diseÑo e implementaciÓn de una antena sintonizable …
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i
DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DE UNA ANTENA SINTONIZABLE EN FRECUENCIA CENTRAL
HECTOR FABIAN GUARNIZO MENDEZ
UNIVERSIDAD DE LOS ANDES FACULTAD DE INGENIERÍA
DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELECTRÍCA Y ELECTRÓNICA BOGOTÁ
2010
ii
DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DE UNA ANTENA SINTONIZABLE EN FRECUENCIA CENTRAL
HECTOR FABIAN GUARNIZO MENDEZ
TRABAJO DE TESIS PARA OPTAR POR EL TÍTULO DE
MAGÍSTER EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA Y DE COMPUTADORES
ASESORES
Juan Carlos Bohórquez Ph.D.
Néstor Peña Traslaviña Ph.D.
UNIVERSIDAD DE LOS ANDES FACULTAD DE INGENIERÍA
DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA ELECTRÍCA Y ELECTRÓNICA BOGOTÁ
2010
iii
A Dios por cuidarme
y guiar mis pasos.
A mis padres
María Licenía y Dimas
porque gracias a Ellos
soy un gran Profesional,
a ellos les debo lo que soy.
A mi padre Dimas, porque
aparte de ser mi Padre es
mi mejor Amigo.
A mi Hermano Nelson Fidel
Por Su apoyo incondicional.
A mi esposa Luz Angela
Y mi hijo Sebastian
por todo su amor y
apoyo incondicional.
iv
AGRADECIMIENTOS
A los profesores Juan Carlos Bohórquez y Néstor Peña Traslaviña por
brindarme la oportunidad de formar parte y trabajar con el grupo GEST en este
proyecto, por todo su apoyo, motivación, compromiso y dedicación en la
realización del proyecto.
A la Universidad de los Andes y los profesores de la Maestría en Ingeniería
Electrónica y de Computadores, quienes me formaron durante esta etapa de mi
vida.
Finalmente quiero agradecer a mi Madre, a mi Padre, a mi esposa y mi hijo por
su apoyo incondicional y motivación durante mis estudios. A ellos dedico este
trabajo.
Hector Fabian Guarnizo Mendez Bogotá, marzo de 2010.
v
TABLA DE CONTENIDO
INTRODUCCIÓN .......................................................................................................................... 9
1. DEFINICIÓN DEL PROBLEMA .......................................................................................... 13
1.1 ESTADO DEL ARTE ...................................................................................................... 14
2. DISEÑO ............................................................................................................................... 19
2.1 SELECCIÓN DEL MODO DE OPERACIÓN .................................................................. 19
2.2 FRECUENCIA DE CORTE Y DIMENSIONES FÍSICAS DE LA CAVIDAD................... 21
2.3 DISEÑO FILTRO ORDEN 1 ........................................................................................... 25
2.4 DISEÑO ANTENA .......................................................................................................... 28
3 PRINCIPIO DE SINTONIZACIÓN ...................................................................................... 30
4 RESULTADOS SIMULADOS Y MEDIDOS ....................................................................... 36
CONCLUSIONES ....................................................................................................................... 40
BIBLIOGRAFIA .......................................................................................................................... 41
vi
LISTA DE TABLAS
Tabla I Resumen Características de las antenas ........................................................................... 11
Tabla II Dimensiones Filtro de primer orden ................................................................................... 26
Tabla III Parámetros y Ancho de Banda ..................................................................... 26
Tabla IV Dimensiones físicas antena 1, en configuración 1 .............................. 31
Tabla V Dimensiones físicas antena 2, en configuración 2 ................................. 32
Tabla.VI Dimensiones físicas antena 1, .................................................................. 34
Tabla.VII Dimensiones físicas antena 2, .................................................................. 35
Tabla. VIII Parámetros antena sintonizable configuración 1 ......................................................... 37
Tabla. IX Parámetros antena sintonizable configuración 2 ........................................................... 37
vii
LISTA DE FIGURAS
Fig.1 Esquematico de un actuador MEMS con un elemento patch antena [4] ..... 14
Fig.2 Frecuencia reconfigurable patch antena con 2 actuadores MEMS
independientes L = 80 m , W = 50 m , a = 2600 m ,
b = 1500 m [6] ................................................................................................. 15
Fig. 3. Estructura de una antena de microcintas típica.[25] .................................. 17
Fig 4. Antena reconfigurable fractal de Sierpinski [26] ......................................... 18
Fig.6 Pérdidas en la pared metálica en función de la frecuencia y
del modo de resonancia . ......................................................................... 21
Fig.8 Proximidad de los modos posibles en relación al modo para la
cavidad en función de la diferencia , . ...................................... 22
Fig.9 Cercanía entre el modo fundamental y los modos más próximos en función
de la diferencia , . ................................................... 23
Fig.10 ancho y largo de la cavidad en función de la diferencia , 23
Fig.11 Proximidad de los modos posibles en relación al modo TE101 para la
cavidad en función de la diferencia , ...................................... 24
Fig.12 Cercanía entre el modo fundamental y los modos más próximos en función
de la diferencia = 0.586 GHz, ................................................... 24
Fig.13 ancho y largo de la cavidad en función de la diferencia 25
Fig.14 Cavidad con dos accesos implementados por medio de líneas transmisión
de guía de ondas CPW y sus respectivas dimensiones. ..................................... 25
Fig.15 Parámetros del filtro ............................................................................... 26
Fig.16 VSWR del resonador ................................................................................ 26
Fig.17 Distribución de líneas de corriente a la frecuencia central del filtro en la
cara superior. ....................................................................................................... 27
Fig.18 Magnitud de campo eléctrico a la frecuencia central del filtro en el
dieléctrico. ........................................................................................................... 27
Fig.19 Magnitud de campo magnético a la frecuencia central del filtro en el
dieléctrico. ........................................................................................................... 28
Fig.20 Vista en 3D del circuito implementado. ..................................................... 28
Fig.21 Configuraciones serpenteantes para la línea ranura. ................................ 29
