se repite el proceso hasta terminar todas las conexiones. Con la

herramienta ARROW podemos cambiar de ubicación las conexiones para

darle una mejor presentación.

Terminadas las conexiones pasamos a editar los valores de los

componentes:

Para ello nos ubicamos con la herramienta ARROW encima del

componente y hacemos 2 clic izquierdos consecutivos. Aparecerá una

ventana donde podremos cambiar el valor y nombre del componente.

Este proceso lo repetimos para cada uno de los elementos.

En el caso del transistor, podremos elegir el tipo seleccionando del menú

que aparece en la ventana. Haciendo clic en el ícono PROPERTIES

accedemos a otra ventana con la que podemos variar la designación del

componente.

En el caso del potenciómetro, además de valor, podemos indicar la

posición del terminal móvil. Esta se indica mediante un porcentaje que

aparece, dejando un espacio, junto a su valor.

Finalizado el ensamblaje del circuito, debe ponerse el nudo de tierra. Esto

es importante porque el programa exige este nudo; en caso contrario

dará error. La tierra se coloca eligiendo en el panel al ítem: SOURCES /

LINEAR / GROUND.

El siguiente paso es iniciar el análisis haciendo clic en el ícono:

Aparecerá la siguiente ventana:





6

Vemos que están activados el análisis transitorio y del punto de operación.

Como nos interesan estos análisis, los dejamos así. También podemos

activar el análisis en AC para obtener la respuesta en frecuencia del

circuito.

El casillero: Always set defaults for transient and OP analices activa sólo el

análisis transitorio y punto de operación, cuando hay un check en él. Para

activar otros tipos de análisis, borre el check.

El siguiente paso es definir los parámetros bajo los cuales hará el análisis.

Haciendo clic en TRANSIENT / FOURIER aparece la siguiente ventana:

START TIME: Es el instante en que se inicia la simulación. En este caso se le

está diciendo que inicie en t = 0

STOP TIME: Es el instante en que termina la simulación. Como la señal de

entrada tiene frecuencia de 1 KHz, debemos indicarle que por lo menos

termine en 1 ms para poder ver un período completo. En nuestro caso se le

indica 2 ms

TIME STEP: El computador hace los cálculos usando métodos numéricos.

Por ello debe especificársele cada cuanto tiempo calculará el valor de la

onda de salida. Si las señales son lentas, se le debe dar un time sep

razonable para que no demore mucho haciendo cálculos y pueda verse

una onda continua. Si la señal es rápida, debe dársele un time sep

pequeño para obtener buena resolución.

MAX. STEP : Es el máximo time sep que se le permite usar.

FOURIER: Si activamos el análisis de Fourier, debemos especificarle la

frecuencia fundamental y el número de armónicas a considerar.





7

Haciendo clic en OPERATING POINT aparece la siguiente ventana:

En ella se habilita este análisis y se hace clic en OK.

Con este análisis se pueden obtener los voltajes y corrientes del punto de

operación, los voltajes promedio incluyendo las señales (que no

necesariamente coincidirán con los del punto de operación) y los valores

eficaces de las señales en los puntos que se marquen con la herramienta

PROBE.

Respuesta en Frecuencia:

Este análisis nos permite saber cómo varía la ganancia del circuito al variar

la frecuencia. Para ello:

Se habilita el análisis en AC y aparecerá la siguiente ventana:





8

En ella habilitaremos este análisis, indicaremos la frecuencia de inicio (en el

ejemplo está en 1 Hz), la frecuencia final (en el ejemplo está en 4 Hz). Estas

2 frecuencias definen el rango dentro del cual el programa determinará la

respuesta en frecuencia. En nuestro caso podríamos definir la frecuencia

inicial en 10 Hz y la frecuencia final en 100,000 Hz.

Es importante definir bien el número de TEST POINTS debido a que ello

permitirá obtener una gráfica con buena resolución. En el ejemplo el

número de test points es 3. Esto significa que el programa sólo calculará 3

valores y tendremos un gráfico donde estos 3 puntos estarán unidos por

segmentos. Para el rango de frecuencias propuesto (de 10 Hz a 100 KHz) 3

puntos de prueba no son suficientes. Para obtener una mejor resolución

debemos definir más puntos de prueba, no menos de 20 para nuestro

caso.

A continuación veremos los resultados de cada análisis para el circuito del

ejemplo:

PUNTO DE OPERACIÓN:

Parameter DC Bias DC Average AC RMS

B: c1_1 2.559 V 2.562 V 38.91mV

E: c2_1 1.881 V 1.896 V 21.33mV

D: r5_1 710.9mV 711.7mV 10.81mV

C: q1_3 6.956 V 7.194 V 3.420 V

A: r5_3 8.742 V 8.743 V 13.43mV





9

TRANSITORIO:

0.000ms 0.500ms 1.000ms 1.500ms 2.000ms

12.50 V

7.500 V

2.500 V

-2.500 V

A: r5_3

B: c1_1

C: q1_3

D: r5_1

E: c2_1

AC:

0.000kHz 20.00kHz 40.00kHz 60.00kHz 80.00kHz 100.0kHz

5.500 V

4.500 V

3.500 V

2.500 V

1.500 V

0.500 V

A: q1_3





10

LABORATORIO Nº 1

AMPLIFICADOR CLASE A CON CARGA EN COLECTOR

OBJETIVO:

Estudio del amplificador para lograr máxima excursión simétrica y máxima

potencia en la carga.

FUNDAMENTO TEORICO:

La cantidad de potencia que se le podrá entregar a una carga, tendrá un

límite establecido por las características del transistor. De sus curvas

características podremos apreciar dichas limitaciones:

1. Limitaciones de carácter térmico: La máxima potencia promedio que el

transistor puede disipar está limitada por la temperatura que la juntura

base-colector puede soportar. Por ello, todos los diseños de circuitos

incluirán un cálculo de las condiciones térmicas para asegurar que no

se exceda la máxima temperatura de juntura permitida.

Pc(W)

Pcmax

(-1/θjc)

0

Tc0 Tjmax

θjc= resistencia térmica entre juntura (j) y cápsula (c)

La potencia promedio (Pc) disipada en el circuito de colector es igual al

promedio del producto de la corriente del colector por el voltaje colector-

base. La máxima potencia promedio de colector permitida es

especificada por los fabricantes.

En el gráfico observamos que el transistor puede disipar la potencia

máxima hasta la temperatura de la cápsula Tc0 (comúnmente 25 ˚C).

Después de ella la disipación de potencia debe ser reducida. La magnitud

de la inversa de la pendiente recibe el nombre de Resistencia Térmica, y

es un parámetro dado por los fabricantes.

Limitaciones de carácter eléctrico: Relacionadas con la forma de las

curvas, pues cuando queremos amplificar una señal con la menor

distorsión posible, (clase A), se debe hacer trabajar el elemento activo en

su zona lineal (donde las curvas pueden considerarse líneas rectas,





11

equidistantes y paralelas). De las curvas se aprecia las limitaciones de

corriente y tensión en el funcionamiento del transistor.

a. BVCEO (“Break down”- tensión de colector – emisor – base abierta):

Para grandes tensiones de colector, las características pierden

linealidad debido a la ruptura en la unión de colector (similar al

efecto Zener o avalancha). En transistores de potencia estos valores

son entre 50 á 100 voltios.

b. max ic (máxima corriente de colector) para grandes corrientes de

colector, las características quedan muy juntas, perdiendo

linealidad y además sometiéndose a las uniones a dichas corrientes,

se puede dañar físicamente al transistor

c. max PC : En ocasiones no habrá señal de entrada en el amplificador

y luego, el punto de operación debe corresponder a una disipación

de colector que sea segura. Del gráfico anterior, además, se puede

observar otras dos zonas:

ZONA DE SATURACION

2

Ib = 0.2A

Ic (A)

ZONA

SEGURA

PARA

110

GRADOS

25

6 Ib = 0.4A

4

Ib = 0.1A

Ib = 0.6A

Ib = 0.5A

Ib = 0.3A

5

Vce,sat

0

10 Vce (V)

Ib = 0A

ZONA DE CORTE

152

Pcmax = 40W a 110 grados

8

ZONA

DE

RUPTURA

Pcmax = 150W a 25 grados

ZONA

SEGURA

PARA

25

GRADOS

20

Saturación: Para valores de VCE ≤ VCE,sat, se aprecia que la Ic es muy

grande con los resultados considerados en maxIc. Valores típicos son:

Transistores de Baja potencia

(Pc<1w) => Vce,sat = 0.1 á 0.3v

Transistores de potencia

(Pc>1w) => Vce,sat = 1 á 2v

Corte: Es el límite inferior de la corriente del colector, donde las curvas

también pierden linealidad. En nuestro estudio no se considera esta

zona.

d. El conjunto de las consideraciones anteriores, va a limitar en su

interior, la llamada región o zona activa, donde se obtendrá

amplificación lineal.

Los límites anteriores, comprenden las especificaciones del transistor,

las cuales serán proporcionadas por el fabricante en los manuales





12

respectivos y que deberán ser tomadas en cuenta en el diseño para

una operación adecuada.

Especificaciones:

maxIc

BVCEO

Pcmax = VCEQ ICQ

Desde luego también se debe especificar su β, fT, etc.

Si se grafican las especificaciones anteriores:

ANTES DE CORREGIR POR TEMPERATURA

Vce

ZONA DE OPERACION SEGURA

PARA EL TRANSISTOR

BVceo

DESPUÉS DE CORREGIR POR TEMPERATURA

Ic

donde: Pcmax adopta la forma de una hipérbola (equilátera respecto al

origen de coordenadas), que representa el lugar geométrico de todos los

puntos de operación en los cuales la disipación es exactamente Pcmax.

Hasta ahora, en las relaciones del análisis, no se han tomado en cuenta

los límites del transistor. La consideración de estos límites y especificaciones

permitirán la elección correcta del punto de operación.

Debe tenerse en cuenta lo siguiente:

1. De los gráficos anteriores, se observa que para operación segura, el

punto de operación debe ubicarse debajo o en la hipérbola de

disipación (la ya corregida por temperatura).

2. Además, la línea AC con pendiente (-1/Rac), debe pasar a través del

punto Q e intersectar el eje VCE a un voltaje menor que BVCEO y

3. Debe intersectar el eje iC a una corriente menor que max iC

o sea: 2VCC ≤ BVCEO (1)

2ICQ ≤ max iC (2)

Observación Importante: se debe tener presente que lo anterior es para

condiciones de máxima excursión simétrica, pues las rectas de alterna,

podrían cortar los ejes, más allá de dichos límites (desde luego en forma

indeseable para nuestro caso)

Luego, particularizando, para tener condiciones óptimas, si se desea

máxima excursión simétrica, se tendrá que cumplir:

IC0= (1/RL)VCEQ y con: Pc max = VCEQICQ





13

El punto Q será:

ICQ = (Pc max/RL)1/2 (3)

VCEQ = (Pc max * RL)1/2 (4)

Se ve que en el punto Q. La pendiente de la hipérbola es:

∂ iC / ∂ VCE = - ICQ / VCEQ = - 1 / RL

O sea, la pendiente de la línea AC es la misma que la pendiente de la

hipérbola y la línea AC es tangente a la hipérbola en el punto Q cuando

es lograda la máxima excursión simétrica.

recta dc

Vce

IcQ

Pcmaz

Ic = Vce / RL

BVceo

Q

recta ac

VceQ

Ic

Estas consideraciones son útiles para el caso de diseño.

Finalmente, en el caso más real y práctico, el otro límite a considerar en los

cálculos, es el impuesto por la región de saturación. En nuestra

configuración circuital: VCE,sat.

Estabilidad del punto de operación del transistor bipolar

Es necesario que el punto de operación se mantenga estable porque si se

desplaza, por variación de la temperatura, producirá distorsión a la señal

de salida. Las técnicas que permiten estabilizar el punto de operación

pueden clasificarse en dos categorías:

1) Técnicas de estabilización: Utilizan circuitos de polarización resistivos que

permiten que varíe IB, manteniendo IC relativamente constante ante

variaciones de ICBO, VBE y β.

2) Técnicas de compensación: Utilizan dispositivos sensibles a la

temperatura como termistores, transistores, diodos, etc. que entregan

corrientes y tensiones de compensación que mantienen al punto de

operación prácticamente constante.

Técnicas de estabilización:

El punto de operación de un transistor puede variar por cambios

sufridos en la corriente inversa de la juntura Colector – Base (ICBO), por las

variaciones de la tensión Base–Emisor (VBE) y de la ganancia (β).

La variación de la corriente de colector debido a estos parámetros

podemos expresarla aproximadamente por:





14

ΔIC = SI ΔICBO + _SV ΔVBE + Sβ Δβ

SI = Factor de estabilidad de corriente.

SV = Factor de estabilidad de tensión.

Sβ = Factor de estabilidad de ganancia.

ΔIC = Variación total de la corriente de colector.

ΔICBO = Variación total de la corriente ICBO

ΔVBE = Variación total de la tensión Base-Emisor

Δβ = Variación total de ganancia de corriente

Cada factor de estabilidad puede determinarse asumiendo que las

demás variables son constantes.

