CARACTERIZACIÓN DE

Transistor encapsulado

TRANSISTORES DE MICROONDAS

BJT de Silicio

- Fiables y bajo coste para f<4GHz

- Dimensiones típicas:

anchura de emisor = 2µm (propósito general)

= 0.5-1 µm (bajo ruido)

espesor de base 0.1 µm

- Aplicaciones típicas: amplificadores de pequeña señal

amplificadores de potencia lineales

amplificadores de bajo ruido

osciladores

- Fabricación del BJT:

implantación iónica

autoalineamiento

estructuras base-emisor con

dedos múltiples

estructura entrelazada para aplicaciones depotencia

3.1

MESFET GaAs

L=1µm, LD→S=3µm

W

L

G

S

D

S

N0=1.7·1017cm-3

S G D

dmaxNe

+ +++

N

Transconductancia

Modelo de alta

frecuencia en

configuración

fuente común

3.2

S G D+ +++

Rgs

L/2 L

x.3L

Ci g vm i Cdsrds

+

-vivgs

ri

vds

+

-

+

-

D

S

G

S

CIRCUITO SIMPLIFICADO

Valores típicos:

Ci=0.3pF Cds=0.05pF gm=40mS rds=600Ω ri=25Ω

3.3

Circuito simplificado

Cg g vm g CdRd

+

-vgvgs

Rg

Vds

+

-

+

-

D

S

G

SGanancia disponible máxima MAG

Cg g vm g CdRd

+

-vgVs

Rg

VO

+

-

+

-

+

-Vi

ZS IO

Máxima ganancia de potencia a una frecuencia con entrada y salida

adaptadas.

f(GHz)100

G(dB)

20

10

1 10

SuperFET 0.5 m GaAs

:

FET 0.5 m GaAs

:

FET 1 m GaAs

:

Bipolar Si

¿Cómo aumentar rango de frecuencias?: Disminuyendo l.

f(GHz)

G(dB)

fT fS fmax

GMAG

2hfe

S212

Caracterización de transistores de microondas

fT: ganancia en corriente en cortocircuito unidad

fs: ganancia en potencia del dispositivo unidad

fmax: ganancia disponible máxima unidad

3.4

MODELO DE ALTA FRECUENCIA ENCAPSULADO

Valores típicos:

Ci=0.3pF Cgd=0.02pF Cds=0.05pF gm=40mS rds=600Ω ri=25Ω

LS,D,G: 0.1-0.9nH RS,D,G: 0.1-0.2Ω

retardo, τ, de los portadores en viajar bajo la puerta

Parámetros extrínsecos (dependen de parámetros tecnológicos):

- Rs y Rd se calculan a partir de parámetros de capa activa

- RG asociada a caída de tensión en metalización de puerta

Puerta en forma de dedo: como red RC distribuida

. resistencia localizada equivalente: Rmz/3 (z anchura, Rm

resistencia lineal)

. dispositivo de anchura total z y N dedos: RG=Rm·z/3·N2

. reducción de resistencia con dedos en paralelo

- Capacidades puerta-"pad" CPG y CDS

3.5

Frecuencias típicas de operación:

frecuencia de la ganancia en corriente en cortocircuito unidad: fT,

frecuencia de corte de la ganancia en potencia unidad fs,

frecuencia máxima de oscilación fmax.

fs y fmax máximas para:

. fT alto, gD pequeño

. Rs, Rg y Ls bajos

. f0 alta => CGD baja

Requisitos: reducción de longitud de puerta y espesor de capa

epitaxial y aumentar dopado para mantener tensión de pinch-off cte

3.6

Efectos de gran señal

Modelo de recta de carga de gran señal: unión de punto de máxima

corriente y tensión:

Corriente máxima Im: 30% superior a IDSS (VGS>0)

Tensión máxima: VDS: tensión de ruptura puerta drenador-Vp

(se alcanza sólo para IDS→0)

Punto operación

VDSV -Vbgd pVDCVS

IDSS

IDS

I /2DSS

V =-VGS p

V =0GSAdmitiendo trabajo en saturación

(VDS>VS), la generación de

potencia está limitada por:

Im, VBGD, VS, Vp

• Potencia de

salida máxima

• Resistencia de la

recta de carga

• Potencia de entrada dc (pto. polarización a Im/2)

• Potencia de entrada RF=Pout/g (g=ganancia del amplificador)

• Rendimiento

3.7

Caracterización del ruido en un cuadripolo

A través de la degradación de la relación señal ruido: factor de ruido

Admitancia de mínimo ruido

Cuadripolo sin fuentes internas: V1=AV2+BI2I1=CV2+DI2

Cuadripolo con fuentes internas (T. Thevenin)= +E

I V2

I2

+

-V1

I1

+

-

Cuadripolosin fuentes

-

cuadripolo sin fuentes + 2 generadores

Si las fuentes son de ruido el

sistema queda descompuesto en

red ruidosa + red no ruidosa

Factor de ruido de la red = factor de ruido de la red ruidosa

Conexión a la entrada de admitancia Ys=Gs+jBs asociada a

+ -E

IYSIS

generador de ruido Is2=4KToGs∆f

3.8

• Valor cuadrático medio de la corriente de salida en cortocircuito

• Factor de ruido:

depende de admitancia de fuente y de parámetros del cuadripolo

• Nuevo formalismo:

3.9

RUIDO EN MESFET

- Fuentes de ruido (para completar el modelo de pequeña señal).

- Ruido 1/f generación-recombinación: afecta a osciladores

- Fluctuaciones de la velocidad: afecta en el rango de las

microondas

Campos bajos -> ruido térmico

Campos altos -> ruido de difusión o ruido de electrones calientes

- Análisis del ruido de alta frecuencia

1º) Separación en resistencias de acceso y

disp. intrínseco

Resistencias: ruido térmico e2=4KTR∆f

MESFET: dos fuentes de ruido

correlacionadas

2º) Definición de dos fuentes de ruido

equivalentes correlacionadas.

3º) Descorrelación de las fuentes.

Introducción de admitancias de correlación.

4º) Cálculo de la figura de ruido mínima

principal problema: determinación de las

fuentes de ruido de drenador y puerta:

P, R coeficientes dependientes de polarización y parámetros

tecnológicos.

3.10

Figura de ruido mínima

A frecuencias bajas tales que CGD sea despreciable

despreciando contribución de dispositivo intrínseco

Dispositivo típico: z=300 µm, gm=40 mS,Rs+RG=4Ω,P=1,R=.5,C=.8

- En aplicaciones de banda ancha no suele haber adaptación a la

figura de ruido mínima. Con el efecto de la desadaptación:

Γopt coeficiente de reflexión óptimo

rn=Rn/Z0 resistencia de ruido equivalente

Γs coeficiente de reflexión de fuente

Rn Rs+RG+P/gm (debe ser pequeña => Rs, RG pequeñas, gm grande)

3.11

CARACTERIZACION DEL MESFET A BAJA FRECUENCIA

Objeto: determinar parámetros tecnológicos y algunos elementos del

circuito equivalente.

Basados en las siguientes medidas:

a) CGS(VGS) a VDS=0

carga bajo la puerta

b) RDS(VGS) a VDS=0

3.12

c) IGS(VGS)

Barrera Schottky polarizada en directa:

para valores altos de VGS, IGS se satura

por las resistencias serie

Midiendo VDS

. α=0.5 resistencia distribuida de canal

bajo la puerta

. R0 resistencia del canal

c') IGD(VGD)

CGS(VGS) Vp, L/A, Q0, NDA2

RDS(VGS) Rs+RD, R0, µ

IGS(VGS) n, Vb

IGD(VGD) Rs+R0/2, RD+R0/2, RD-Rs

3.13

MEDIDA DEL CIRCUITO EQUIVALENTE DE PEQUEÑA SEÑAL

Rango de medidas: 100 MHz-4GHz. VDS=0.