Fig.22 Distribución de líneas de corriente en cara inferior de la caridad para .. 29
Fig.23 antena configuración 1, ....................................................... 31
Fig.24 Antena configuración 2, ...................................................... 32
viii
Fig. 25 configuración 1, frecuencia central 4.88 GHz, longitud eléctrica
34.1mm. .............................................................................................................. 32
Fig. 26 configuración 2, frecuencia central 5.84 GHz, longitud eléctrica
25 mm. ................................................................................................................ 32
Fig. 27 Configuraciones 1 y 2 integradas. ........................................................... 33
Fig. 28 Antena 1 con separación de 0.1mm entre la configuración 1 y las líneas
ranura de la configuración 2. ............................................................................... 33
Fig. 29 Antena 2 con separación de 0.1mm entre la configuración 2 y las líneas
ranura de la configuración 1. ............................................................................... 33
Fig.30 Antena configuración 1, ....................................................... 34
Fig.31 Antena configuración 2, ....................................................... 35
Fig. 32 Fotografía de la antena con configuración 1 (a) cara superior, (b) cara
inferior ................................................................................................................. 35
Fig. 33 Fotografía de la antena con configuración 2 cara inferior. ....................... 36
Fig.34 Parámetro S11 simulado y medido antena sintonizable configuración 1 y 2
............................................................................................................................ 38
Fig.35 Patrón de radiación medido, simulado y polarización cruzada simulada,
antena sintonizable configuración 1, . ............................................. 38
Fig.36 Patrón de radiación y polarización cruzada simulados, antena sintonizable
configuración 2, . ............................................................................. 39
9
INTRODUCCIÓN
Los nuevos sistemas de comunicación móviles proporcionan una amplia
variedad de servicios de voz de alta calidad y alta definición de video, a través
de una alta tasa de transmisión en canales inalámbricos en cualquier lugar del
mundo. La alta tasa de transmisión requiere un suficiente ancho de banda para
alcanzar las tasas de transmisión requeridas en las redes de banda ancha, en
donde se requiere disponer de un ancho de banda grande o amplio, el cual sólo
se puede obtener si se trabaja a muy altas frecuencias: bandas centimétricas o
milimétricas. Este ancho de banda puede ser alcanzado en bandas de
frecuencia tales como microondas y banda Ka [1].
“La administración y el uso que hacen las tecnologías del espectro, se vuelve
un tema crítico tanto para el direccionamiento de esfuerzos en investigación y
desarrollo, como en aspectos comerciales y regulatorios. La causa del
problema se encuentra en la competencia que hay entre las redes para obtener
el acceso a un recurso compartido como es el espectro” [2].
Dentro de este contexto una antena sintonizable en varias bandas de
frecuencias es un reto importante, siendo una antena sintonizable una
posible solución para un uso eficiente del espectro y que permite a los
operadores explotar las ventajas de cada sistema de comunicación acorde a
las necesidades del usuario [3].
Diferentes contribuciones se encuentran en esta área. En [4] se presenta una
antena ranura sintonizable en frecuencia y cuyo control es dado por diodos
PIN. La antena consta de ranuras con diferentes dimensiones, con los diodos
PIN ubicados en las ranuras angostas se controla la sintonización en
frecuencia mediante el cambio de estado (on / off) de los diodos PIN. La antena
ranura tiene una frecuencia central de 3.45 GHz y es sintonizada a 3.91 GHz
(13.33 %) y 4.42 GHz (28.12 %) por el cambio de estado (on / off) de los diodos
PIN.
En [5] se muestra una nueva antena sintonizable mediante el control de la
rotación de la excitación. El principio de excitación gira alrededor del control de
la rotación de las ranuras ubicadas en el parche de una antena microcinta. Con
10
la rotación de las ranuras se logra rotar la excitación de la antena obteniendo
como resultado una sintonización en frecuencia de 3.35 GHz a 4.9 GHz (46 %).
En [6] se muestra una antena ranura anular sintonizable en frecuencia usando
diodos PIN. La antena tiene una frecuencia central de 5.8 GHz, al modificar el
circuito de adaptación mediante el cambio de estado (on/off) de los diodos la
antena es sintonizada a una frecuencia de 5.2 GHz (-10 %) y a una frecuencia
de 6.4 GHz (10 %).
En [7] se presenta el diseño de una antena ranura sintonizable, en frecuencia
de 561 MHz a 950 MHz (6,93 %). La antena es sintonizada electrónicamente
por el cambio de la longitud eléctrica efectiva de la antena mediante el uso de
interruptores colocados a lo largo ésta.
En [8] se muestra una antena sintonizable fabricada en Silicio ajustada a un
sistema en chip (Fitting SOC Miniature). La sintonización en frecuencia es
controlada mediante un sistema micro electromecánico (MEMs). Para esta
antena es lograda una sintonización en frecuencia de 34.9 GHz y a 27.7 GHz
(- 26%).
En [9] se presenta una antena ranura anular sintonizable en frecuencia. La
antena tiene dos ranuras concéntricas las cuales son activadas una a la vez
mediante el cambio de estado (on/off) de los diodos PIN para lograr la
sintonización en frecuencia. La antena presentada tiene una frecuencia central
de 2.4 GHz y es sintonizada a 5.3 GHz (121 %). En [10] es expuesta una
antena serpinski reconfigurable sobre un sustrato orgánico flexible y con una
nueva técnica de polarización dc. En este trabajo la antena es sintonizada en
2.5 GHz, 5.9 GHz (136 %), 10 GHz (300 %) y 17 GHz (580 %), al variar la
configuración de la antena mediante el uso de sistemas micro
electromecánicos (MEMs).
Otra aproximación hace uso de los avances en la implementación de nuevas
tecnologías para circuitos pasivos, la cual ha permitido el desarrollo de
cavidades integradas al sustrato y cuya implementación es compatible con
procesos de fabricación estándar de tarjetas de circuitos impresos (PCBs) [11].
En esta tecnología se han implementado topologías de guía de ondas
11
integradas al sustrato, al incorporar la guía de ondas dentro del sustrato, las
paredes eléctricas laterales son construidas mediante el uso de postes
metálicos periódicos. La cavidad es acoplada a una línea de acceso
microcinta, resultando una cavidad plana con un alto factor de calidad (Q)
compatible con tecnología PBCs estándar y con técnicas de montaje superficial
[12] –[14]. Con base en esta tecnología se expone un nuevo método de diseño
de una antena ranura plana integrada al sustrato de soporte (cavity backed
planar slot antenna).