El factor de estabilidad SI se obtiene con la siguiente ecuación:

SI = ΔIC / ΔICBO , cuando: ΔVBE = 0 y Δβ = 0

Mientras más grande es SI, el punto de operación es más inestable. El

mínimo valor posible de SI es 1.

Los circuitos que estabilizan el punto de operación respecto a variaciones

de ICBO, también se comportan satisfactoriamente ante variaciones de

VBE y β. Por ello, basta obtener un buen factor de estabilidad SI.

La ecuación general que gobierna la corriente de colector del transistor

es:

IC = β IB + (1 + β) ICBO

Derivando respecto a IC obtenemos:

SI = (1 + β) / (1 – β dIB / dIC)

De esta ecuación concluimos que para valores grandes de β, SI se

aproxima a la unidad.

El término dIB / dIC se obtiene a partir del circuito que utilicemos. Para el

cálculo de SI se considera que VBE y β no varían.

Tomemos como ejemplo el siguiente circuito, cuyo equivalente de

thevenin se encuentra a la derecha:

En la malla Base-Emisor podemos plantear la siguiente ecuación:

VBB = IB Rb + VBE + (IC + IB) Re

Derivando esta ecuación respecto a IC obtenemos:

dIB / dIC = - (Re / (Re + Rb))

Reemplazando en la ecuación de SI obtenemos:

SI = (1 + Rb / Re) / (1 + (Rb / (1 + β)Re))





15

R2+

VBB

-

RbQ

R1RcRc

Re

VCC VCC

Re

Q

Si hacemos: Rb = (1 + β) Re / 10,

obtenemos SI = (11 + β) / 11

Para un valor de β = 50 , se tiene: SI = 5.55; el cual es un buen factor, siendo

3 el valor óptimo. También observamos que si β es más grande, el factor

de estabilidad empeora. Por ejemplo, si: β = 100, SI = 10.1. En este caso el

factor de estabilidad ha aumentado y tendremos que elegir otra relación

de Rb con Re para mantener SI pequeño.

Más adelante veremos las técnicas de compensación.

Los condensadores Ca1 y Ca2 sirven como acoplamiento de la señal de la

fuente ii, con el dispositivo amplificador y de la carga RL. El condensador

Ce sirve como desacoplo de la señal en el circuito de emisor, evitando la

disminución de la amplificación como se verá posteriormente.

Para consideraciones del análisis matemático se asume que las

capacidades son muy grandes (C ∞) , de modo que las frecuencias de

trabajo presentan una reactancia muy pequeña pudiendo considerárseles

como cortocircuitos. En consideraciones prácticas o reales, los valores a

escoger deben cumplir con el criterio anterior. Así, por ejemplo, el

condensador Ce debe ser tal que presente una reactancia Xce mucho

menor que “la impedancia que ve”, la cual es Re en paralelo con la

impedancia de entrada del transistor “reflejada” al emisor (se verá en

parámetros híbridos). Xce puede considerarse unas 10 a 100 veces menor,

no debiendo elegirse una capacidad excesivamente grande, pues

pueden haber problemas de tamaño, transitorios, respuesta de

frecuencia, corrientes de pérdida, etc.

Si se trabaja no en una frecuencia, sino en un rango (caso de AF de 20 Hz

a 20 KHz), la reactancia se calcula con la frecuencia más baja.





16

MATERIAL Y EQUIPO:

01 Transistor 2N2222 01 Osciloscopio

01 Resistor de 100Ω, 0.5W 01 Generador de

01 Resistor de 300Ω, 0.5W 01 Fuente de alimentación

01 Resistor de 1KΩ, 0.5W 03 Puntas de prueba

01 Resistor de 3.9KΩ, 0.5W 01 Protoboard

01 Potenciómetro de 1KΩ


02 Condensadores electrolíticos de 10uF y 100uF, 16V

PROCEDIMIENTO:

1.- Ensamble el siguiente circuito:

C2100uF

R41K

Vg

C

+ 12 V

Q12N2222

E

R2300

R610K

H

R51K

R3100

R13.9K

+

Vi

-

B

C1

10uF

F

G

2.- Aplique la señal de entrada Vg con mínimo voltaje y frecuencia de 1

KHz

El potenciómetro de R5, de 1KΩ, se usará para ajustar el punto de

operación en el centro de la recta de carga dinámica y lograr máxima

excursión simétrica aumentando Vg.





17

El potenciómetro R6 se usa para reducir más la señal de entrada, debido a

que la salida mínima del generador a emplear es de 200 mV

Mida la señal de salida en el colector respecto a tierra, usando el

osciloscopio.

3.- Conecte el osciloscopio a la salida y aumente Vi hasta que ambos

picos de la onda se recorten a la vez (máxima excursión simétrica).

Si uno de ellos se recorta primero, ajuste el potenciómetro de 1KΩ para

variar el punto de operación y conseguir que los dos picos se recorten a la

vez.

Anote los valores pico:

Vi =.................. ;

Vsalida (pico positivo) =.........................

Vsalida (pico negativo) =.........................

4.- Mediciones en DC:

Haga: Vi = 0

Mida la tensión en el punto C respecto a tierra:

VC =.......................

Mida la tensión en el punto E respecto a tierra:

VE =.......................

Mida la tensión en el punto B respecto a tierra:

VB =.......................

Mida la tensión en el punto F respecto a tierra:

VF =.......................

Mida la tensión en el punto G respecto a tierra:

VG =.......................

Mida la tensión en el punto H respecto a tierra:

VH =.......................

Halle el punto de operación:

ICQ = (VF – VC) / 300 VCEQ = VC – VE VBEQ = VB - VE





18

4.- Con el nivel de Vi del paso 3 mida la respuesta en frecuencia del

circuito:

F

(Hz)

100 500 1K 2K 5K 10K 20K 30K 50K 70K 100K

Vsalida

(Vpico)

5.- Saque la capacidad de 100uF del emisor y observe lo que pasa con la

señal de salida.

Ajuste Vi para obtener máxima excursión simétrica y mida los voltajes pico

positivo y negativo de la señal de salida.


Vi = .................. ;

Vsalida (pico positivo) = .........................

Vsalida (pico negativo) = .........................

INFORME PREVIO:

1.- Haga los cálculos empleando el simulador CIRCUIT MAKER o similar.

Ajuste la frecuencia del generador a 1 KHz.

2.- Ajuste el potenciómetro de 1 KΩ para lograr máxima excursión

simétrica.

Si requiere variar la señal de entrada, ajuste también el potenciómetro R6,

de 10KΩ.

3.- Determine los voltajes continuos en todos los nudos del circuito.

Determine el punto de operación del transistor.

4.- Determine la máxima tensión de señal de salida; también las potencias

DC y AC que disipan todos los componentes. Determine también la

corriente total que consume el circuito.

5.- Usando el mismo transistor, analice con el simulador la posibilidad de

reducir la distorsión de la señal de salida variando la pendiente de la recta

de carga dinámica. ¿Qué valores de componentes se requieren?

6.- Determine la respuesta en frecuencia del circuito.

¿Por qué se distorsiona la señal de entrada?





19

7.- Haga una tabla con todos los valores teóricos obtenidos con el

simulador.

INFORME FINAL:

1.- Haga una tabla comparando los valores teóricos con los valores

experimentales.

2.- ¿Por qué en el paso 3 las tensiones pico de salida son diferentes?

3.- ¿Por qué en el paso 5 los voltajes pico tienden a ser iguales?

4.- ¿Por qué la ganancia en frecuencias bajas y en frecuencias altas baja

respecto al rango de frecuencias medias?

5.- Haga el gráfico de la respuesta en frecuencia y determine hasta dónde

llega el rango de frecuencias bajas y dónde empieza el rango de

frecuencias altas?

6.- Con las mediciones efectuadas, ¿Cuál es la máxima potencia de señal

entregada a la carga y cuál es la eficiencia del circuito?





20

LABORATORIO Nº 2

AMPLIFICADOR DE SIMETRIA COMPLEMENTARIA

OBJETIVO:

Estudio del funcionamiento del amplificador de simetría complementaria

FUNDAMENTO TEORICO:

En el amplificador push-pull (en el cual se utilizan dos transistores del mismo

tipo), se requiere para su funcionamiento de dos excitaciones desfasadas

180º, una con respecto a la otra, para aplicarlas a las bases de los

transistores y así obtener una salida completa. Este desfasaje se logra con

un transformador cuyo secundario tenia dos salidas con punto común. A

continuación se verá cómo se evita usar transformadores en la entrada y

en la salida, a requisito de que se usen dos transistores complementarios

(uno NPN y otro PNP). Tal amplificador es llamado AMPLIFICADOR DE

SIMETRIA COMPLEMENTARIA.

Se denominan transistores complementarios (o par machado o matched

pair) a un par de transistores tipo PNP y NPN cuyas características de

ganancias, potencias, etc. son iguales o muy similares.

Las ventajas y desventajas de estos amplificadores en comparación con

los amplificadores push-pull se enumerarán posteriormente.

CIRCUITO BASICO:

+

Vin

-

+

V1 = VCC/2

-

Q2

Parlante

+

V2 = VCC/2

-

VCC

Q1

Fig. 1: Circuito básico de un amplificador de simetría complementaria.

La condición que deben cumplir V1 y V2 es que polaricen de tal modo a

Q1 y Q2 que estos trabajen simétricamente y en clase B (corrientes en

reposo cero).





21

Se hace V2 = VCC/2 a fin de que VCEQ1 = VCEQ2 = VCC/2 y los dos transistores

estén al corte simultáneamente (clase B). De lo contrario, si V1<V2,

entonces conducirá Q1 y se cortará Q2 (ICQ1>0, ICQ2=0); y si V2<V1 entonces

conducirá Q2 (ICQ2>0, ICQ1=0), lo cual nos permite una operación simétrica

de los transistores.

La tensión en la unión de los emisores será:

VE = VCC/2

Se puede ver con las condiciones anteriores que:

VBE1 = VBE2 = 0 e ICQ1= ICQ2 =0

Podemos ver ahora qué ocurre cuando la tensión de señal Vin toma

valores positivos y negativos.

Fig.2a. Semiciclo positivo de Vin

Q1 conduce, Q2 cortado Fig.2b.Semiciclo negativo de Vin Q2 conduce, Q1 cortado

IL2

V1 = VCC / 2

IL1

Q1

Q2Parlante

Q2

E

VCC

V2 = VCC / 2

E

RL

Parlante

E

+

Vin

-

RLBB

E

V1 = VCC / 2

Q1

-

Vin

+

VCC

V2 = VCC / 2

IL2

V1 = VCC / 2

IL1

Q1

Q2Parlante

Q2

E

VCC

V2 = VCC / 2

E

RL

Parlante

E

+

Vin

-

RLBB

E

V1 = VCC / 2

Q1

-

Vin

+

VCC

V2 = VCC / 2

En el semiciclo positivo de Vin la tensión en bases se hace más positiva que

la tensión en los emisores:

VB > VE

Lo cual hace que Q1 conduzca y Q2 permanezca en corte.

El sentido de las corrientes se indican en la fig 2a y 2b, nótese que IL1 = ie1

Para el semiciclo negativo VE>VB, lo cual abre a Q1 y hace conducir a Q2.

La corriente en la carga es: IL2 = ie2.

De este modo, la carga está alimentada medio ciclo de Vin por Q1 y el

otro medio ciclo por Q2

DISTORSION DE CRUCE: Debido a que las características de entrada base-

emisor de los transistores reales es tal que para tensiones pequeñas base-

emisor, el transistor prácticamente no conduce. Recién este comienza a

hacerlo cuando se supera cierto valor (la tensión de codo o tensión





22

umbral, Vγ), que es aproximadamente 0.2V para transistores de Ge y de

0.6V para los de Si.

La tensión de salida tiene la forma que se observa en el siguiente gráfico:

0.000ms 1.000ms 2.000ms 3.000ms 4.000ms 5.000ms

6.300 V

6.100 V

5.900 V

5.700 V

A: q1_3

Fig. 3

Se puede notar en la fig.5 que existe cierta zona alrededor de los puntos

Vb = 0, para los cuales ninguno de los transistores conduce, lo que acarrea

una distorsión en la forma de onda en la salida (proporcional a la señal iB1

– iB2), llamada distorsión por cruce (o de cross over). Esta distorsión se evita

polarizando directamente las junturas base-emisor de Q1 y Q2 de modo

que exista entre ellas una tensión igual a la tensión de codo.

Una forma simple de lograr esto es, colocando una resistencia (de

pequeño valor) entre las bases de Q1 y Q2 de modo que se ocasiona una

caída de tensión en ella suficiente para tener polarizados ligeramente a los

transistores (ver fig. 4).