1º determinación de elementos extrínsecos (Rs, RD, RG, Ls, LD, LG)

Obtención de parámetros S con analizador de red

Relación directa con elementos del modelo a través de parámetros Z

Ls, LG, LD : parte imaginaria Xij de Zij en función de w

RG: conocidos RD y Rs y de parte real R11 de Z11 en función de 1/IGS

3.14

2º determinación de elementos intrínsecos (Ri,CGS,CGD,gm,gD,τ,CDS)

- Medida de parámetros Sij en rango 100 MHz-4GHz, VG≠0,VD≠0

- Trasformación a parámetros Z. Sustracción de elementos

intrínsecos

- Matriz de impedancia de dispositivo intrínseco -> transformación a

matriz de admitancia

Configuración de dos puertas: eliminar fila y columna

Configuración fuente común:

YGD=Y12 -> CGD

YGG=Y11 -> CGS, Ri

YDG=Y21 -> gm, τ

YDD=Y22 -> CDS, gD

3.15

REDES DE POLARIZACIÓN

POLARIZACIÓN DEL BJT

Condensador "bypass" de emisor:

Estabilidad a bajas frecuencias

Inestabilidades en microondas en puerta de entrada.

RE degrada el ruido del amplificador.

Solución: Emisor a tierra

Parámetros dependientes de la temperatura: ICBO, hFE, VBE

Redes empleadas en microondas

Elección del punto de operación

A: Bajo ruido, baja potencia

B: Bajo ruido, alta potencia

C: Alta potencia en clase A

D: mayor potencia, mayor

rendimiento en clase AB o B

3.16

POLARIZACIÓN DEL MESFET

- La configuración fuente común ofrece la mayor ganancia y la mejor

estabilidad r.f.

- Puntos de polarización óptimos

según aplicaciones:

A. ganancia máxima en pequeña

señal, IDS alta, VDS=3-4V

C. Compromiso entre figura de

ruido mínimo y ganancia

aceptable IDS IDSS/8

B. Mejor linealidad para operación en alta potencia

(IDSS/2, VDSmax/2 10V)

- Configuraciones típicas

a) 2 fuentes => complejo. Ventaja: fuente a tierra

=> inductancia serie de fuente mínima, ganancia

máxima (útil para f>18 GHz, donde la ganancia

es importante).

b), c) Igual polaridad de las fuentes (positiva ,b;

negativa, c)

d), e) Resistencias fuente-tierra. Aplicaciones de

banda ancha y pequeña señal. Tensión al

drenador => la puerta en inverso respecto a

fuente. El condensador paralelo proporciona tierra

r.f. La resistencia protege contra transitorios e

inestabilidades a baja frecuencia. Estabiliza

también la corriente.

3.17

Aplicaciones de alta potencia (IDS>0.5 A):

Uso de fuentes con doble polaridad para asegurar que VGS esté en

inverso antes de aplicar tensión al drenador.

Circuito práctico:

- aislamiento entre MESFET y fuente a baja frecuencia mediante

selección de "rf chokes" y condensadores a tierra.

- R=10 kΩ en serie con puerta impide que entre en directa

Precauciones contra descarga estática y pulsos electromagnéticos.

- Area de trabajo a tierra. Fuentes potenciales de pulsos

electromagnéticos dorados de filtros r.f.

- Filtrado de fuentes de potencia para eliminar transitorios.

- Mantenimiento de la puerta a potencial cero o negativo respecto al

más negativo de los otros dos terminales.

3.18

El Transistor Bipolar de Heterounión.Principio de operación del HBT.

Operación del transistor (npn) en activa directa: VBE>0, VBC<0.

-Electrones de emisor a base, In

Figura 2. Componentes de corriente en un HBT.

-Recombinación con huecos Ir-e- arrastrados hacia colector Ic

-huecos desde la base al emisor Ip

-recombinación en z.c.e. BE, Is.

BJT tradicional: minimización de Ip => aumento dopado de emisor

respecto a base => Rb alta, VA baja, ro baja, anchura grande para

evitar punchthrough

HBT: barrera de energía para huecos mayor que para electrones

=> disminución corriente de huecos, eficiencia de emisor grande

independientemente de la relación de dopados entre emisor y base.