Esta antena está conformada por una línea de acceso en la cara superior de
la antena una transición de línea microcinta a una línea de transmisión de guía
de ondas coplanar (CPW). En la cara inferior de la cavidad se encuentra el
elemento radiador constituido por una línea ranura. La antena presentada tiene
un ancho de banda del 1.7%, ganancia de 5.4 dBi y -19 dB de máxima
radiación de polarización cruzada [15]. En [16] es expuesta una técnica para
reducir las dimensiones del elemento radiador y obtener un tamaño reducido
de la antena apertura en cavidad (cavity-backed slot antenna -CBSA). La parte
metálica que tradicionalmente se encuentra alrededor de la ranura es
reemplazada con líneas microcinta paralelas serpenteadas.
El volumen global de la cavidad es reducido en un 65 % sin alterar el patrón de
radiación de la antena, presenta además una baja relación de onda
estacionaria (voltage standing- wave ratio -VSWR) y bajos niveles de radiación
de polarización cruzada.
Tabla I Resumen Características de las antenas
Referencia ∆ f GHz
Variación Ancho de banda
Variación patrón de radiación
[3] 0.460, 0.970
2.0 %, 4.4 %
[4] 1.550 3.0 % [5] 0.600 3.5 % No [6] 0.389 2.0 % Si [7] 7.200 10.5 % No [8] 2.900 11.0 % Si [9] 3.400,7.500,
14.500 10.0 % No
12
En la Tabla I se presentan de manera comparativa las 7 antenas referenciadas
anteriormente, las cuales tienen en común que al hacer la variación en
frecuencia, presentan también variación en su ancho de banda entre un 2 %
y un 11 %. En dos de las antenas presentadas hay variación en su patrón de
radiación, el cual representa una variación en la directividad de la antena y por
ende en la ganancia. Los principios utilizados para lograr la variación en
frecuencia son la variación de la longitud eléctrica efectiva, la rotación indirecta
de la excitación, la modificación del circuito de adaptación, la activación
alternada de los elementos radiantes y la variación de la geometría de la
antena. Los elementos utilizados para controlar la variación en frecuencia son
los diodos PIN, sistemas microelectromecánico y interruptor.
El trabajo desarrollado se espera sea una contribución original, dado que en la
literatura revisada sólo se ha encontrado un trabajo similar y la antena
presentada en este trabajo además de ser integrada al sustrato, es
sintonizable en frecuencia central y es compatible con tecnologías planas. Este
trabajo parte del desarrollo realizado en el marco del curso taller de
comunicaciones [17]. El aporte de esta tesis es la consolidación del algoritmo
de diseño y la propuesta y validación de un principio de sintonización en
frecuencia.
13
1. DEFINICIÓN DEL PROBLEMA
En los últimos años se ha generado un incremento considerable en la
utilización de tecnologías inalámbricas debido a los usuarios, en ambientes de
aplicación que van desde el militar hasta el académico e investigativo pasando
por la salud, comercio y negocios. La administración del espectro y el uso que
hacen las tecnologías de él, se vuelve un tema crítico tanto para el
direccionamiento de esfuerzos en investigación y desarrollo, como en aspectos
comerciales y regulatorios. La causa del problema se encuentra en la
competencia que hay entre las redes para obtener el acceso a un recurso
compartido como es el espectro. [18]
El actual espectro electromagnético ha sido definido por los organismos
reguladores, por bandas de asignación, razón por la cual es de gran
importancia lograr dispositivos de comunicación inalámbricas que puedan
adaptarse a diferentes frecuencias y de manera exacta, con el objetivo de
lograr la sintonía según sea la necesidad especifica del momento [18]. Debido
a la falta de dispositivos de pequeño volumen que funcionen a varias
frecuencias, se han realizado investigaciones en el desarrollo de nuevos
dispositivos que permitan, ya sea adaptar el ancho de banda de la antena o
bien desarrollar antenas que puedan reconfigurarse para pasar de una
frecuencia a otra.[19]
Las antenas reconfigurables se presentan como una posible solución a este
problema y debido a su selectividad con respecto a su frecuencia de
funcionamiento y polarización han tenido mucha atención en las recientes
investigaciones sobre sistemas de comunicaciones inalámbricos [19].
El objetivo es implementar un diseño que ayude a solucionar esta problemática
y que sea compatible con tecnología plana para microondas debido a las
ventajas que ésta posee, tales como:
14
Fabricación en serie, debido a técnicas de fotograbado, rediciendo costos
Reducción del tamaño y peso global del sistema, debido a su compatibilidad con tecnología plana. [20]
1.1 ESTADO DEL ARTE
En los últimos años los MEMS (microelectromechanical Systems) basados en
dispositivos de conmutación y accionamiento han surgido como una alternativa
viable de dispositivos de control de estado sólido en sistemas de microondas.
Los MEMS ofrecen las siguientes ventajas:
significativa reducción en pérdidas de inserción
Consumo insignificante de potencia durante la operación.
Alta linealidad, comparado con dispositivos semiconductores.
También ha sido demostrado que los MEMS basados en conmutadores y
accionadores pueden mejorar el rendimiento de las antenas [21]; en la Fig. 1 y
Fig.2 se muestran dos topologías, en donde en la Fig. 1 se tiene una antena
Patch con 2 actuadores MEMS independientes y en la Fig. 2 se tiene el metal
de paso elevado (Overpass) es libre de moverse hacia arriba y hacia abajo y es
accionado por una fuerza electrostatica de atracción establecida por un voltaje
aplicado entre el paso elevado (Overpass) y el metal stub.
Fig.1 Esquemático de un actuador MEMS con un elemento patch antena [4]
15
Fig.2 Frecuencia reconfigurable patch antena con 2 actuadores MEMS independientes L = 80 m , W = 50 m , a = 2600 m , b = 1500 m [6]
Con la demanda cada vez mayor de comunicaciones inalámbricas fiables, la
necesidad de un uso eficiente del espectro electromagnético va en aumento.
En modernos sistemas inalámbricos señales de espectro extendido se utilizan
para suprimir los efectos perjudiciales de la interferencia de otros usuarios que
comparten el mismo canal (ancho de banda)en un sistema de comunicación de
múltiple acceso y autointerferencia debida a la propagación multitrayecto.