R4R

ECa1

VCC

+

Vin

- Q3

RL

C2

Q2E

R2

+

Vrd

-

IL1

R1

Ird

VDD

RD

Q1

Parlante

Fig. 4

Vrd = Ird RD = VBE1-VBE2





23

RD se escoge de modo que cumpla con la anterior ecuación con: VBE1 =

VBE2 = 0.2 (Ge) ó 0.7 (Si)

La elección de RD para polarizar adecuadamente la juntura base-emisor

de Q1 y Q2, es un poco delicada, debido a que una pequeña variación

de la tensión VBE provoca grandes cambios de corriente de colector, por

lo cual, con un valor demasiado pequeño de VRD no se eliminará

satisfactoriamente la distorsión de cruce. En cambio, si la tensión es

demasiado grande, trae como consecuencia distorsión para niveles

grandes de señal, ya que cada transistor conducirá más de medio ciclo, lo

cual hará que las corrientes de conducción se traslapen con las corrientes

que deja conducir el otro transistor.

Prácticamente entonces, el amplificador debe trabajar en clase AB. Pero

la corriente de colector, para evitar la distorsión de cruce, es tan pequeña

que se puede decir que su forma de trabajo es clase B. La polarización de

las junturas base-emisor se hace para que cumpla dos funciones:

a) Evitar la distorsión de cruce o “cross-over”

b) Estabilizar la polarización de Q1 y Q2 contra variaciones de

temperatura.

La forma más simple de polarizar en clase AB es mediante una red

resistiva. Este esquema no es satisfactorio debido a que si la polarización es

poca, la distorsión de cruce sigue siendo severa y, si es mucha, la corriente

de colector será alta, los transistores disiparán más potencia pudiendo

destruirse o acortar drásticamente su tiempo de vida y la eficiencia

disminuirá. Este tipo de polarización es más efectivo cuando la fuente de

alimentación es regulada pero no permite la compensación por variación

de temperatura en las junturas base-emisor.

COMPENSACION DE LA POLARIZACION CONTRA VARIACIONES DE

TEMPERATURA

Para obtener mejor regulación y compensación de temperatura con la

red resistiva, se conecta uno o dos diodos entre las bases de ambos

transistores. Estos diodos deben elegirse cuidadosamente para permitir la

exacta caída de voltaje necesaria. Pero, si esta polarización cambia con

la edad del equipo, la polarización también sufrirá cambios.

En la fig.4 se puede notar que la tensión base-emisor de los transistores

esta determinada por la caída de tensión en la resistencia de polarización

RD, lo cual dará una cierta corriente de colector pequeña a Q1 y Q2 a fin

de que eviten el cross over, el cual como se mencionó debe tener un valor

óptimo para evitar distorsión.

Pero, si por cualquier motivo (variación de temperatura ambiente,

calentamiento del transistor, etc.) la temperatura del transistor varía, esto

causa una variación de la tensión base-emisor (aproximadamente –

2mV/ºC), lo cual ocasionará una variación de la corriente de colector que

puede llevar a clase C al amplificador (para bajas temperaturas) o a clase





24

A (para altas temperaturas) lo cual ocasionará gran distorsión y/o

disipación de potencia.

Una forma de evitar estos efectos indeseables es haciendo que la tensión

VRD varíe de manera similar a la variación de VBE con temperatura, lo cual

se logra colocando en lugar de RD un termistor NTC* (Negative

Temperature Coefficient) de similar coeficiente de temperatura que el

diodo base-emisor. De esta forma la tensión en el termistor disminuirá del

mismo modo como VBE disminuye manteniendo siempre la corriente de

colector (proporcional a la corriente de base) en un valor casi constante.

La fig.5 muestra 4 formas típicas de polarización. En la fig. 4a se coloca

una resistencia en paralelo con el termistor con el fin de aproximar su

coeficiente de temperatura equivalente al del diodo base-emisor.

Las fig. 5b y c muestran la polarización por diodo, estos trabajan

polarizados en sentido directo y deben exhibir el mismo coeficiente de

temperatura que el correspondiente a los diodos base-emisor de los

transistores. LA fig. 5d muestra el empleo de realimentación negativa por

medio de resistencias en los emisores.

Rd1

(c)

VCC

Q1

D

VCCQ1

Re+

Vd

-

Q2

(a)

Rd

Q2

+

Vd

-

(b)

VCC

Q2

(e)

Q1

tNTC

VCC

Q1

Rd2

Q2

Re

Rd

Fig. 5: Formas típicas de polarización

Rd1 ayuda a conseguir la necesaria polarización a B-E y RD2, RD3 sirven

como divisores de tensión cuando VD es mayor que la necesaria para

polarizar la base-emisor.

Se aumenta mucho más la estabilidad contra variaciones de temperatura

colocando resistores en los emisores de los transistores.

Las combinaciones de los casos a, b, c y d ofrecen una gran estabilidad

de la corriente de colector de los transistores contra variaciones de

temperatura.

Los problemas anteriores son eliminados en forma más efectiva cuando se

emplea un transistor regulador. Dado que el punto de operación,

extremadamente crítico, es difícil de mantener, podemos usar un transistor

regulador de voltaje y lograr controlar fácilmente al punto de operación

mediante un potenciómetro.





25

En la figura 6, Q1 y Q2 forman el amplificador de simetría complementaria.

El transistor Q3 se encarga de controlar en forma precisa el punto de

operación de Q1 y Q2, actuando como regulador. También compensa

automáticamente contra variaciones de temperatura. El potenciómetro

permite ajustar en forma precisa el punto de operación.

La entrada es aplicada mediante dos condensadores de acoplo.

Entrada

500K

RLQ2

-VCC

10K

+VCC

10K

10uF

Q1

10uF

Q3

Fig. 6

PUNTOS DE OPERACIÓN

Sea el circuito: VCC

RL

Q1

Re

Entrada

C

Q3

E

VDD

R1

R3R2

C1 Q2

Re

R4

Hacemos las siguientes aproximaciones (justificadas en la práctica):

Re << RL (resisencia del parlante)

Q1 complementario de Q2

β1 = β2 >>1

ic ie

En continua:

Como VE = Vcc/2

Vcc/2 = VCE1 + IC1RL ...............(1)





26

Vcc/2 = VCE2 + IC2RL ………...(2)

Pero como los transistores están polarizados al corte:

ICQ1 = ICQ2 =0

Entonces:

De (1) VCE1Q = Vcc/2 ..... (3) Recta de carga d.c. para Q1

De (2) VCE2Q = Vcc/2 ..... (4) Recta de carga d.c. para Q2

Dado que ICQ1 = ICQ2 = 0 el punto de operación ya esta determinado.

Las siguientes ecuaciones son válidas para a.c.

Vce1 = -ic1Re – ic1RL = -ic1 ( Re + RL) ......... (5)

Vce2 = -ic2 ( Re + RL) ................(6)

Pero poder graficar estas rectas en el plano Ic vs. Vce es necesario hacer

el cambio de coordenadas con ayuda de las siguientes relaciones.

ic = iC - ICQ ..........(7)

Vce = vCE - VCEQ ………(8)

(7) y (8) en (5):

vCE1 – VCEQ1 = - (iC1 – ICQ1)(Re+RL)

Pero como:

ICQ =0 y VCEQ = Vcc/2

Se tiene

VCE1 = (Vcc/2) – iC1 (Re+RL).............(9)

Y en forma análoga:

VCE2 = (Vcc/2) – iC2 (Re+RL)………..(10)

En la practica se hace RL >> Re a fin de que no haya demasiada pérdida

de potencia en Re. Entonces (9) y (10) se convierten en:

VCE1 = (Vcc/2) – ic1Re.... (11) recta de carga a.c. para Q1

VCE2 = (Vcc/2) – ic2Re……….(12) recta de carga a.c. para Q2

Estas rectas de carga a.c. deberán pasar por el punto Q, entonces

bastará buscar el otro punto de la recta.

Cuando

VCE1 =0 ic1 = icmax = Vcc/2RL ………(13)

VCE2 =0 ic2 = icmax = Vcc/2RL ………(14)

ic1max = ic2max

Se puede ver que Q1 conduce medio ciclo de corriente, en este medio

ciclo hay una tensión alterna en el colector – emisor debido a la tensión

alterna en la carga (parte sombreada de VCE1). El semiciclo en el cual Q1





27

esta abierto, ic1 =0, pero aparece una tensión VCE1, debido a la tensión que

aparece en Rc por al corriente que conduce Q2.

Similar análisis se hace para Q2. La parte sombreada de VCE2 se debe a la

tensión que cae a través de RL por conducción de Q2. El otro semiciclo se

debe a Q1.

CÁLCULOS DE POTENCIA

Como ya se vió, Q1 y Q2 trabajan en forma simétrica, de modo que en lo

sucesivo designaremos a las variables sin subíndices.

POTENCIA ENTREGADA A LA CARGA: PLac

Potencia máxima en la carga PLac máx ocurre cuando Icm alcanza su

máximo valor teórico:

Icm = Vcc/2RL en (15)

PL = V2cc/8RL = PLacmax ..... (16)

Potencia para cualquier valor de Icm

PLac = (iLeff)2RL = (Icm/)2RL

PLac = (Icm)2RL/2…………………...(15a)

POTENCIA ENTREGADA POR LA FUENTE (Pcc).

icc = corriente que circula por la fuente

Icc = Icmax/ valor medio de icc

Pcc = VccIcc = VccIcm/ ................(17)

La potencia máxima entregada por la fuente ocurre cuando:

Icm = Vcc/2RL

Luego:

Pccmax = V2cc/2RL ..........(18)

POTENCIA DISIPADA EN COLECTOR (Pc).

Se puede observar que Q1 y Q2 solo disipan potencia en el semiciclo en el

cual conducen, ya que en el resto del ciclo la corriente a través de ellos es

cero. Podemos plantear lo siguiente:

PCC = PC1 + PC2 + PL

la potencia disipada en cada colector es Pc; entonces:

2PC = PCC - PL





28

VALOR MÁXIMO DE Pc.

Dado que los transistores son dispositivos no lineales, Pcmax no tiene

porque ocurrir para Icm máxima. Hallamos entonces el valor Icm para el

cual ocurre la máxima disipación de colector .

(dPc/dIcm) = (Vcc/2) – (2IcmRL/4) = 0

De donde:

Icm = Vcc/RL ...............(20)

Reemplazando en (19) obtenemos:

Pcmax = V2cc/42RL ...............(21)

EFICIENCIA DEL CIRCUITO

= PLac/Pcc = ((I2cmRL)/2)/ (VccIcm/ ) ……………(a)

En condiciones máximas, cuando: Icm = Vcc/2RL

Reemplazando en (a)

Max = /4 = 0.785

Max en %= 78.5%

FIGURA DE MERITO F

F = Pcmax / PLmax ………………(b)

(16) y (21) en (b) se tiene:

F = 1/5

Estos valores de , F, como se recordará, son los mismos que se pueden

lograr teóricamente con los amplificadores Push-Pull clase B.

En la experiencia ae utilizará un amplificador operacional para asegurar

que los transistores se polaricen con la misma tensión.

MATERIAL Y EQUIPO:


01 Transistor 2N3906 01 Generador de

01 Opamp LM741 01 Fuente de alimentación

01 Resistor de 220Ω, 1W 03 Puntas de prueba

01 Potenciómetro de 10KΩ 01 Protoboard






29

PROCEDIMIENTO:


Verifique las conexiones de las tensiones DC aplicadas al amplificador

operacional, antes de encender el circuito

- 12 V

R1

10K

+ 12 V

Q12N2222

-

+LM7413

26

74

R21K

R31K

RL220

Vg

Q22N3906

E

B

R410K


Poner: Vg = 0

Mida la tensión en el punto E respecto a tierra:

VE = .......................

Mida la tensión en el punto B respecto a tierra:

VB = .......................

Mida la tensión en el pin 2 del 741:

V2 = .......................

Mida la tensión en el pin 3 del 741:

V3 = .......................

3.- Aplique la señal de entrada Vg con frecuencia de 1 KHz, Aumente Vg

hasta que se obtenga máxima excursión simétrica en la salida.


Vg =_______________ ; Vsalida = ____________

Dibuje las formas de onda en los puntos B y E





30

4.- Con el nivel de Vg del paso 3 mida la respuesta en frecuencia del

circuito:

F

(Hz)

100 500 1K 2K 5K 10K 20K 30K 50K 70K 100K

Vsalida

(Vpico)

5.- Desconecte el resistor R4, de 10 KΩ, del punto E y conéctelo al punto B

Reduzca Vg para obtener en la salida 3 Voltios pico

Dibuje la forma de onda de salida.

Dibuje la forma de onda en el punto B.

INFORME PREVIO:



2.- Ajuste el voltaje del generador para lograr máxima excursión simétrica.


4.- Determine la máxima tensión de señal de salida; también las potencias

DC y AC que disipan todos los componentes. Determine también la

corriente total que consume el circuito.





31

5.- Conectando la resistencia de realimentación de 10 KΩ a la base de los

transistores en vez de a la salida, analice con el simulador la forma de

onda en la carga y compárela con la onda de entrada.


¿Por qué se distorsiona la onda de salida al aumentar la frecuencia?


simulador.

INFORME FINAL:


experimentales.

2.- ¿Por qué la tensión pico de salida no llega a ser igual a la tensión de la

fuente?

3.- ¿Por qué las tensiones en los pines 2 y 3 del operacional tienden a ser

iguales?