(BJT) (HBT)

3.19

Actuaciones:

- dopado de la base tan grande como sea posible

=> Rb decrece, z.c.e. pequeñas

-> base puede ser estrecha

-> τt menor, VA elevada, ro aumenta.

- Disminuir dopado del emisor

-> z.c.e. BE menor, Cbe menor

- Introducción de gradiente en la composición de la base

-> cambio progresivo del gap

-> inducción de campo eléctrico, arrastre de portadores

-> disminución τt y aumento ft

Figura 4. HBT con bandgap gradual en la base.

3.20

EL HBT DE GaAlAs/GaAs.

La estructura AlxGa1-xAs/GaAs

Fue la primera heterounión que se empleó en los HBTs.

Cte de la red Bandgap Afinidad Elect. Cte. Dielec.

GaAs: a=5.653 EG=1.42 eV q χ =4.05 eV εr = 13.1

AlAs: a=5.661 EG=2.16 eV q χ =2.62 eV εr = 10.1

Aleación de GaAs y AlAs (AlxGa1-xAs): material con la misma

Figura 17. Ancho de la banda prohibida de diferentes semiconductores en relación con la constante de la red cristalina.

estructura cristalina y constante de la red que la del GaAs.

Ancho de la banda prohibida = 1.42 eV y 2.16 eV, variable de forma

aproximadamente lineal con el valor de x.

Ventajas del sistema GaAlAs/GaAs

1.- Excelente acoplamiento de red. Diferencia de 0.14% a T=300K

Menor a las temperaturas de crecimiento del cristal.

2.- Técnicas avanzadas para el crecimiento de cristales de GaAlAs,

MBE o MOCVD. Capas ultradelgadas, dopado adecuado y control.

3.21

Estructura del HBT de GaAlAs/GaAs.

Emisor: capa de Ga1-xAlxAs, x 0.25. Mayor x => centro DX (donador

Figura 18. Sección transversal de un HBT de GaAlAs/GaAs y sección transversal asociada.

profundo) => aumenta la capacidad de la zona de deplexión de

emisor y contribuye a efectos de atrapamiento.

EGE= 0.30 eV (11 kT) mayor que el de la base

Espesor de base 0.05 - 0.1 µm

NAB desde 5x1018 hasta 1020 cm-3 => Rb = 100 a 600 Ω/cuadrado.

3.22

3.23

MODFET ("Modulation Doped Field Effect Transistor")

Modulación del dopado

-Mejorar funcionamiento de MESFET:

más electrones => más impurezas.

-Inconveniente: más dispersiones culombianas => menor movilidad

Solución: técnica de modulación del dopado

-Heterounión AlxGa1-xAs/GaAs

(átomos donadores sólo en AlxGa1-xAs)

-Difusión de e- -> campo eléctrico -> pozo de potencial (100 Å)

-Gas electrónico bidimensional, cuantización de energía,

subbandas

Resultado:

Sustrato semiaislante

Gas de electronesbidimensional

GaAs intrínseco

S

G

D

n-AlGaAs

AlGaAs no dopado

n+ GaAs n+ GaAs

n n

-Separación portadores-impurezas

(menor dispersión culombiana)

-Mayor separación con capa no

dopada de AlxGa1-xAs

-Capa adicional de GaAs dopada:

contacto óhmico, impedi r

deplexión y la oxidación de la

superficie.

3.24

TEORÍA Y MODELOS

Heterounión con modulación de dopado en equilibrio.