También las señales de espectro extendido se utilizan para asegurar el
mensaje en presencia de los oyentes no deseados y reducir los efectos de
perturbación (jammers) de la comunicación. Una característica común de
señales de espectro extendido es su relativamente alto ancho de banda. Esto
es especialmente cierto en los sistemas de comunicación de frecuencia de
salto de espectro extendido (frequency-hopped spread spectrum
communications system). En los sistemas de frecuencia de salto de espectro
extendido (frequency-hopped spread spectrum system) un relativamente
grande número de frecuencias extendida de ranuras contiguas a lo largo de un
relativamente gran ancho de banda se utilizan para transmitir intervalos de la
señal de información. La selección de la frecuencia de la apertura para cada
intervalo de señal es de acuerdo a un pseudo-aleatorios patrón conocido por el
receptor.
16
Las técnicas utilizadas para hacer una antena de tamaño pequeño, por lo
general hacen antenas de banda angosta. Para hacer antenas de tamaño
miniatura compatible para un sistemas de frecuencia de salto de espectro
extendido (frequency-hopped spread spectrum system), se puede considerar
una reconfigurable antena de banda angosta que sigue el pseudo-aleatorios
patrón de frecuencia de salto (frequency-hopped) de modulación.
En comparación con las antenas de banda ancha, las antenas reconfigurables
ofrecen las siguientes ventajas: 1) tamaño compacto, 2) la similar patron de
radiación y ganancia para todas las bandas de frecuencias diseñadas, y 3)
selectividad de frecuencia útil para reducir los efectos adversos de interferencia
co-sitio y ruidos.
En los últimos años, las antenas reconfigurables han recibido importante
atención por su aplicación en comunicaciones, vigilancia electrónica y
contramedidas de la adaptación de sus propiedades para lograr la selectividad
en frecuencia, ancho de banda, polarización y ganancia. En particular, los
estudios preliminares han sido llevados a cabo para demostrar las
características de sintonización electrónica para diferentes estructuras de
antena. Se ha demostrado que la frecuencia de operación o el ancho de banda
de frecuencia de resonancia de las antenas se puede variar cuando un
mecanismo de ajuste se introduce[22].
Reconfigurables antenas multibanda de array graduales (multi-band phased-
array antenas) están recibiendo mucha atención últimamente debido a la
aparición de MEMS de RF (micro-electro-mecánicos sistemas) interruptores.
Un MEMS de conmutación de reconfigurable antena multi-banda es uno que
pueden ser reconfigurados dinámicamente dentro de unos pocos
microsegundos para servir diferentes aplicaciones en drástica diferentes
frecuencias de bandas, tales como las comunicaciones en banda L (1-2 GHz) y
radar de apertura sintética (SAR) en banda X (8-12.5 GHz). La Fuerza Aérea
también utiliza estas frecuencias tanto en tierra y en vuelo continuo indicación
17
de movimiento (GMTI / AMTI) a estas frecuencias con el fin de detectar objetos
en movimiento como vehículos sobre el terreno y bajo observación aérea.
El interruptor RF MEMS es atractivo porque logra excelentes características de
conmutación a través de una banda muy amplia (DC-40 GHz y más alta).
Aunque existe actualmente una enorme cantidad de investigación en
dispositivos RF MEMS dispositivos, la fiabilidad y el diseño constructivo de los
interruptores siguen siendo problemáticas. LOs interruptores son también
limitados en su capacidad de manejo de energía.[23]
Debido a la sencillez en su implementación usando técnicas de circuito
impreso, la tecnología de microcintas para la fabricación de circuitos de
microondas y antenas se es un desarrollo fundamental en este campo, debido
también a su adaptabilidad, bajos costos y robustez, han favorecido su
utilización en aplicaciones satelitales, espaciales de aviación y militares,
radares, alarmas, sistemas biomédicos, y comunicaciones móviles e
inalámbricas entre otras.[24]; la Fig. 3 muestra una estructura de una antena de
microcintas tipica.
Fig. 3. Estructura de una antena de microcintas típica.[25]
Siendo un arreglo de antenas un set de elementos de antena, distribuidos
espacialmente en lugares conocidos con respecto a un único punto de
referencia fijo.
Se han llevado a cabo nuevas investigaciones para lograr arreglos fractales de
antenas inteligentes [19]. Obteniéndose diferentes patrones de radiación que
18
mediante reconfiguración operan sobre diferentes bandas; en la Fig. 4 se
muestra una antena reconfigurable fractal de Sierpinski.
Fig 4. Antena reconfigurable fractal de Sierpinski [26]
19
2. DISEÑO A continuación se procede a detallar el proceso de diseño para cada uno de
los elementos constitutivos de la antena sintonizable en frecuencia. En
particular se detalla el diseño de la cavidad, del acople de entrada, del
elemento radiador y finalmente se expone el principio de sintonización. Se
inicia la siguiente sección con la selección del modo de resonancia.
2.1 SELECCIÓN DEL MODO DE OPERACIÓN
El diseño parte de conformar una cavidad a partir de una guía de ondas
delimitada por dos muros metálicos en los planos transversales. El modo de
propagación de la guía de ondas se definió con la caracterización del ancho
(a) de una guía de ondas rectangular en función de la frecuencia de corte
de la guía (1) [29]. La Fig.5 muestra el ancho (a) de la guía rectangular en
función de la frecuencia de corte y del modo de propagación. Se observa que
en el modo se obtiene el valor del ancho más pequeño posible
independientemente de la frecuencia de corte.
Fig.5 (a) Configuración geométrica de la guía de ondea rectangular. (b) Ancho de la guía (a) en
función de la frecuencia de corte y de los modos de propagación.
da
hx
z
y
Sustrato Duroid 5880
a
hx
z
y
Sustrato Duroid 5880εr = 2.2 h = 1.6mm
10 15 20 25 30 35 40 45 500
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
Modo TE nm
a
[mm
]
Fc=4.7GHz
Fc=4.1GHz
Fc=3.7GHz
Fc=2.1GHz
20
Después de determinado el modo de propagación para la guía de ondas (modo
), debido a que la potencia disipada en el dieléctrico es constante y
despreciable en comparación con la potencia disipada en la paredes metálicas
de la cavidad, el modo de resonancia de la cavidad es determinado a partir de
esta potencia disipada en función del modo ( ), y la frecuencia de corte.