4.- ¿Por qué la tensión de señal de salida está en fase con la entrada?

5.- Haga el gráfico de la respuesta en frecuencia de la ganancia y

explique por qué tiene la forma medida?

6.- ¿Qué conclusiones saca de las mediciones de las formas de onda en

los pasos (3) y (5)?





32

LABORATORIO Nº 3

REALIMENTACION NEGATIVA

OBJETIVO:

Estudio de los efectos de la realimentación negativa

FUNDAMENTO TEORICO:

La realimentación es, en general, un proceso que consiste en la

transferencia de energía presente en la salida de un sistema a la entrada

del mismo (o a otras entradas internas o subsiguientes). En el caso de los

circuitos electrónicos, consiste en tomar parte o toda la salida de corriente

o tensión que hay en la salida y llevarla a la entrada.

Este proceso puede realizarse de una manera externa o producirse por

efectos internos de los dispositivos y componentes empleados en el

circuito, como por ejemplo las capacidades parásitas . Es un proceso tan

fundamental en los circuitos electrónicos, como lo son la amplificación y la

rectificación. Además de estar presente en muchísimos circuitos, es la base

del funcionamiento de los sistemas que emplean Amplificadores

Operacionales.

SISTEMA REALIMENTADO. DEFINICION DE TERMINOS:

Un sistema realimentado se puede representar por medio de

diagramas de bloques, como se muestra:

Xe

A

Xi M Xo

A

+/- Xf

Fig. 1

Donde:

A y B son las ganancias de transferencia directa de los bloques

respectivos.

A es la ganancia sin realimentación.

B es la ganancia del sistema realimentador.

Af es la ganancia de transferencia directa del sistema realimentado

(ganancia con realimentación o ganancia de lazo cerrado).





33

Xi es la variable de entrada (tensión o corriente) del sistema

realimentado. Proviene de una fuente externa.

Xo es la variable de salida del sistema realimentado (tensión o

corriente).

Xf es la variable de salida del sistema realimentador.

Xe es la variable de comparación o error entre la variables Xi y Xf

M es el punto de muestreo de la variable de salida (punto de toma

de la variable a realimentar).

T es la ganancia de bucle. (T = ± AB)

En el diagrama anterior es importante tener en cuenta que se ha

asumido que los bloques son unilaterales en cuanto a sus entradas y

salidas, las cuales tienen los sentidos indicados por las flechas.

De la figura 1: Af = Xo/Xi (1)

Xf = Xi ± Xf (2)

A = Xo/Xe (3)

B = Xf/Xo (4)

(2) en (3): Xo = A(Xi ± Xf)

De (4) : Xo = A(Xi ± Bxo)

Xo = AXi ± ABXo

Xo -/+ ABXo = AXi

Xo(1 -/+ AB) = AXi

Por lo tanto: Xo/Xi = A / (1 -/+ AB)

De (1):

Af = A / (1 -/+ AB) = A / (1 – T) (5)

Si A y B son funciónes de la frecuencia, la expresión (5) se escribirá como:

Af(jw) = A(jw) / (1 – T(jw)) (6)

CLASES DE REALIMENTACION:

Se le puede clasificar como negativa o positiva.

REALIMENTACIÓN NEGATIVA O DEGENERATIVA:

Ocurre cuando la señal (o variable) de realimentación produce una

disminución de la señal o variable de salida. La expresión de la ganancia o

función de transferencia es:

Af = A / (1- T); donde: T < 0 (7)





34

En este caso se observa que Af < A; es decir, la realimentación negativa

disminuye la ganancia. Además, si se cumple AB >> 1 entonces: Af = 1 / B y

la ganancia con realimentación se hace independiente de la ganancia

sin realimentación. Si además se hace a B independiente de la frecuencia,

Af también lo será.

REALIMENTACIÓN POSITIVA O REGENERATIVA:

Ocurre cuando la señal (o variable) de realimentación produce un

aumento de la señal o variable de salida. La expresión de la ganancia o

función de transferencia es:

Af = A / (1- T); donde: T > 0 (8)

En este caso se observa que Af > A; es decir, la realimentación positiva

aumenta la ganancia.

CRITERIO DE BARHAUSEN – ESTABILIDAD:

Si se está llevando a cabo una realimentación positiva, puede llegar a

ocurrir la siguiente situación:

De (8): Si 1 – T = 0, entonces: Af = Xo / Xi = ∞

Lo anterior significa que el sistema puede entregar una salida Xo aún

cuando Xi = 0

Cuando el circuito actúa de esta manera, recibe el nombre de oscilador.

En general, A, Af, T y B pueden depender de la frecuencia. Usando la

transformada de Fourier, lo anterior puede expresarse como:

( ) 1 0oT jw

Entonces:

Si:

( ) 1 0(8)

( ) 1 0

o

o

T jw oscila

T jw estable

Otra forma de escribir (8) es:

T(jw) = Re(T(jw)) + Im(T(jw)) =1 0° = 1 + j0





35

USOS DE LA REALIMENTACIÓN

La realimentación se puede emplear para aprovechar los siguientes

efectos que produce:

1.- Altera las ganancias del amplificador al que se le aplique:

Ya se ha visto que la ganancia con realimentación es dada con la

fórmula:

Af = A / (1 –T)

Donde: A = ganancia sin realimentación.

T = ganancia de bucle.

Vemos que la ganancia sin realimentación es dividida por la expresión (1 –

T) producida por el lazo de realimentación.

2.- Alteración de las impedancias de entrada y salida: Las

impedancias de entrada y de salida sin realimentación son afectadas

también por la expresión (1 – T). Pueden ser multiplicadas o divididas por

ella, según la forma de realimentación que se utilice.

3.- Reducción de los disturbios internos: Esto puede notarse en el

siguiente diagrama de bloques donde ingresa un disturbio N(s)

+

Xe

A

Xi

N

M Xo

A2A1

+

+/- Xf

La función de transferencia total es:

Af = [A2 / (1 – T)] N + [A1A2 / (1 – T)] Xi;

donde: T = - A1 A2 B

Vemos que el disturbio, N, ha sido reducido por el factor (1 – T)

El disturbio interno puede ser producido por una fuente de alimentación

mal filtrada.

4.- Reducción de la distorsión no lineal: Esta distorsión es introducida

por los dispositivos empleados. La reducción se logra generalmente





36

realimentando una distorsión contraria a la original de tal modo que

tienda a anularla.

5.- Reducción de la distorsión de frecuencia: Comúnmente la

ganancia disminuye al aumentar la frecuencia. Esto quiere decir que las

componentes de mayor frecuencia de la señal de entrada serán

amplificadas en menor medida que las bajas, produciéndose la distorsión

de frecuencia. La realimentación negativa tiende a uniformizar la

ganancia para todas las componentes de frecuencia de la señal de

entrada, reduciendo esta distorsión.

6.- Estabilización de la ganancia (sensitividad): La función

sensitividad representa la fracción o porcentaje de variación producida

en Af por la variación fraccional o porcentual de uno de sus parámetros

(x):

Af

XS = [d(Af)/Af]/[d(x)/x]=[x/Af]/ d(Af)/dx]

En el caso siguiente, con realimentación negativa:

Af = [A / (1 – T)] = A / (1 + AB)

Tendremos que:

Af

AS = [d(Af)/Af]/[d(A)/A]= 1/(1 + AB)=1/(1 – T)

Se puede notar que al aumentar la realimentación negativa, aumenta la

magnitud de T y se reduce la sensitividad de Af respecto a las variaciones

de A.

7.- Modificación del ancho de banda (respuesta en frecuencia): A

manera de ejemplo, suponiendo una función de transferencia sencilla de

un solo polo:

A = K / (s + p).

El polo se tiene cuando s = -p; y el ancho de banda (BW) es definido por

el polo: BW = p.

Con realimentación negativa:

Avf = A / (1 - T) = A / (1+ AB) = K / (s + (p + KB))

Vemos que el nuevo polo se ha incrementado en el término: KB; lo

que quiere decir que el ancho de banda ha aumentado.

8.- Estabilización del punto de operación: Si realimentamos

negativamente las variaciones del punto de operación por efecto de la

temperatura, dichas variaciones serán reducidas por la realimentación.





37

FORMAS DE REALIMENTACIÓN

A continuación representaremos los bloques del sistema realimentado en

forma de cuadripolos para describir las formas como puede hacerse la

realimentación:

SERIE – PARALELO (ERROR DE TENSIÓN Y MUESTREO DE TENSIÓN):

A continuación mostramos el esquema para este caso: El bloque B recibe

toda la tensión de salida, Vo, y entrega la tensión Vf para generar la

tensión de error, Ve, a la entrada del bloque A. En este caso, la

realimentación hace que el circuito tienda a comportarse como un

amplificador de tensión ideal, es decir, elevará la impedancia de entrada,

reducirá la impedancia de salida y disminuirá la ganancia:

Avf = Av / (1-T); Zif = Zi (1 - T);

Zof = Zo / (1-T)

Donde:

Av = ganancia de tensión sin realimentación.

Zi = impedancia de entrada sin realimentación.

Zo = impedancia de salida sin realimentación.

A

B

- - Vf +

+

Vg

+

Ve

-

RL+

Vo

-

SERIE – SERIE (ERROR DE TENSIÓN Y MUESTREO DE CORRIENTE):


toda la corriente de salida, Io, y entrega la tensión Vf para generar la

tensión de error, Ve, a la entrada del bloque A. En este caso, la


amplificador de transconductancia ideal, es decir, elevará la impedancia

de entrada, elevará la impedancia de salida y disminuirá la

transconductancia:

Gmf = Gm / (1-T); Zif = Zi (1 - T);

Zof = Zo (1-T)

Donde:

Gm = transconductancia sin realimentación.






38

Zo =

impedancia de salida sin realimentación.

PARALELO – SERIE (ERROR DE CORRIENTE Y MUESTREO DE CORRIENTE):


toda la corriente de salida, Io, y entrega la corriente If para generar la

corriente de error, Ie, a la entrada del bloque A. En este caso, la


amplificador de corriente ideal, es decir, reducirá la impedancia de

entrada, elevará la impedancia de salida y disminuirá la ganancia:

Aif = Ai / (1-T) ; Zif = Zi / (1 - T);

Zof = Zo (1-T)

Donde:

Ai = ganancia de corriente sin realimentación.



PARALELO – PARALELO (ERROR DE CORRIENTE Y MUESTREO DE

TENSIÓN):


toda la tensión de salida, Vo, y entrega la corriente If para generar la

corriente de error, Ie, a la entrada del bloque A. En este caso, la


A

B

+

Ve

-

+

Vg

-- Vf +

RLIo

A

B

If

Ie

Ig

RLIo





39

amplificador de transresistencia ideal, es decir, reducirá la impedancia de

entrada, reducirá la impedancia de salida y disminuirá la ganancia:

Rmf = Rm / (1-T); Zif = Zi / (1 - T);

Zof = Zo / (1-T)

Donde:

Rm = transresistencia sin realimentación.



MATERIAL Y EQUIPO:



01 Resistor de 5.6KΩ 0.5W 01 Fuente de alimentación

01 Resistor de 1KΩ 0.5W 03 Puntas de prueba

02 Resistores de 10 KΩ,0.5W 01 Protoboard

03 condensadores de 10Uf/16V

PROCEDIMIENTO:


A

B

If

Ig

Ie

RL+

Vo

-





40

R1

10K

RE100

R3

5.6KQ1

2N2222

R210K

C1

10uF

+ 12 V

Ig

RC1K

S1

+

Vo

-

C310uF

C210uF

+

Vg

-

R4

5.6K

+

Vi

-


Con S1 abierto, mida las tensiones DC en todos los nudos del circuito:

3.- Aplique la señal de entrada Vg con amplitud de 200 mVpp y

frecuencia de 1 KHz

A continuación:

a) Con S1 cerrado mida la transrresistencia y la impedancia de entrada.

b) Con S1 abierto mida la transrresistencia y la impedancia de entrada.

La transrresistencia se define como: Rmf = Vo/Ig

La impedancia de entrada se halla con:Zif = Vg/Ig

¿Cómo hará la medición de Ig?

4.- Para cada uno de los pasos 3 a y 3 b , mida la respuesta en frecuencia

del circuito y la impedancia de entrada:

Recomendación: Haga sólo las mediciones de tensión y deje los cálculos

para el informe..

F

(Hz)

20 100 200 1K 2K 5K 10K 20K 50K 70K 100K 150K

3 a Rm

3 a Zi

3 b Rmf

3 b Zif





41

INFORME PREVIO:



2.- Ajuste el voltaje del generador A 200 mVpp.


4.- Determine la corriente total que consume el circuito

5.- Determine la transrresistencia para:

a) S1 abierto;

b) S1 cerrado.

6.- Para cada uno de los casos del paso 5, determine las impedancias de

entrada y de salida mediante el simulador. En cada caso, de qué tipo es

la impedancia de entrada?

7.- Para cada uno de los casos del paso 5, determine la respuesta en

frecuencia. Compárelas entre sí.


simulador.