Modelo de Anderson: ∆Ec=q(χGaAs-χAlGaAs)

Condición de neutralidad: ns=NDW

Ec. de Poisson para AlxGa1-xAs:

3.25

ESTRUCTURA Y OPERACIÓN DEL TRANSISTOR

Fabricación

Dispositivo crecido sobre SI GaAs mediante MBE o MOCVD. Pasos:

- Capa de GaAs muy puro (1µm)

- 2 capas de AlGaAs (no dopada y dopada tipo N)

- Capa GaAs (N+) (50Å): contactos óhmicos proporciona estabilidad

- Aislamientos: grabado o implantación

- Definición de áreas de fuente y drenador. Evaporación AuGe/Ni/Au

y aleación a 400oC durante 1 minuto

- Definición zona de rebaje de puerta (ataque químico o RIE)

- Depósito de metal de puerta. Forma de "T".

- Pasivación de la superficie: depósito de dieléctrico.

3.26

Figuras de mérito:

- Campos de aplicación dentro de microondas: amplificación y

recepción de bajo ruido (serio competidor del MESFET) =>

. frecuencia para ganancia de corriente unidad fT gm/(2πCgs).

MOSFET de canal corto en régimen de velocidad saturada:

Interesa vsat mayor y menor longitud de canal

HEMT: vsat =2 107 cm/s (300K), 3 107 cm/s (77K)

MESFET: vsat 1.3 107 cm/s a ambas temperaturas.

Longitud del canal. Normas de escala: L/a >>3, ("a" profundidad)

MESFET: dificultades para bajar de 0.3 µm

HEMT: < 0.1 µm por estar el canal más confinado

Ventajas del MESFET: mejor capacidad de potencia

Modelo de pequeña señal para microondas:

Experimentalmente: fT α 1/L, fT elevados con InAlAs-InGaAs

3.27

OTRAS ESTRUCTURAS

Objetivo: mejorar anomalías debidas a centros profundos, la baja

potencia, la baja reproductibilidad y el alto coste de la tecnología de

GaAs.

MODFET pseudomórfico

Crecimiento de capa muy delgada de InyGa1-yAs (un período de pozo

cuántico) entre AlxGa1-xAs y GaAs

Objeto: no deteriorar la red

(Al.15Ga.85As-In.15Ga.85As)

∆Ec=0.3 eV

(Al.15Ga.85As-GaAs)

∆Ec=0.22 eV

Ventajas del InGaAs frente al GaAs: mayor movilidad, velocidad de

saturación y separación entre mínimos de BC.

Desventaja: mayor dispersión por discontinuidad de material

(pruebas con sustratos de InP, menor diferencia en la constante de

red)

Estructuras invertidas y con múltiples interfases

Objeto: aumentar la capacidad de corriente

Necesario al menos una interfase invertida:

Ventajas de la interfase invertida: proporciona barrera a la inyección

de electrones calientes desde el 2DEG hasta el sustrato-> mejor

conductancia de salida; menor separación entre gas de e- y puerta

=>mayor transconductancia pero mayor capacidad de puerta y

menor fT.

3.28

Compromiso: estructura combinada de las dos anteriores

MODFET original con otra capa de AlGaAs debajo del 2DEG,

también dopada => doble 2DEG en el GaAs comprendido entre

capas de AlGaAs => mayor densidad de electrones, mayor

capacidad de potencia.

Sustituyendo el AlGaAs dopado por una super-red de GaAs-AlGaAs

se consiguen mejores prestaciones. (Super-red: sucesión de capas

semiconductoras alternadas. Reducen estrés y dislocaciones).

33 períodos de super-red no dopada sobre GaAs no dopado

10 períodos de super-red con capas de GaAs dopadas

1.5 períodos no dopada para alejar impurezas

3.29

Prestaciones de diferentes transistores.

GaAs Si

MODFET MESFET HBT MOSFET

(CMOS)

BJT

Velocidad 1 3 2 5 4

Producto potencia retardo 1 2 4 1 4

Litografía 2 3 1 4 1

Control Dopado 4 4 1 2 1

Complejidad Proceso 2 1 5 3 5

Problemas de materiales 4 3 4 1 2

Escala de 1 a 5 (1=Mejor, 5=Peor).

Ventaja del MODFET: su velocidad

MESFET: simplicidad del proceso

BJT de silicio y de heterounión: litografía y el control del dopado

CMOS: bajo consumo y alta densidad de empaquetamiento.

3.30