La potencia disipada en las paredes metálicas de la cavidad se expresa en
función del modo de resonancia y de los parámetros físicos de la cavidad (2)
[29], donde es la resistencia superficial de las paredes metálicas (3), es la
conductividad del metal, es la permeabilidad del vacío, es el valor inicial
del campo eléctrico, es la longitud de onda en vacío (4), η es la impedancia
intrínseca del medio (5). Se fija a = 25.9 mm para una frecuencia de corte de
4GHz (Fig.7) y d varía de acuerdo al algoritmo expuesto en la Fig.7. Las curvas
de potencia disipada son mostradas en la Fig.6. Donde se observa que para el
modo se obtienen las menores pérdidas en las paredes metálicas. Por
esta razón se elige el modo como el modo de resonancia de la cavidad.
(3)
(4)
(5)
21
Fig.6 Pérdidas en la pared metálica en función de la frecuencia y
del modo de resonancia .
2.2 FRECUENCIA DE CORTE Y DIMENSIONES FÍSICAS DE LA CAVIDAD
Una vez definido el modo de resonancia de la cavidad rectangular, se procede
a determinar la frecuencia de corte ( de la guía de ondas, siendo la
frecuencia de resonancia = 5 GHz. Obtenida la constante de propagación
se obtiene el valor de la longitud de onda guiada ( ). Conocida ,
se calcula la longitud de la cavidad (d ) para operar en el modo fundamental
(7). El procedimiento se muestra en la Fig.7. En el algoritmo expuesto en
la Fig.3 se varía.
Frecuencia de resonancia (
del modo = 5 GHz
Fig.7 Procedimiento para obtener las dimensiones físicas de la cavidad.
da
hx
z
y
22
En la Fig.8 se observa la cercanía existente entre el modo fundamental
y los posibles modos de resonancia para la cavidad en función de la diferencia
. Para obtener esta curva utilizando (6) [29] se mantiene constante en
5 GHz y se varía en el algoritmo expuesto en la Fig.7. En la figura.8 se
observa que los modos y son los modos más próximos al modo
.
A continuación se analizaron los modos presentes cerca de la resonancia. La
proximidad depende directamente de la diferencia . Por consiguiente este
parámetro y las dimensiones físicas de la cavidad, pudieron ser optimizados
para una respuesta fuera de banda lo más limpia posible.
Fig.8 Proximidad de los modos posibles en relación al modo para la cavidad en
función de la diferencia , .
La información contenida en la Fig.8 fue sintetizada en la Fig.9, la cual muestra
la distancia en frecuencia de resonancia entre el modo y la frecuencia del
modo más cercano, en función de la diferencia .
En la parte izquierda de la Fig.9, antes de la máxima diferencia, el modo
es el modo más cercano al modo . En la parte derecha de la Fig.9, el
modo más cercano es el modo . En la Fig.9 se observa que para tener la
23
respuesta fuera de banda lo más limpia en el modo , la diferencia
debe ser de 1.47 GHz.
Fig.9 Cercanía entre el modo fundamental y los modos más próximos en función de la diferencia , .
Fig.10 ancho y largo de la cavidad en función de la diferencia ,
En la Fig.10 se graficaron el ancho (a) y el largo (d) de la cavidad en función de
la diferencia . En donde se observa que para una diferencia de
1.47 GHz se obtienen los valores óptimos para las dimensiones (a) y
(d).Obtenidas las dimensiones físicas de la cavidad y la frecuencia de corte de
la cavidad se procedió al diseño de un filtro de orden 1, con el fin de validar el
correcto funcionamiento de la cavidad.
El mismo proceso de diseño se realizó para una cavidad con 2 GHz. En la
Fig.11 se muestra la proximidad de los modos posibles más cercanos al
modo fundamental para la cavidad en función de la diferencia .
24
Fig.11 Proximidad de los modos posibles en relación al modo TE101 para la cavidad en
función de la diferencia ,
Para este segundo diseño (2GHz) en la Fig.12 se graficó la distancia en
frecuencia entre el modo y el modo más cercano, en función de la
diferencia .
En la Fig.12 se observa que para tener una buena respuesta en el modo
la diferencia debe ser de 0.586 GHz. En la Fig.13 se graficaron el ancho
(a) y el largo (d) de la cavidad en función de la diferencia . En donde se
observa que para una diferencia de 0.586 GHz se obtienen los valores
optimos para las dimensiones (a) y (d).Obtenidas las dimensiones físicas de la
cavidad y la frecuencia de corte de la cavidad se procedió al diseño de un filtro
de orden 1, con el fin de validar el correcto funcionamiento de la cavidad.
Fig.12 Cercanía entre el modo fundamental y los modos más próximos en función de la diferencia = 0.586 GHz,
25
Fig.13 ancho y largo de la cavidad en función de la diferencia
2.3 DISEÑO FILTRO ORDEN 1
Para validar el diseño de la cavidad se procedió a diseñar un filtro de primer
orden cuyo acceso se realiza por medio de una línea de transmisión de
guía de ondas coplanar (CPW) eléctricamente corta. La cavidad se excita por
medio de una CPW con el fin de mantener la cavidad lo menos perturbada
posible y minimizar las perturbaciones externas, para podernos concentrar en
la respuesta del filtro (Fig.14).
Fig.14 Cavidad con dos accesos implementados por medio de líneas transmisión de guía de ondas CPW y sus respectivas dimensiones.
yx
z
Savl 3
Savl 7
Savl 6
Savl 5
Savl 4
Savl 2
|Savl 1
w1
w
Savl 8
x
y
yx
z
Savl 3
Savl 7
Savl 6
Savl 5
Savl 4
Savl 2
Savl 1
Savl 8
x
yεr = 2.2 tan δ = 0.0009
f0 = 4.92 GHz.
Sustrato Duroid 5880
26
Tabla II Dimensiones Filtro de primer orden
Savl 1 11 mm Savl 5 0.35 mm
Savl 2 4.3 mm Savl 6 2.4 mm
Savl 3 4.3 mm Savl 7
5.5 mm
Savl 4 1.1 mm Savl 8 11 mm
W 1 28.6 mm W 31.48 mm
Los parámetros de repartición [S] obtenidos se muestran en la Fig.15, en donde
se observa que los parámetros son iguales a los parámetros ,
resultado correcto dado que el filtro es simétrico y pasivo. En la Fig.16 se
presenta el VSWR para el resonador en donde para la frecuencia de
resonancia 4.92 GHz el valor de la relación de onda estacionaria es 24.5.