INFORME FINAL:


experimentales.

2.- Indique la forma de realimentación que se han hecho en el paso 3 del

experimento.

3.- ¿Cuál es el método que ha empleado para medir la impedancia de

entrada? Explique el fundamento teórico para ello.

4.- ¿Cómo haría la medición de la impedancia de salida?

5.- Haga el gráfico de la respuesta en frecuencia de la transrresistencia

para cada caso. y explique por qué tiene la forma medida?

6.- Indique sus observaciones y conclusiones del experimento.





42

LABORATORIO Nº 4

OSCILADOR DE ROTACION DE FASE

OBJETIVO:

Estudio de las características de funcionamiento del oscilador sinusoidal

por rotación de fase.

FUNDAMENTO TEORICO:

Para el estudio y diseño de osciladores sinusoidales se emplea el Criterio de

Barhausen:



Si: 1 – T = 0, entonces: Af = Xo / Xi = ∞


cuando Xi = 0, Cuando el circuito actúa de esta manera, recibe el nombre

de oscilador. En general, A, Af, T y B pueden depender de la frecuencia.

Usando la transformada de Fourier, lo anterior puede expresarse como:

T(jw) = 1 °0

Entonces:

Si: T(jw) ≥ 1 °0 → Oscila

Otra forma de escribir lo anterior es:

T(jw) = Re(T(jw)) + Im(T(jw)) = 1 + j0

Al igualar á 1 la parte real de la ganancia de bucle, obtenemos los

requerimientos que debe cumplir la ganancia del circuito para que se

inicien las oscilaciones.

Al igualar á 0 la parte imaginaria de la ganancia de bucle, obtenemos la

frecuencia a la que oscilará el circuito.

En el siguiente gráfico mostramos un oscilador de rotación de fase típico:





43

R1

VCC

RC

Q

C

R2

R R

CE

P

C

RE

C

El transistor será reemplazado por su modelo simplificado con parámetros

híbridos para analizarlo con pequeña señal y determinar los requisitos que

debe cumplir para que se inicien las oscilaciones.

El modelo equivalente es el siguiente:

RB

C

P

C

ib

hie RC RRhf e ib

C

Este modelo se adapta para hallar la ganancia de bucle:

RB

C

+

xo

-

RB

PC

ib

hie RCx´o

RRhf e ib

hie

C

La ganancia de bucle se halla con la siguiente relación:

T = xo/x’o

Efectuando el análisis con la teoría de circuitos obtenemos:

T(s) =[-hfeRB/(RB+hie]/[3+R/RC+4/RCs+6/RCCs +

5/RRCC2s2 + 1/R2RCC3s3 ]

Aplicando el criterio de Barkhausen en el estado estacionario obtenemos:





44

wo = (1/RC)/(6 + 4RC/R)0.5

R/RC ≥ (h’f – 23)/58 + [((h’f – 23)/58)2 – 4/29]0.5

Donde:

h’f = hfe RB/(RB + hie) > 44.6

y RB = R1//R2

Las anteriores relaciones nos permiten hallar la frecuencia de oscilación y

el requisito de ganancia para que se inicien las oscilaciones. Estos

resultados son aproximados debido a que sólo se está considerando el

modelo simplificado del transistor.

MATERIAL Y EQUIPO:



01 Resistor de 5.6KΩ 0.5W 01 Fuente de alimentación

01 Resistor de 1KΩ 0.5W 03 Puntas de prueba

02 Resistores de 10 KΩ,0.5W 01 Protoboard

01 Resistor de 15 KΩ, 0.5W

01 Resistor de 91 KΩ, 0.5W

01 Potenciometro 10k

03 condensadores de 100nf/50V

01 Condensador electrolítico de 100uF, 16V

PROCEDIMIENTO:

1.- Ensamble el siguiente circuito

C4100nF

C2100nF

C1100nF

R710k 55%

+

C3100uF

Q12N2222

+

-

Vcc112V

R410k

R310k

R191k

R215k

R5

5.6K

R6

1k





45


Desconecte el potenciómetro para que el circuito no oscile y mida las

tensiones DC en la base, colector y emisor del transistor respecto a la

referencia.

VB =................. VC = .................

VE = .....................

3.- Conecte el potenciómetro y ajuste su valor hasta que se inicien las

oscilaciones con la menor distorsión posible.

Anote los valores pico en la base y en el colector:

VB = ............... ; VC = ...............

Dibuje las formas de onda en los puntos B y E

Mida la frecuencia de oscilación. ___________________

4.- Con la señal presente, mida nuevamente las tensiones DC en la base,

colector y emisor del transistor respecto a la referencia.

VB =................. VC = ................

VE = ......................

INFORME PREVIO:



3.- Determine la corriente total que consume el circuito y la potencia que

disipa cada componente.

3.- Determine la tensión de señal de salida y su frecuencia.

4.- ¿Cómo varía la amplitud y la frecuencia de oscilación cuando el

potenciómetro es variado entre el 1% y el 99% de su valor?





46


simulador.

INFORME FINAL:


experimentales.

2.- ¿Qué diferencias observa entre las mediciones DC con sin señal y con

señal? ¿Cómo explica esas diferencias?

3.- ¿Cómo explica que la tensión de señal tenga el nivel medido?

4.- ¿Qué mecanismos hay para controlar la amplitud de la oscilación?

5.- ¿Por qué las mediciones tienden a cambiar cuando se cambia el

transistor?

6.- ¿Qué conclusiones saca de las mediciones efectuadas?





47

LABORAOTRIO Nº 5

OSCILADOR COLPITTS

OBJETIVO:


tipo Colpitts.

FUNDAMENTO TEORICO:


Barhausen:





cuando Xi = 0




T(jw) = 1 °0

Entonces:



T(jw) = Re(T(jw)) + Im(T(jw)) = 1 + j0






Este es otro de los osciladores sinusoidales más conocidos. Se le emplea en

alta frecuencia. Su señal de salida tiene menor distorsión y es más estable

que la del de rotación de fase. Se le puede mejorar más cuando se le

emplea con cristal piezoeléctrico (en este caso recibe el nombre de

oscilador Pierce)

En la figura siguiente se muestran variantes de este circuito.





48

Podemos observar que los elementos que determinan la frecuencia de

oscilación son dos condensadores y una bobina, los que forman el circuito

tanque, que es el encargado de dar la selectividad necesaria.

Debido a que las oscilaciones se inician en pequeña señal, podemos

utilizar los modelos lineales del transistor para obtener la ganancia de

bucle y hallar las ecuaciones que nos darán la frecuencia de oscilación y

los requerimientos de ganancia para que se inicien las oscilaciones. Las

características no lineales del transistor determinarán la amplitud de salida.

-VCC

RF CH

Q

Salida

RE

Q

RE

L

C1C2

Q

C) Configuración en emisor

común con choke de RF

y alimentación simple

+VCC

R2

+VCC

C1

RL

C3RE

Salida

R1RC

C2

R2

Salida

A) Configuración en base

común con alimentación

simétrica

B) Configuración en

emisor común con

alimentación simple

C3

R1L

+VCC

C4

L

C4

C1

C2

Analizaremos el circuito de la figura B utilizando el modelo simplificado de

parámetros pi-híbridos del transistor. Un criterio similar se puede emplear

para el circuito de la figura A, teniendo en cuenta que está en la

configuración de base común.

El modelo equivalente para señal, para hallar la ganancia de bucle, es el

siguiente:

QV´be

Rb

gm V´be

R

+

Vbe

-

Rb rx C2

R = Rb // rx

RCC3

CC2

LL

RC

C = C3 + Cx

Aquí también es conveniente abrir el lazo por la zona de base para

obtener un modelo más sencillo.

A partir del modelo equivalente podemos determinar la ganancia de

bucle:

T(s) = Vbe / Vbe’

T(s) = (-gmRCR)/[RRCCC2Ls3 +L(RC + RCC2)s2 + (L +

RRCC2 + RRCC)s + R + RC]

En el estado estacionario:





49

T(jw) = (-gmRCR)/[R+RC-L(RC + RCC2)w2 + j w (L +

RRCC2 + RRCC - RRCCC2Lw2)

Aplicando el criterio de Barkhausen:

L + RRCC2 + RRCC - RRCCC2Lw2= 0

(- gmRCR)/[R+RC-L(RC + RCC2)w2) > 1

Y obtenemos la expresión para la frecuencia de oscilación:

wo = [(L + RRCC2 + RRCC)/( RRCCC2L)] 1/2

y el requisito de ganancia:

(gmRC//R) > [L(RC + RCC2)/ (R+RC)]wo2- 1

MATERIAL Y EQUIPO:


01 Resistor de 5.6kΩ, 0.5W 01 Generador de

01 Resistor de 1KΩ 0.5W 01 Fuente de alimentación

01 Resistor de 15 KΩ, 0.5W 03 Puntas de prueba

01 Resistor de 91 KΩ, 0.5W 01 Protoboard

02 condensadores de 10nf/50V

01 Bobina variable 0.5 a 0.8 uH


PROCEDIMIENTO:


L1 0.7uH

+

C4 10uF

+ C1

10uF

Q1 NPN

C3

10nF

+

-

Vs1 12V

C2

10nF

R3 15k

R1 91k

R4 1k

R2 5.6k





50

2.- Haga las mediciones en continua con el multímetro: Desconecte el

condensador C4 para que el circuito no oscile y mida las tensiones DC en

la base, colector y emisor del transistor respecto a la referencia.

VB =_________; VC = _________; VE = ___________

3.- Reconecte el condensador y verifique que se inician las oscilaciones.

Mida las señales con el osciloscopio.

Anote los valores pico en la base y en el colector:

VB = __________; VC = ___________

Dibuje las formas de onda en los puntos B y E. Con el osciloscopio, mida la

frecuencia de oscilación.



VB =__________; VC = _________; VE = ___________

5.- Ajuste la bobina a sus valores máximo y mínimo y mida en cada caso la

amplitud y frecuencia de salida.

INFORME PREVIO:



3.- Determine también la corriente total que consume el circuito y la

potencia que disipa cada componente.

4.- Determine la frecuencia de oscilación y la amplitud de salida.

5.- ¿Cómo varían la amplitud y la frecuencia si se duplica el valor de la

inductancia?


simulador.

INFORME FINAL:


experimentales.

2.- ¿Qué diferencias observa entre las mediciones DC sin señal y con






51

3.- ¿Qué mecanismos hay para controlar la amplitud de la oscilación?

4.- ¿Por qué las mediciones tienden a cambiar cuando se cambia la

inductancia?






52

LABORATORIO Nº 6

OSCILADOR HARTLEY

OBJETIVO:


tipo Hartley.

FUNDAMENTO TEORICO:


Barhausen:





cuando Xi = 0




T(jw) = 1 °0

Entonces:



T(jw) = Re(T(jw)) + Im(T(jw)) = 1 + j0






OSCILADOR HARTLEY: El oscilador Hartley es otro de los osciladores

sinusoidales de alta frecuencia más conocidos. A continuación se

muestran algunas versiones de este circuito:





53

L

Q

R2

Cb

L

Q

VCC

C

L

CHR1

C

L

Cb

VCC

Cb

Rb

MATERIAL Y EQUIPO:


01 Resistor de 220kΩ, 0.5W 01 Fuente de alimentación

02 Bobina variable 0.7uH 02 Puntas de prueba

01 condensadores de 1uF/16V 01 Protoboard

01 Condensador electrolítico de 100nF, 50V

PROCEDIMIENTO:


L20.7uH

L10.7uH

Q12N2222+

-

Vcc12V

C1100nF

C21uF

R1220k

2.- Haga las mediciones en continua con el multímetro: Desconecte el

condensador C2 para que el circuito no oscile y mida las tensiones DC en

la base, colector y emisor del transistor respecto a la referencia.

VB =____________; VC = __________; VE = ____________

3.- Reconecte el condensador C2 y verifique que se inician las

oscilaciones.

Mida las señales con el osciloscopio.

Anote los valores pico en la base y en el emisor:





54

VB = ____________; VE = _______________

Dibuje las formas de onda en los puntos B y E. Con el osciloscopio, mida la

frecuencia de oscilación.



VB =___________; VC = _________; VE = ___________

5.- Ajuste la bobina L2 a sus valores máximo y mínimo y mida en cada caso

la amplitud y frecuencia de salida.

INFORME PREVIO:



Determine también la corriente total que consume el circuito y la


3.- Determine la frecuencia oscilación y la amplitud de salida.

4.- ¿Cómo varían la amplitud y la frecuencia si se duplica el valor de la

inductancia L2?


simulador.

INFORME FINAL:


experimentales.

2.- ¿Qué diferencias observa entre las mediciones DC sin señal y con


3.- ¿Cómo explica que la tensión de señal tenga el valor medido y no una

mayor o menor?

4.- ¿Por qué las mediciones tienden a cambiar cuando se cambia la

inductancia?






55

LABORATORIO Nº 7

AMPLIFICADOR DIFERENCIAL

OBJETIVO:

Estudio de las características de funcionamiento del amplificador

diferencial.

FUNDAMENTO TEORICO:

El amplificador diferencial es uno de los circuitos analógicos más

importantes y se caracteriza porque su salida es proporcional a la

diferencia de las señales de entrada, es decir:

Vs = Ad (V1 – V2)

Ad es la ganancia en modo diferencial

V1 y V2 son las señales de entrada.

La ecuación anterior corresponde a la respuesta ideal del A.D., sin

embargo, los A.D. reales presentan una salida dada por la ecuación

siguiente:

Vs = Ad (V1 – V2) + Ac (V1 + V2) / 2

Ac es la ganancia en modo común y generalmente se busca que sea lo

más pequeña posible. Idealmente debería ser cero.

Se define:

Modo diferenial = Vd = V1 – V2

Modo común = Vc = (V1 + V2) / 2

Debe indicarse que el modo común no está formado solamente por el

promedio de las señales de entrada, sino también por cualquier señal no

deseada (ruido, interferencia, etc.) acoplada a ambas entradas a la vez.

Si ello sucede, el amplificador tenderá a elminarlas de su salida.

Por lo anterior, podemos decir que este tipo de amplificador tiende a

eliminar las señales no deseadas que se presenten en sus entradas.

Para efectuar el análisis del circuito se expresan las señales de entrada

mediante el modo común y el modo diferencial.

V1 = Vc + Vd / 2

V2 = Vc - Vd / 2

Cuando se analiza con pequeña señal podemos utilizar los modelos de

cuadripolo lineal del transistor.





56

Cuando se analiza con gran señal, debemos utilizar la característica no

lineal del transistor (por ejemplo, las ecuaciones de Ebers Moll).

FACTOR DE RECHAZO AL MODO COMUN (CMRR):

Este es un parámetro muy útil para saber la calidad del A.D. Se le define

como:

CMRR = |Ad| / |Ac|

También se acostumbra expresarlo en decibeles:

CMRRdb = 20 log(|Ad| / |Ac|)

Idealmente el CMRR debe ser infinito.

En un A.D. real conviene que sea lo más alto Posible.

La fuente de corriente constante tiene mucha importancia para

conseguir una ganancia en modo común muy pequeña y, por tanto, un

alto factor de rechazo al modo común.

En el circuito de la experiencia, el transistor Q3 es usado como fuente de

corriente constante.

C2

100uF

R8220K

C3

100uF

RC1K

R4220

R510K

RC1K

R91K

R11K

+ 12 V

R64.7K

Q12N2222

R31K

Q32N2222

Q22N2222

C1

100uF

R7220K

R2100

Vg

ANALISIS CON PEQUEÑA SEÑAL:

Obtendremos las expresiones de las ganancias e impedancias en modo

diferencial y en modo común para pequeña señal. Utilizaremos el modelo

de parámetros híbridos simplificado. El circuito equivalente es el mostrado

en la siguiente figura





57

La fuente de corriente continua se hace cero para señal lo que queda es

su impedancia para AC. En dicho esquema Z es la impedancia en AC que

ofrece la fuente de corriente.

Rc

Rb

ib2

-

Vd/2

+Rb

hie

Vs1 Vs2

hie

hf e ib1

+

Vd/2

- Z(1+hf e)

Ve

+

Vc

-

+

Vc

-

ib1

hf e ib2

Rc

Para simplificar el circuito hemos utilizado las técnicas de transformación

de fuentes del análisis de la teoría de circuitos.

Adicionalmente, se han representado las señales de entrada (V1 y V2)

mediante el modo común (Vc) y el modo diferencial (Vd).

Como el modelo es lineal, podemos aplicar superposición y hallaremos la

ganancia en modo diferencial haciendo cero la señal en modo común

(Vc = 0); luego hallaremos la ganancia en modo común haciendo cero la

señal en modo diferencial (Vd = 0)

Ganancia en modo diferencial: Aplicando superposición, se hace cero el

modo común (Vc = 0) y, debido a la simetría, la tensión Ve es cero y este

nudo se comporta como tierra virtual (porque su voltaje es cero sin estar

conectado a tierra)

Para el modo diferencial: ib1 = Vd/(2hie)

Ib2 = -Vd/(2hie)

1) A continuación:

Vs1 = - hfe Rc ib1 = - [(hfe Rc) / (2hie)] Vd

Luego: Ad1 = - hfe Rc / 2hie





58

Ad1 es la ganancia en modo diferencial cuando tomamos la salida

desbalanceada en el colector de Q1

2) Si tomamos la salida desbalanceada en el colector de Q2:

Vs2 = - hfe Rc ib2 = + [(hfe Rc) / (2hie)] Vd

Luego: Ad2 = + hfe Rc / 2hie

Aquí vemos que la salida está en fase con el modo diferencial y Ad2 es la

ganancia en modo diferencial cuando tomamos la salida desbalanceada

en el colector de Q2.

3) Si tomamos la salida balanceada entre los colectores de Q1 y Q2:

Vs1– Vs2=-hfe Rc ib1+hfeRc ib2=-[(2hfe Rc/(2hie)]Vd

Luego: Ad12 = - hfe Rc / hie

Aquí vemos que la salida es el doble que en los casos anteriores y Ad12 es

la ganancia en modo diferencial cuando tomamos la salida balanceada

entre los colectores de Q1 y Q2.

Impedancia de entrada en modo diferencial:

En el circuito de entrada vemos que para el modo diferencial:

Zid = 2 (Rb//hie)

Ganancia en modo comun: Aplicando superposición, se hace cero el

modo diferencial (Vd = 0) y vemos que en este caso la tensión Ve no es

cero (para el modo común no es tierra virtual).

Para el modo común: ib1 = Vc/(hie + 2(1+hfe)Z)

Ib2 = Vc/(hie + 2(1+hfe)Z)

1) A continuación:

Vs1 = - hfe Rc ib1 = -[(hfeRc)/(hie+2(1+hfe)Z) Vc

Luego: Ac1 = - hfe Rc / (hie + 2(1+hfe)Z)

Ac1 es la ganancia en modo común cuando tomamos la salida

desbalanceada en el colector de Q1. Vemos que depende inversamente

de la impedancia en AC de la fuente de corriente. Si esta impedancia es

muy elevada, podemos minimizar la ganancia en modo común.

2) Si tomamos la salida desbalanceada en el colector de Q2:

Vs2 = - hfe Rc ib2 = -[(hfe Rc)/(hie + 2(1+hfe)Z)Vc

Luego: Ac2 = - hfe Rc / (hie + 2(1+hfe)Z)





59

Aquí vemos que la salida es igual en amplitud y signo que en el colector

de Q1 e, igualmente, si la impedancia es muy elevada, podemos

minimizar la ganancia en modo común.

3) Si tomamos la salida balanceada entre los colectores de Q1 y Q2:

Vs1 – Vs2 = - hfe Rc ib1 + hfe Rc ib2 = 0

Luego: Ac12 = 0

Esto significa que tomando la salida en forma balanceada podemos

disminuir más la ganancia en modo común (idealmente se hace cero).

Impedancia de entrada en modo comun:

En el circuito de entrada vemos que para el modo común:

Zic = ½ (Rb// (hie + (1 + hfe) Z)

Vemos que si deseamos tener una alta impedancia de entrada en modo

común Rb debe ser elevado o no debemos colocar esta resistencia.

MATERIAL Y EQUIPO:


01 Resistor de 220Ω, 0.5W 01 Fuente de alimentación

01 Resistor de 100Ω, 0.5w 01 Generador de Funciones

05 Resistor de 1kΩ, 0.5W 03 Puntas de prueba

01 Resistor de 4.7kΩ, 0.5kW 01 Protoboard

01 Resistor de 10kΩ, 0.5W

02 Resistor de 220kΩ,0.5W


PROCEDIMIENTO:






60

C2

100uF

R8220K

C3

100uF

RC1K

R4220

R510K

RC1K

R91K

R11K

+ 12 V

R64.7K

Q12N2222

R31K

Q32N2222

Q22N2222

C1

100uF

R7220K

R2100

Vg

2.- Mediciones en DC usando el multímetro:

Haga: Vg = 0

Mida la tensión en cada nudo del circuito.

3.- Conecte el osciloscopio a la salida y aplique Vg = 200 mVp-p.

Anote los valores pico en la entrada y de las tres formas de salida:

Vi = ___________; Vs(colector1)= _____________

Vs(colector2)= _____________; Vs(colectores 1y2)=_________


circuito:

F

(Hz)

100 500 1K 2K 5K 10K 20K 30K 50K 70K 100K

Vsalida

(Vpico)

5.- Mida la relación de fases entre las salidas desbalanceadas en el

colector 1 y en el colector 2

INFORME PREVIO:






61


2.- Determine los voltajes continuos en todos los nudos del circuito..

3.- Determine los puntos de operación de los transistores.

4.- Determine la ganancia de tensión del circuito



simulador.

INFORME FINAL:


experimentales.

2.- ¿Por qué las salidas desbalanceadas están desfasadas?

3.- ¿Por qué es posible evitar que los transistores se saturen? ¿Qué ventaja

tiene ello?

4.- Haga el gráfico de la respuesta en frecuencia y determine hasta dónde

llega el rango de frecuencias bajas y dónde empieza el rango de

frecuencias altas?

5.- Haga una lista de sus observaciones y conclusiones





62

LABORATORIO Nº 8

OSCILADOR PUENTE DE WIEN

OBJETIVO:


puente de wien con opamp.

FUNDAMENTO TEORICO:

Este tipo de oscilador emplea una red tipo puente, de tal forma que su

función de transferencia produce un par de polos complejos con un alto

factor de calidad, Q, lo cual permite una buena estabilidad de la

frecuencia. Este tipo de circuito se usa cuando se quiere variar la

frecuencia en un rango amplio conservando una onda con baja distorsión

y buena estabilidad, sin emplear bobinas. Comúnmente tiene una

capacidad de variación de su frecuencia, de 10 á 1 y puede trabajar en

rangos de frecuencias comprendidos aproximadamente entre 2Hz y

10MHz.

Estos osciladores contienen tres elementos principales:

Un circuito tipo puente

Un amplificador lineal

Un circuito o elemento que balancee el puente

Los beneficios de este tipo de circuito son obtenidos sólo si se le mantiene

tan cercano como sea posible al balance.

A continuación se muestra un esquema básico

R4

R3R1

R2C2

C1

-

+

La frecuencia de oscilación de obtiene con:

ωo = 1/(R1R2C1C2)1/2

Para su construcción se pueden emplear FET, amplificador operacional,

etc. En baja frecuencia es preferible usar amplificadores diferenciales con

FET de manera que tenga alta ganancia con alta impedancia de entrada

para que no cargue al puente.





63

Analizaremos el circuito de la experiencia:

C20.1uF

- 12V

+ 12V

R2

22K

R1

22K+

Vo

-

P1

100K

C10.1uF

-

+

UALM741

3

26

47

R322K

Obtendremos la ganancia de bucle abriendo el lazo por la salida ya que

ella se comporta como una fuente de tensión y la impedancia de salida

es pequeña. Emplearemos el siguiente modelo:

R3 V+

R2+

V´o

-

C2

+

Vo

-

C1

P1

R1-

+

Empleando la ecuación de ganancia del amplificador no inversor

obtenemos:

Vo = (1+P1/R1)V+

Ahora determinamos V+ en función de Vó:

V+ = Vó (R2C2 s)/[R2R3C1C2 s2 + (R2C1 + R2C2 + R3C2) s + 1]

Finalmente obtenemos la ganancia de bucle:

T = Vo/Vó = (1+P1/R1)(R2C2 s)/[R2R3C1C2 s2 + (R2C1 +

R2C2 + R3C2) s + 1]

En el estado estacionario, aplicamos el criterio de Barkhausen:





64

T = Vo/Vó =(1+P1/R1)(R2C2 )/[R2R3C1C2 jω +(R2C1 + R2C2 +

R3C2) + 1/jω]

Según el criterio, la parte imaginaria debe ser cero:

R2R3C1C2 jω + 1/jω =0

De aquí obtenemos la frecuencia de oscilación:

ωo = 1/[ R2R3C1C2]1/2

Y la parte real debe ser igual o mayor que 1:

(1+P1/R1)(R2C2 )/[R2C1 + R2C2 + R3C2] ≥ 1

En nuestro experimento se cumple:R2 = R3 y C1 = C2

Luego: (1+P1/R1)/3 ≥ 1

De donde se obtiene: P1/R1 ≥ 2 Para que se inicien las oscilaciones

MATERIAL Y EQUIPO:

01 OPAMP LM741 01 Osciloscopio


01 Potenciómetro de 100kΩ,0.5W 02 Puntas de prueba

02 condensadores cerámico

0.1uF/50V

01 Protoboard

PROCEDIMIENTO:


- 12 V

C20.1uF

C1

0.1uF

R1

22K

+

Vo

-

P1

100K

R222K

+ 12 V

R322K

-

+

LM741

3

26

47





65

PONGA ESPECIAL CUIDADO AL CONECTAR LAS FUENTES DE ALIMENTACIÓN:

Pin 7 : + 12 Vdc Pin 4 : - 12 Vdc

2.- Encienda el circuito y mida, con el osciloscopio, la forma de onda y el

nivel DC presente en la salida

Amplitud del pico positivo: .........................................