Fig.15 Parámetros del filtro
Tabla III Parámetros y Ancho de Banda
dB
Ancho de Banda MGz
4.92 GHz -38.2 390 7.9 %
Fig.16 VSWR del resonador
27
También se obtuvieron el factor de calidad externo ( (5) siendo el rango
de frecuencia alrededor de para el cual se produce una inversión de fase de
l80° del parámetro del resonador cargado ( (7) y en vacio ( (6) para
el filtro [30].
(5)
(6)
(7)
Siendo = 24.5 se obtuvo:
= 17 = 416.5 = 16.3
Siendo este elevado en comparación, con el para líneas microcinta en
tecnología plana que está alrededor de 100.
En la fig.17 se observa que el filtro tiene una distribución radial de corrientes
radiales. En las fig.18 se observa que el filtro sólo tiene una variación de
en X y en Y validado de ésta forma el modo .
Fig.17 Distribución de líneas de corriente a la frecuencia central del filtro en la cara superior.
Fig.18 Magnitud de campo eléctrico a la frecuencia central del filtro en el dieléctrico.
x
y
28
Fig.19 Magnitud de campo magnético a la frecuencia central del filtro en el dieléctrico.
2.4 DISEÑO ANTENA
Una antena ranura es usualmente analizada como un dipolo magnético
resonante equivalente cuya primera resonancia ocurre en una longitud total de
λ / 2. La antena se adiciona a la cavidad usando una ranura serpenteada en la
parte inferior, de forma tal que su longitud sea cercana a λ / 2 (Fig.20 y 21).
Para entender el principio de radiación en la antena ranura serpenteada, es
importante comprender la distribución de la densidad de corriente eléctrica
cerca de la ranura y en la cavidad. En la ranura existen dos componentes de
corriente: la primera es paralela a la ranura y la segunda es perpendicular a la
ranura. La componente paralela circula alrededor de la ranura y es la
responsable de la resonancia (Fig.22). La segunda componente, la
perpendicular, es la responsable de la radiación (Fig. 22).
Fig.20 Vista en 3D del circuito implementado.
x y
z
Cara superior
Linea de
alimentación
Ranuras
serpenteadas
Cara inferior
Substrato
Postes
metálicos
periodicos
Ranuras de
acople
29
Configuración 1 Configuración 2
Fig.21 Configuraciones serpenteantes para la línea ranura.
Fig.22 Distribución de líneas de corriente en cara inferior de la caridad para .
z
yx
Parte serpenteada
larga
Ranura
perpendicularParte serpenteada
corta
yParte serpenteada
larga
Ranura
perpendicularParte serpenteada
corta
yx
y
30
En la cavidad el flujo de corriente a través de la cara superficial presenta un
máximo en la intersección con la línea de acceso. En la cara inferior de la
cavidad el flujo de corriente tiene la misma magnitud que el de la cara superior,
pero estas dos componentes están desfasadas 180°. El punto inicial de la
antena ranura serpenteante es el punto de corriente máxima de la cavidad.
Esto es porque en el extremo corto de la línea ranura, la corriente fluye a través
de la superficie metálica alrededor de la ranura final y la energía magnética
almacenada es apreciable en la terminación [26]. La línea ranura serpenteada
tiene una longitud total λ / 2 se dobla para encajar en el ancho de la cavidad,
y es terminada en una ranura perpendicular (Fig.21). La ranura perpendicular
es usada para cargar inductivamente la antena ranura [27] (Fig. 21).
Experimentalmente se encontró que para la parte serpenteada más larga la
longitud es alrededor de λ/16 (Fig.21) y para la parte corta la longitud es
alrededor de λ/32 (Fig.21). El ancho de la ranura serpenteada es igual a λ/100.
El ancho de la ranura serpenteada junto con el acople externo permite controlar
el ancho de banda de la antena.
3 PRINCIPIO DE SINTONIZACIÓN
El principio de sintonización implementado consiste en la variación de la
longitud eléctrica de la ranura, colocada en la parte inferior de la cavidad
(Fig.20).
Se realizaron dos configuraciones de línea ranura serpenteada, la
configuración 1 fue diseñada para una frecuencia de 4.88 GHz (Fig. 21) y
la configuración 2 fue diseñada para una frecuencia de 5.84 GHz (Fig.21). Los
diseños de las líneas ranuras serpenteadas para la configuración 1 y 2 fueron
hechos con el objetivo, que al ser integradas en un mismo sustrato fuesen
compatibles en su configuración a 4.88 GHz.
La Fig.23 muestra el diseño final de la antena integrada al sustrato para la
configuración 1 y en la TABLA IV se presentan las especificaciones de la
antena. La longitud promedio de la línea ranura serpenteada es de 34.1 mm.
31
En la Fig.24 se presenta el diseño final de la antena a 5.84 GHz
integrada al sustrato para la configuración 2 y en la TABLA V se presentan las
especificaciones de la antena. La longitud promedio para la longitud línea
ranura serpenteada es de 25 mm.
Con el diseño final de la configuración 1 con una frecuencia central 4.88 GHz
(Fig.25) cuyas dimensiones físicas se presentan en la TABLA IV y con el diseño
final de la configuración 2 con una frecuencia central 5.84 GHz (Fig.26) cuyas
dimensiones físicas se presentan en la TABLA V, se integraron las dos
configuraciones (Fig. 27), con el objetivo de lograr la sintonización en
frecuencia.