Amplitud del pico negativo: ........................................

Período de la onda: .........................................

Frecuencia: ..........................................

NOTA Si las oscilaciones no se inician, aumente el potenciómetro para que

comiencen con la menor distorsión posible.

3- Mida, con el osciloscopio, los niveles de señal de entrada en los pines 2 y

3.

4.- Apague el circuito y mida el valor ajustado en el potenciómetro.

Igualmente, mida los valores de los demás componentes para verificar sus

cálculos teóricos.

INFORME PREVIO:



3.- Determine la corriente total que consume el circuito y la potencia que

disipa cada componente.

3.- Determine la tensión de señal de salida y su frecuencia.

4.- ¿Cómo varía la amplitud y la frecuencia de oscilación cuando el

potenciómetro es variado entre el 1% y el 99% de su valor?


simulador.





66

INFORME FINAL:

1.- Haga una tabla comparando los valores teóricos con los

experimentales y explique las razones de las diferencias que hubieren.

2.- Busque un método para determinar teóricamente la amplitud de las

oscilaciones.

3.- ¿Cómo construiría un oscilador de este tipo empleando sólo un

transistor?






67

LABORATORIO Nº 9

FILTRO ACTIVO PASA BAJO

OBJETIVO:

Estudio del amplificador operacional como filtro activo pasa bajo y

medición de su respuesta en frecuencia.

FUNDAMENTO TEORICO:

Los filtros activos se caracterizan por tener la posibilidad de tener una

ganancia mayor que la unidad, además de seleccionar el rango de

frecuencias.

El amplificador operacional permite explotar más fácilmente estas

características, además de conseguirse un tamaño reducido del filtro. Con

él, un método de diseño consiste en emplear simultáneamente

realimentación negativa y positiva, manteniendo un comportamiento

lineal, como es el caso del circuito de la experiencia.

Para su estudio y diseño debemos obtener su función de transferencia y lo

haremos para el circuito de la experiencia:

R3K3

C

0.1uF

+ Vcc

- Vcc

C

0.1uF

+

Vo

-

Vi

V+

R3K3

V

R110K

-

+

LM741

3

26

47

R210K

La tensión de salida la podemos hallar en función de V+ empleando la

ecuación de ganancia del amplificador no inversor:

Vo = (1 + R2/R1)V+ = A V+

A = (1 + R2/R1)

A continuación hallamos V en función de Vi y Vo

En el nudo V+:

(V+ - Vi)/R + s C(V+ - V) = 0

De aquí: V = [(1 + RC s)/(ARC s)]Vo - Vi/(RC s)





68

En el nudo V:

(V - V+)C s + V C s + (V – Vo)/R = 0

De aquí: V(2RC s + 1) = (RC s)V+ + Vo

Reemplazando V y despejando la función de transferencia:

2 2 2

A(1+2RCS)H(S)=

R C S +(3-A)RCS+1

El denominador de la función de transferencia corresponde a la ecuación

diferencial en el dominio del tiempo y podemos identificar la frecuencia

natural y el factor de atenuación:

frecuencia natural: ωo = 1/RC

factor de atenuación : α = (3 – A)/2RC

Factor de calidad: Q = ωo/2α = 1/(3 - A)

Relación de amortiguación:ζ = α/ωo = (3 - A)/2

Si queremos una respuesta sub amortiguada con poco sobreimpulso,

podemos elegir una relación de amortiguación cercana a 0.7,

requeriremos de una ganancia A = 1.6

MATERIAL Y EQUIPO:


02 Resistor de 5.6kΩ, 0.5W 01 Generador de función

02 Resistores de 10kΩ,0.5W 01 Fuente de alimentación


0.1uF/50V

03 Puntas de prueba

01 Protoboard

PROCEDIMIENTO:






69

- 12 V

C10.1uF

+

Vi

-C2

0.1uF

+

Vo

-

R1

10K

R210K

R35.6K

+ 12 V

R35.6K

-

+

LM741

3

26

47

Ponga especial cuidado al momento de conectar las tensiones de

alimentación:

Pin 7 : + 12 Vdc Pin 4 : - 12 Vdc

2.- Ajuste el voltaje del generador a Vi = 1 voltio pico, con frecuencia de 1

KHz, onda sinusoidal.

3.- Varíe la frecuencia del generador y mida el voltaje de salida en cada

caso y anote los resultados en la tabla tabla siguiente. También determine

la ganancia de tensión para cada caso:

F

(Hz)

50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 1K 2K 5K 10K

Vo

Av

4.- Mida la frecuencia correspondiente al punto de media potencia.

¿Cuál es el ancho de banda del filtro?

5.- Apague el circuito y mida con el multímetro el valor real de los

componentes para verificar sus cálculos teóricos.

INFORME PREVIO:









70

3.- Determine la respuesta en frecuencia y la frecuencia de corte en el

punto de media potencia.

4.- ¿Cómo varía la amplitud y la frecuencia de corte si se duplica la

ganancia del amplificador?


simulador.

INFORME FINAL:



2.- Halle los diagramas de Bode empleando MATLAB.






71

LABORATORIO Nº 10

FILTRO ACTIVO PASA BANDA

OBJETIVO:

Estudio del amplificador operacional como filtro activo pasa banda y

medición de su respuesta en frecuencia.

FUNDAMENTO TEORICO:

Los filtros activos se caracterizan por tener la posibilidad de tener una

ganancia mayor que la unidad, además de seleccionar el rango de

frecuencias.

El amplificador operacional permite explotar más fácilmente estas

características, además de conseguirse un tamaño reducido del filtro. Con

él, un método de diseño consiste en emplear simultáneamente

realimentación negativa y positiva, manteniendo un comportamiento

lineal, como es el caso del circuito de la experiencia.

Para su estudio y diseño debemos obtener su función de transferencia y lo

haremos para el circuito de la experiencia:

V

R3K3

C

0.1uF

+ Vcc

- Vcc

+

Vo

-

Vi

V+

R3K3

R110K

C

0.1uF

-

+

LM741

3

26

47

R210K

La tensión de salida la podemos hallar en función de V+ empleando la

ecuación de ganancia del amplificador no inversor:

Vo = (1 + R2/R1)V+ = AV+

A = 1 + R2/R1

A continuación hallamos V en función de Vi y Vo

En el nudo V+:

(V+ - Vi)/R + s C(V+ - V) = 0

De aquí: V = (1/A)[(1 + RC s)/(RC s)]Vo - Vi/(RC s)

En el nudo V:

(V -V+)C s + (V - Vi)C s + (V – Vo)/R = 0





72

De aquí:V(2 RC s + 1) = Vo[(RC s)/A + 1] + Vi(RC s)

Reemplazando V y despejando la función de transferencia:

Vo A[R2C2 s2 + 2RC s + 1]

H(s) = --- = -------------------------

Vi R2C2 s2 + (3 – A)RC s + 1

El denominador de la función de transferencia define la ecuación

diferencial en el dominio del tiempo y podemos identificar los siguientes

parámetros:

frecuencia natural: ωo = 1/RC

factor de atenuación : α = (3 – A)/2RC

Factor de calidad: Q = ωo/2α = 1/(3 - A)

Relación de amortiguación:ζ = α/ωo = (3 - A)/2

La frecuencia natural define la frecuencia central de sintonía del filtro

Podemos hacer más selectivo al filtro aumentando su factor de calidad.

Ello lo logramos cuando ajustamos la ganancia del amplificador a un valor

cercano a 3. El ancho de banda (en radianes/segundo) a 3 db se puede

hallar con la relación:

BW = 2α = (3 – A)/RC

MATERIAL Y EQUIPO:


02 Resistor de 10kΩ, 0.5W 01 Generador defunciones

02 Resistores de 3.3kΩ,0.5W 01 Fuente de alimentación


0.1uF/50V

03 Puntas de prueba

01 Protoboard

PROCEDIMIENTO:






73

- 12 VC

0.1uF+

Vi

-

+

Vo

-

V+

R1

10K

C0.1uF

R210K

R3.3K

+ 12 V

R3.3K

-

+

LM741

3

26

47


alimentación:

Pin 7 : + 12 Vdc Pin 4 : - 12 Vdc

2.- Ajuste el voltaje del generador a Vi = 1 voltio pico, con frecuencia de 1

KHz, onda sinusoidal.

3.- Varíe la frecuencia del generador y mida el voltaje de salida en cada

caso y anote los resultados en la tabla tabla siguiente. También determine

la ganancia de tensión para cada caso:

F

(Hz)

50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 1K 2K 5K 10K

Vo

Av

4.- Mida la frecuencia correspondiente a los puntos de media potencia.

¿Cuál es el ancho de banda del filtro?

5.- Apague el circuito y mida con el multímetro el valor real de los

componentes para usarlos en sus cálculos teóricos.

INFORME PREVIO:









74

3.- Determine la respuesta en frecuencia y el ancho de banda definido

por los puntos de media potencia.

4.- ¿Cómo varía la amplitud y las frecuencias de corte si se duplica la

ganancia del amplificador?


simulador.

INFORME FINAL:









75

LABORATORIO Nº 11

FILTRO ACTIVO PASA TODO O DESFASADOR

OBJETIVO:

Estudio del amplificador operacional como filtro activo pasa banda o

desfasador y medición de su rango de desfasaje con la frecuencia.

FUNDAMENTO TEORICO:

El filtro pasa todo, como su nombre lo indica, debe dejar pasar todas las

frecuencias. En los circuitos reales, este comportamiento está limitado por

las características de respuesta en frecuencia del amplificador. Su

característica más útil es que puede desfasar un ángulo entre 0° y a180°.

Para ilustrar ello, analizaremos el circuito de la experiencia:

R310K

C0.1uF

+ Vcc

- Vcc

+

Vo

-Vi

V+

R122K

P10K

-

+

LM741

3

26

47

R222K

La señal de entrada ingresa tanto por la entrada inversora como por la no

inversora. Como el circuito funciona en forma lineal, podemos aplicar

superposición y las ecuaciones de las ganancias como amplificador

inversor y no inversor:





76

Luego: Vo = - (R2/R1) Vi + (1 + R2/R1)V+

Ahora hallamos V+ en función de Vi:

V+ = [(R3 + P)C s]/[1 + (R3 + P)C s]

Hallamos la función de transferencia reemplazando V+ en la expresión de

Vo

(R2/R1)[(R3 + P)RC s – 1]

H(s) = ---------------------------

(R3 + P)C s + 1

En el estado estacionario, la fase es dada por la expresión:

θ= 180 – 2arctan[ω(R3 + P)C

MATERIAL Y EQUIPO:


01 Resistor de 10kΩ, 0.5W 01 Generador de funciones

02 Resistor de 22kΩ,0.5W 01 Fuente de alimentación

01 Potenciometro de 10kΩ 03 Puntas de prueba


0.1uF/50V

01 Protoboard

PROCEDIMIENTO:






77

R310K

C0.1uF

+ Vcc

- Vcc

+

Vo

-Vi

V+

R122K

P10K

-

+

LM741

3

26

47

R222K


alimentación:

Pin 7 : + 12 Vdc

Pin 4 : - 12 Vdc

2.- Ponga el generador con onda sinusoidal, frecuencia de 60 Hz y

amplitud de 2 voltios pico y conéctelo a la entrada del circuito.

3.- Ajuste el potenciómetro para obtener un desfasaje de 120 grados en la

señal de salida.

4.- Encienda el osciloscopio y ponga el canal 1 con la entrada (Vi) y el

canal 2 con la salida (Vo).

5.- Llene la siguiente tabla anotando los voltajes de salida y el desfasaje de

la señal de salida respecto a la de entrada:

F(Hz) 20 30 60 100 200 500 1K 2K 5K

Vo

Φ

6.- Apague el circuito y mida, con el multímetro, el valor ajustado en el

potenciómetro.

Igualmente, mida los valores de los demás componentes para verificar sus

cálculos teóricos.





78

INFORME PREVIO:





3.- Determine la respuesta en frecuencia y el ancho de banda definido

por los puntos de media potencia.

4.- ¿Cómo varía la fase de la señal de salida con la frecuencia?


simulador.

INFORME FINAL:









79

LABORATORIO Nº 12

MEDICION DE PARAMETROS DEL AMPLIFICADOR

OPERACIONAL

OBJETIVO:

Estudio de circuitos que permiten medir algunos de los parámetros más

importantes DEL amplificador operacional.

MATERIAL Y EQUIPO:


01 Resistor de 100Ω,0.5W 01 Generador de función


01 Resistores de 10kΩ,0.5W 03 Puntas de prueba

02 Resistores de 100kΩ,0.5W 01 Protoboard

PROCEDIMIENTO:

1.- Medición de la ganancia sin realimentación.

Ensamble el siguiente circuito:

- 12V

Ry

100

-

+

U1

LM741

3

26

7 14 5

V1

+

Vo

-

+

Vg

-

Rx

100K

RL

1K

+12V

Ri

10K

Rf 100K


alimentación:

Pin 7 : + 12 Vdc

Pin 4 : - 12 Vdc





80

2.- Encienda el circuito y aplique, con el generador, una señal de entrada,

Vi, de 5 Hz y ajuste su amplitud hasta que se pueda medir la tensión V1

con el osciloscopio.

Al ajuste Vi verifique también que la señal de salida no se distorsiona.

Amplitud pico-pico de V1: ....................................................

Amplitud pico- pico de Vo: ....................................................

La ganancia puede calcularla con la expresión: A = (Vo / V1) (Rx / Ry)

3.- Medición del voltaje offset de tensión.


+ 12V

+

Vo

-

-

+

U1

LM741

3

26

7 14 5

R1

1K

- 12V

R2 100K

Mida con el multímetro la tensión DC de salida

Calcule Vos = Vo (R1 / (R1 + R2))

4.- Medición de las corrientes de polarización de entrada y del offset de

corriente.






81

+

Vo

-

-

+

U1

LM741

3

26

7 14 5

- 12V

+ 12V

R1

10K

Cortocircuite R1 y mida la tensión DC de salida:

Vo = _________________

Quite el cortocircuito y mida nuevamente la tensión DC de salida:

Vo1 = _________________

Calcule Ibias+ = (Vo1 – Vo) / R1


Cortocircuite R1 y mida la tensión DC de salida:

Vo = ___________________

Quite el cortocircuito y mida nuevamente la tensión

DC de salida:

Vo1 = _________________

Calcule Ibias - = (Vo1 – Vo) / R1





82

R1

10K

+

Vo

-

-

+

U1

LM741

3

26

7 14 5

- 12V

+ 12V

Calcule la corriente de offset: Ios = Ibias+ - Ibias -

INFORME:

1.- Adjunte el informe previo al informe final.

2.- Obtenga la información técnica del amplificador operacional LM741.

3.- Haga una tabla comparando los valores del manual con los


4.- ¿Qué métodos recomienda el fabricante para eliminar el offset?.

5.- ¿Qué gráficos del opamp entrega el fabricante y para qué sirven?

6.- Indique sus conclusiones y observaciones.





83

LABORATORIO Nº 13

RESPUESTA EN BAJA FRECUENCIA

OBJETIVO:

Estudio de un amplificador transistorizado para determinar su respuesta en

baja frecuencia.

FUNDAMENTO TEORICO:

En líneas generales, el estudio de los amplificadores en el dominio de la

frecuencia (al excitar al amplificador con señales sinusoidales) se divide en

tres partes:

Respuesta en baja frecuencia: Un amplificador puede variar su ganancia

en frecuencias bajas (desde frecuencia 0 (ó DC) hasta una frecuencia fL)

debido principalmente a las reactancias externas del circuito (por

ejemplo, capacidades de acoplo y bypass). La frecuencia fL (ó wL) recibe

el nombre de frecuencia de corte inferior. Aquí, para realizar el análisis, se

utilizan los modelos de baja frecuencia del transistor junto con las

reactancias externas, que no deben despreciarse.

Una excepción es el amplificador operacional, que puede responder con

su máxima ganancia desde DC.

Respuesta en frecuencias medias: En esta región el amplificador actúa

con su máxima ganancia y sus parámetros pueden considerarse como

números reales. Aquí se utilizan los modelos de baja frecuencia del

transistor. Las reactancias externas pequeñas pueden ser consideradas

como cortocircuitos y las reactancias grandes como circuitos abiertos.

Respuesta en alta frecuencia: En esta región el amplificador disminuye su

ganancia al aumentar la frecuencia (desde el valor fH). La frecuencia fH

(ó wH) recibe el nombre de frecuencia de corte superior. Este fenómeno

se debe a las reactancias internas de los transistores. En general, el

amplificador no puede aumentar o mantener constante su ganancia

indefinidamente al aumentar la frecuencia. Siempre habrá alguna

frecuencia alta a la cual la ganancia empieza a disminuir. Esto nos indica

que siempre habrán más polos que ceros en su función de transferencia

Puntos de media potencia y ancho de banda:

Comúnmente las frecuencias fL (ó wL) y fH (ó wH), anteriormente

mencionadas, se determinan en los puntos en que la señal de salida

corresponde a la mitad de la potencia que tiene en frecuencias medias.





84

Cuando la ganancia se expresa en decibeles, los puntos de media

potencia se determinan restando 3 db a la ganancia en frecuencias

medias.

El ancho de banda de un amplificador se define como la diferencia entre

las frecuencias de corte superior y de corte inferior:

BW = fH – fL (usando la frecuencia cíclica) ó

BW = wH - wL (usando la frecuencia angular)

Hay casos en los cuales el ancho de banda se define con diferente

criterio, como es el caso de los amplificadores de vídeo, donde se

determina en base a restar sólo 1 db a la ganancia en la región de

frecuencias medias debido a que la vista puede detectar variaciones más

pequeñas de los niveles de iluminación.

A continuación analizaremos con pequeña señal al circuito de la

experiencia, cuyo esquema se muestra a continuación:

Q2N2222

RL10K

Vi

C20.33uF

+ 12 V

RC3K3

R22K

+

Vo

-

R122K

C10.33uF

RE220 CE

1uF

Para estudiar la respuesta en baja frecuencia hallaremos la función de

transferencia (ganancia de tensión) considerando sólo las capacidades

externas y asumiremos que las capacidades internas del transistor son

circuitos abiertos a estas frecuencias.

A continuación representamos al circuito con su modelo para señal:





85

C1

CE

Rb

Q

Vi RC

RE

C2

RL + Vo -

Rb = R1//R2

A continuación reemplazamos al transistor por su modelo simplificado para

pequeña señal y baja frecuencia. Vemos que en este caso las

capacidades de desacoplo y bypass no se desprecian.

RC

hie

RE

RL

C2

CE

Vg

C1

+

Vo

-

hf e ib

Rb

ib

Planteamos las ecuaciones de Kirchoff para obtener la función de

transferencia:

En el circuito de salida:

Vo = - (hfe RC RL C2 s)ib / [1 + (RC + RL)C2 s]

En el circuito de entrada:

ib = (RbC1 s)(1+RECE s)/[(1+hfeRE)(1+RbC1 s) +

(1+RECE s)(1+RbC1 s)hie + (1+RECE s)Rb]

Finalmente:

0

g

V (s) hfe RC (RL C2 s)(RbC1 s)(1 RECE s)Av(s)=

V (s) [(1 hfeRE)(1 RbC1 s) (1 RECE s)(1 RbC1 s)hie (1 RECE s)Rb](1 (RC RL)C2 s)

Hacer el cálculo manual de una función como la mostrada (o de otras

más complejas) es un trabajo largo y tedioso. Sin embargo, podemos

observar la función de transferencia y sacar algunas conclusiones que nos

permitan obtener una idea de la forma de la respuesta en baja frecuencia

con cálculos más sencillos aunque aproximados.





86

Observamos que esta función de transferencia tiene 3 ceros:

- Dos en el origen: s = 0 y

- Uno en: s = -1/ RECE

Podemos decir que el cero producido por CE se obtiene multiplicándolo

por la resistencia que tiene en paralelo. Este producto es la constante de

tiempo en el emisor.

Observamos también que la función de transferencia en baja frecuencia

tiene 3 polos:

- Uno en: s = -1/(RC+ RL)C2

En este caso podemos decir que el polo de salida se obtiene con la

resistencia que ``ve´´ C2 cuando los demás condensadores se comportan

como cortocircuitos y no hay señal de entrada.

- Los otros dos polos corresponden a un factor de segundo orden. Sin

embargo, podemos aplicar el criterio anterior para determinar

aproximadamente los otros dos polos mediante valores reales:

Podemos hallar aproximadamente el polo introducido por C1

determinando la resistencia que ``ve´´ dicho condensador cuando los

demás se comportan como cortocircuito y no hay señal de entrada:

Según esto, la resistencia que ``ve´´ C1 es: Rb//hie

Luego, el polo aproximado producido por C1 es:

s = -1/(C1)(Rb//hie)

Al polo introducido por lo CE también podemos determinarlo

aproximadamente mediante la resistencia que ``ve´´ dicho condensador

cuando los demás se comportan como cortocircuito y no hay señal de

entrada:

Según esto, la resistencia que ``ve´´ CE es:

RE//(hie/(1 + hfe)) = RE//hib

Luego, el polo aproximado producido por CE es:

s = -1/(CE)( RE//(hie/(1 + hfe))

Donde hib es la resistencia de entrada del transistor en base común.

Supongamos ahora que a la función de transferencia anterior podemos

factorizarla y expresarla en la forma siguiente:

Av(s) = Vo(s)/Vi(s)=-Ao[(s)**2](1 + s/zE)/[(1 +

s/p1)(1 + s/pE)(1 + s/p2)]

Multiplicando el numerador y el denominador por:





87

[p1pEp2] / [(s)**3] y desarrollando

Obtenemos en el estado estacionario:

Ao (1/ jw 1 / zE) (p1 p2 pE)Av jw

1 1/ jw (p1 p2 pE) 1/ jw **2 (p1p2 p1pE p2pE _) 1/ jw **3 p1p2pE

Si queremos determinar la frecuencia de corte inferior (wL), debemos notar

que, por lo general, p1, p2 y pE serán menores que wL; entonces, a

frecuencias cercanas a wL los términos cuadráticos y cúbicos serán más

chicos que el término con 1/jw.

Cumpliéndose lo anterior, podremos afirmar que la frecuencia de corte

inferior puede ser hallada aproximadamente por la expresión:

wL = p1 + p2 + pE

A su vez, p1, p2, y pE se pueden hallar bajo el criterio anterior,

determinando la resistencia que ``ve´´ cada condensador cuando los

demás se comportan como cortocircuito y la señal de entrada se hace

cero.

MATERIAL Y EQUIPO:

01 Transistor 2N2222A 01 Osciloscopio

01 Resistor de 220Ω,0.5W 01 Generador de función


01 Resistores de 3.3kΩ,0.5W 03 Puntas de prueba

01 Resistores de 22kΩ,0.5W 01 Protoboard

01 Potenciómetro de 5kΩ

02 Condensadores electrolítico de 10uF y 100uF, de 16V

PROCEDIMIENTO:






88

Q12N2222

RL10K

Vi

Co0.33uF

+ 12 V

RC3K3

R22K

+

Vo

-

R122K

Ci0.33uF

RE220 CE

1uF


Poner: Vi = 0

Mida la tensión en el Colector respecto a tierra:

VC = _____________

Mida la tensión en el Emisor respecto a tierra:

VE = _______________

Mida la tensión en la Base respecto a tierra:

VB = _________________

Mida la tensión en la Fuente respecto a tierra:

VF = ______________

Halle el punto de operación:

ICQ = (VF – VC) / 3.3K VCEQ = VC – VE VBEQ = VB - VE

3.- Aplique la señal de entrada Vi con mínimo voltaje y frecuencia de 1

KHz. El potenciómetro de 5KΩ se usará para ajustar la señal de entrada en

caso que la amplitud mínima del generador sea muy grande.

4.- Conecte el osciloscopio a la entrada y a la salida y aumente Vi hasta

que la señal de salida aumente á 2 voltios pico-pico.

Vi =____________; Vo = ___________

Dibuje la forma de onda en la salida anotando los voltajes de los picos

positivo y negativo.





89


circuito:

F

(Hz)

10 50 100 200 300 500 1K 2K 3K 5K 6K

Vsalida

(Vp-p)

INFORME PREVIO:



Determine también la corriente total que consume el circuito y la potencia

que disipa cada componente.

3.- Determine la respuesta en baja frecuencia y la frecuencia de corte

inferior á 3 db.

4.- Repita el paso 3 utilizando MATLAB.


simulador.

INFORME FINAL:


experimentales.

2.- Grafique la ganancia de tensión vs. frecuencia, con los datos del paso

5 de la experiencia.

3.- Determine, con las mediciones, la frecuencia de corte inferior, wL.

4.- ¿Por qué la ganancia en frecuencias bajas disminuye respecto al rango

de frecuencias medias?

5.- Haga una lista de sus observaciones y conclusiones.





90

INDICE

REGLAMENTO DE LABORATORIO

LAB 01. AMPLIFICADOR CLASE A CON CARGA EN COLECTOR

LAB 02. AMPLIFICADOR DE SIMETRIA COMPLEMENTARIA

LAB 03. REALIMENTACION NEGATIVA

LAB 04. OSCILADOR DE ROTACION DE FASE

LAB 05. OSCILADOR COLPITTS

LAB 06. OSCILADOR HARTLEY

LAB 07. AMPLIFICADOR DIFERENCIAL

LAB 08. OSCILADOR PUENTE DE WIEN

LAB 09. FILTRO ACTIVO PASA BAJO

LAB 010. FILTRO ACTIVO PASA BANDA

LAB 011. FILTRO ACTIVO PASA TODO O DESFASADOR

LAB 012. MEDICION DE PARAMETROS DEL AMPLIFICADOR

PERACIONAL

LAB 013. RESPUESTA EN BAJA FRECUENCIA

analogicos 2

Documents