Fig.23 antena configuración 1,
Tabla IV Dimensiones físicas antena 1, en configuración 1
Savl 1 2.38 mm Savl 7 2.35 mm Savl 13 4.3 mm
Savl 2 5.36 mm Savl 8 4.76 mm Savl 14 1.1 m
Savl 3 1.78 mm Savl 9 3.58 mm Savl 15 0.35 mm
Savl 4 5.76 mm Savl 10 11.15 mm Savl 16 2.4 mm
Savl 5 2.975 mm Savl 11 11 mm Savl 17 5.5 mm
Savl 6 5.16 mm Savl 12 4.3 mm Savl 18 10.95 mm
Saw 0.6 mm W 1 28.6 mm W 31.48 mm
z
yx
Savl 7
Savl 11
Savl 12 Savl 13
Savl 14
Savl 17
Savl 16
Savl 3
Savl 9
Savl 5
Savl 1
Savl 2
Savl 4 Savl 6
Savl 8
Savl 15
x
y
Saw
w
w1
Savl 10 Savl 18
Savl 7
Savl 11
Savl 12 Savl 13
Savl 14
Savl 17
Savl 16
Savl 3
Savl 9
Savl 5
Savl 1
Savl 2
Savl 4 Savl 6
Savl 8
Savl 15
x
y
Saw
w
w 1
Savl 18
Vista superior Vista inferior
Savl 10
32
Fig.24 Antena configuración 2,
Tabla V Dimensiones físicas antena 2, en configuración 2
Savl 1 2.38 mm Savl 6 1.2 mm
Savl 2 5.36 mm Savl 7 2.95 mm
Savl 3 2.38 mm Savl 8 4.76 mm
Savl 4 0.6 mm Savl 9 3.58 mm
Savl 5 1.775 mm
Fig. 25 configuración 1, frecuencia central 4.88 GHz, longitud eléctrica 34.1mm.
Fig. 26 configuración 2, frecuencia central 5.84 GHz, longitud eléctrica 25 mm.
Savl 1Savl 9
Savl 3
Savl 5
Savl 4
Savl 6
Savl 2 Savl 8
Savl 7
x
y
Savl 1Savl 9
Savl 3
Savl 5
Savl 4
Savl 6
Savl 2Savl 8
Savl 7
x
y
Vista superior
Savl 1Savl 9
Savl 3
Savl 5
Savl 4
Savl 6
Savl 2Savl 8
Savl 7
x
y
Vista superior
33
Fig. 27 Configuraciones 1 y 2 integradas.
Para lograr la sintonización en frecuencia de 4.88 GHz se dejo una separación
de 0.1 mm entre la configuración 2 y las líneas ranura que conforman la
configuración 1 (Fig. 28), representando esta separación el funcionamiento de
los estados (on/off) del diodo PIN.
Separación de 0.1 mm
Fig. 28 Antena 1 con separación de 0.1mm entre la configuración 1 y las líneas ranura de la
configuración 2.
Para lograr la sintonización en frecuencia de 5.84 GHz se dejó una separación
de 0.1 mm entre la configuración 1 y las líneas ranura que conforman la
configuración 2 (Fig. 29), representando esta separación el funcionamiento de
los estados (on/off) del diodo PIN.
Separación de 0.1 mm
Fig. 29 Antena 2 con separación de 0.1mm entre la configuración 2 y las líneas ranura de la
configuración 1.
Savl 1Savl 9
Savl 3
Savl 5
Savl 4
Savl 6
Savl 2Savl 8
Savl 7
x
y
Vista superior
Savl 1Savl 9
Savl 3
Savl 5
Savl 4
Savl 6
Savl 2Savl 8
Savl 7
x
y
Vista superior
Savl 1Savl 9
Savl 3
Savl 5
Savl 4
Savl 6
Savl 2Savl 8
Savl 7
x
y
Vista superior
34
Con el diseño de las dos antenas una con frecuencia central de 4.88 GHz y la
otra con frecuencia central 5.84 GHz, se procedió a integrar las dos
configuraciones en un solo sustrato Fig.30 y 31, en las Tabla.VI y VII se
presentan sus dimensiones físicas.
En el diseño final una línea microcinta de 50Ω es acoplada con la cavidad SIW
por medio de la longitud Cl (Fig. 30 y 31). Esta longitud se utilizó para convertir
el modo cuasi TEM de la microcinta al modo de la cavidad SIW, el
factor de calidad externo depende principalmente de la distancia Cl y del
ancho Cw. El circuito es mostrado en las Fig.30 y 31.
La sintonización electrónica se realizará mediante la implementación de diodos
PIN, debido a su confiabilidad, tamaño compacto, velocidad de conmutación y
pequeña resistencia y capacitancia en el estado ON y OFF respectivamente.
Vista inferior Vista superior
Fig.30 Antena configuración 1,
Tabla.VI Dimensiones físicas antena 1,
Savl 1 2.38 mm Savl 7 2.35 mm W 31.2 mm Savl 2 5.36 mm Savl 8 4.76 mm Cw 0.8 mm Savl 3 1.78 mm Savl 9 3.58 mm Cl 13.35 mm Savl 4 5.76 mm Savl 10 1.775 mm Cs 12.35 mm Savl 5 2.98 mm Savl 11 1.2 mm Sel 18.14 mm Savl 6 5.16 mm Lw 4.9 mm d 1 mm
Saw 0.6 mm LI 31.49 mm s 1.973 mm
S
Savl 9 Savl 1
Savl 6Savl 4
Savl 2
Savl 3Savl 11
Saw
Savl 7
Savl 10
Savl 8
Cs
Sel
Cl
LI
d
Cw
Lw
W
Vista superior
y
x
Savl 5
35
Vista inferior Vista superior
Fig.31 Antena configuración 2,
Tabla.VII Dimensiones físicas antena 2,
Savl 1 2.38 mm Savl 7 2.35 mm W 31.2 mm Savl 2 5.36 mm Savl 8 4.76 mm Cw 0.8 mm Savl 3 1.78 mm Savl 9 3.58 mm Cl 13.35 mm Savl 4 0.60 mm Savl 10 5.76 mm Cs 12.35 mm Savl 5 2.98 mm Savl 11 5.16 mm Sel 18.14 mm Savl 6 1.20 mm Lw 4.90 mm d 1 mm
Saw 0.60 mm LI 31.49 mm s 1.973mm
La fotografía de la antena con configuración 1 es mostrada en la Fig. 32 y la
fotografía de la cara inferior de la antena con configuración 2 es mostrada en
la Fig. 33.
(a) (b) Fig. 32 Fotografía de la antena con configuración 1 (a) cara superior, (b) cara inferior
S
Cs
Sel
Cl
LI
d
Cw
Lw
W
Savl 1
Savl 5
Savl 9
Savl 10
Savl 8
Savl 6Savl 3
Savl 11Savl 4Savl 2
Savl 7
Saw
y
x
Vista inferior
36
Fig. 33 Fotografía de la antena con configuración 2 cara inferior.
4 RESULTADOS SIMULADOS Y MEDIDOS
Tomando el diseño previamente descrito, la antena con la configuración 1, fue
construida usando el sustrato Duroid 5880 (εr =2.2, tan δ=0.0009, h=1.6 mm),
este prototipo fue medido en la cámara anecoica de la Universidad de los
Andes con los estándares ANSI/IEEE Std 149-1979.
Las dos antenas fueron diseñadas, fabricadas y medidas. La antena
sintonizable con configuración 1 fue diseñada para una frecuencia central
teórica de 5 GHz. De las simulaciones electromagnéticas que se realizaron con
Ansoft High-Frequency Structure Simulator (HFSS) se obtuvo una frecuencia
central de 4.88 GHz, la baja en frecuencia es debida a las pérdidas y
problemas de fabricación, tales como variación en las dimensiones físicas, un
ancho de banda en -10 dB de 1.14% (Fig.34), la ganancia obtenida para esta
configuración fue de 6.18 dB (Fig.35), un ángulo de apertura de -3 dB de 100° y
-49.2 dB de máxima radiación de polarización cruzada. Los resultados
obtenidos de las mediciones fueron una frecuencia central de 4.88 GHz , un
ancho de banda relativo en -10 dB de 1 % (Fig.34), y un ángulo de apertura de
-3 dB de 72° y la ganancia obtenida fue de 6.2 dBi (Fig.35), en la TABLA.VIII se
resumen los parámetros eléctricos simulados y medidos para la antena 1. Para
la antena sintonizable con configuración 2 los parámetros eléctricos simulados
37
obtenidos fueron una frecuencia central de 5.84 GHz, parámetro S11 de
-15.77dB y un ancho de banda del 1.2 % en -10 dB (Fig.34). La ganancia
obtenida para esta configuración fue de 6.09 dB, una polarización cruzad de
-29.53 dB y un ángulo de apertura de -3 dB de 120 ° (Fig.36), Los resultados
obtenidos de las mediciones para la configuración fueron una frecuencia central
de 5.77 GHz , un ancho de banda relativo en -10 dB de 1.2 % (Fig.34). En la
TABLA.IX se presentan los parámetros simulados y medidos para la antena 2.
Tabla. VIII Parámetros antena sintonizable configuración 1
Simulado configuración 1
Frecuencia
GHz
S11
dBi
Ancho de
Banda (%)
Polarización Cruzada
dB
Ganancia
dBi
FTBR
dBi
4.88 -27.00
1.14 -49.20 6.18 20.20
Medido Configuración 1
4.88 -12.00
1.00 6.20 22.00
Tabla. IX Parámetros antena sintonizable configuración 2
Simulado configuración 2
Frecuencia
GHz
S11
dBi
Ancho
de
Banda
(%)
Polarización
Cruzada
dB
Ganancia
dBi
FTBR
dBi
5.84 -
15.77
1.20 -29.53 6.09 29.90
Medido Configuración 2
5.77 -
14.14
1.20
En el diseño final de la antena integrada al sustrato la cavidad se incorporo
dentro del sustrato, reproduciendo las paredes eléctricas por medio de
postes metálicos periódicos. La distancia entre los postes metálicos debe
satisfacer las condiciones y [15], siendo su diámetro de 1
mm y la separación entre el centro de los postes de 1.97 mm (fig.32 y 33).
La transición de microcinta a una línea de transmisión de guía de ondas
coplanar (CPW), puedo ser diseñada, debido a que el campo eléctrico de la
microcinta y de la línea de transmisión de guía de ondas coplanar (CPW) tiene
38
la misma orientación, esta transición se utilizó en la cara superior de la
cavidad (Fig.30 y 31) [32].
Una línea microcinta de 50Ω es acoplada con la cavidad SIW por medio de la
longitud Cl. Esta longitud se utilizó para convertir el modo cuasi TEM de la
microcinta al modo de la cavidad SIW, el factor de calidad externo
depende principalmente de la distancia Cl y del ancho Cw. El circuito es
mostrado en las Fig.30 y 31.
Fig.34 Parámetro S11 simulado y medido antena sintonizable configuración 1 y 2
Fig.35 Patrón de radiación medido, simulado y polarización cruzada simulada, antena sintonizable configuración 1, .
4 4.5 5 5.5 6-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
Frecuencia [GHz]
S1
1 [
dB
]
S11 config. 1 medido
S11 config. 1 simulado
S11 config. 2 medido
S11 config. 2 simulado
- 45
-20
5
30
30
210
60
240
90
270
120
300
150
330
180 0
Patrón de radiación medido
Patrón de radiaciónsimulado
polarización cruzadasimulada
39
Fig.36 Patrón de radiación y polarización cruzada simulados, antena sintonizable configuración 2, .
-45
-20
5
30
30
210
60
240
90
270
120
300
150
330
180 0
Patrón de radiación Medido
Patrón de radiaciónSimulado
polarización cruzada simulada
40
CONCLUSIONES
En este trabajo se presentó una contribución que se espera sea original al
desarrollo de antenas sintonizables en frecuencia central y compatible con
tecnologías planas, manteniendo un buen desempeño en términos de eficiencia
de radiación.
La variación en frecuencia obtenida del 20 % se encuentra dentro del rango de
variaciones en frecuencia revisadas en la literatura por el autor, las cuales
están entre un 6.93% y un 50 %.
El ancho de banda obtenido no fue afectado fuertemente, siendo para la antena
con configuración 1 del 1% y para la antena con configuración del 1.2%, no
siendo afectada su directividad.
Dentro de lo investigado por el autor, sólo hay 1 antena integrada al sustrato,
pero esta antena no es sintonizable en frecuencia central, siendo la única la
presentada en este trabajo.
Actualmente el principio de sintonización está siendo sometido a la revista
AWPL (Antennas and Wireless Propagation letters).
La metodología de diseño y el principio de sintonización fueron validos
experimentalmente. La antena propuesta tiene la ventaja que puede ser
considerada como un resonador que puede ser integrado con filtros de orden
superior permitiendo el diseño de filtros con antena.
El ancho de banda puede ser variado al variar el ancho de la línea ranura y al
aumentar los caminos serpenteados.
41
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