TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG
KHOA CÔNG NGHỆ ĐIỆN TỬ VÀ TRUYỀN THÔNG
ThS. HOÀNG QUANG TRUNG
BÀI GIẢNG THÔNG TIN SỐ
(Lưu hành nội bộ)
THÁI NGUYÊN - 2011
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 2
CHƯƠNG 1. T NG UAN VỀ THÔNG TIN SỐ
1.1. SƠ LƯỢC VỀ LỊCH SỬ PHÁT TRIỂN THÔNG TIN SỐ
- Telegraph: Là hệ thống thông tin liên lạc bằng điện tín, đánh dấu sự phát
triển đầu tiên của hệ thống truyền thông điện. Đây là một hệ thống truyền
thông số. Truyền thông điện báo được khởi xướng bởi Samuel Morse và
được công bố vào năm 1837. Morse đã phát minh ra mã nhị phân có chiều
dài thay đổi bằng cách sử dụng chuỗi các dấu chấm (∙) và dấu gạch (-) (gọi
là các từ mã) để biểu diễn cho các mẫu tự alphabet của Tiếng Anh. Với mã
này, các mẫu tự trong bản tin xuất hiện với tần xuất nhiều hơn sẽ được biểu
diễn bằng các từ mã ngắn còn cac mẫu tự xuất hiện với tần xuất ít sẽ được
biểu diễn bằng các từ mã dài hơn. Cũng chính vì thế mà mã Morse là tiền
thân của các phương pháp mã hóa nguồn có chiều dài từ mã thay đổi.
ảng 1.1: Minh họa về mã Morse
ình 1.1. ệ thống thông tin Telegraph sử dụng dây dẫn
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 3
- Năm 1875: Gần 40 năm, sau thời kỳ của Morse, Emile audot đã đề xuất
một loại mã dành cho truyền thông điện tín trong đó các mẫu tự trong bảng
Alphabet Tiếng Anh được mã hóa bởi các từ mã nhị phân có chiều dài từ
mã cố định bằng 5. Với mã audot, các thành phần của từ mã nhị phân này
là các bit dấu “1” hoặc bit trống “0”.
ảng 1.2: Minh họa mã audot:
hư v y, Samuel Morse đã khởi xướng cho sự phát triển của hệ
thống truyền thông số bằng điện đầu tiên là hệ thống điện tín (Telegraphy),
cũng được xem như là truyền thông số hiện đại l c bấy giờ.
- Năm 1924: yquist đã t p trung vào việc xác định tốc độ truyền tín hiệu
tối đa có thể đạt được qua một kênh truyền điện tín với độ rộng băng kênh
cho trước mà không có nhiễu liên ký hiệu (ISI). Ông đã đưa ra được mô
hình toán học của một hệ thống truyền thông điện tín (Telegraph) trong đó
tín hiệu phát đi có dạng
tổng quát:
đó na là chuỗi d liệu nhị phân 1 được truyền với tốc độ
b1 T bit s . yquist đã xác định được dạng xung tối ưu có băng tần giới hạn
tới đảm bảo tốc độ bit tối đa mà không gây ra nhiễu ký hiệu (ISI) tại
các thời điểm lấy mẫu k T (trong đó 0, 1, 2,k ). ghiên c u này đã
đưa tới kết lu n rằng tốc độ truyền xung cực đại là 2W xung/giây và được
gọi là tốc độ yquist. ơn n a, tốc độ này có thể đạt được khi sử dụng các
xung sin 2 2g t Wt Wt , vì dạng xung này cho ph p khôi phục lại d
liệu mà không có ISI tại các thời điểm lấy mẫu.
n
n
s t a g t nT
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 4
ết quả nghiên c u của yquist là ph hợp với lý thuyết lấy mẫu đối
với các tín hiệu hạn băng do Shannon đưa ra vào năm 1948. hư v y, có
thể nói rằng các công trình nghiên c u của các tác giả nói trên đã đặt nền
móng cho sự phát triển của các hệ thống thông tin số hiện đại ngày nay.
1.2. HỆ THỐNG THÔNG TIN SỐ
1.2.1. Hi u về thông tin số
Trước hết ta cần hiểu khái niệm “số” (digital) ở đây có nghĩa là giá
trị rời rạc và có hàm ý rằng tín hiệu có một biến giá trị nguyên độc l p.
Thông tin số bao gồm các con số và các ký hiệu (ví dụ như các ký tự trên
bàn phím). Máy tính dựa trên dạng thể hiện số (digital) của thông tin để xử
lý. Các ký hiệu (symbols) không có giá trị số và mỗi ký hiệu được máy tính
biểu diễn bởi một số duy nhất. Ví dụ như mã ASCII biểu diễn ký tự “a”
tương ng với giá trị số 10
97 và ký tự “A” tương ng với giá trị số 10
65 .
1.2.2. H thống thông tin số
Mô hình hệ thống thông tin số được mô tả như hình sau:
ình 1.2. Các thành phần cơ bản của một hệ thống thông tin số
Trong hình 1.2, đầu ra của nguồn phát tin cũng có thể là tín hiệu
tương tự như tín hiệu audio hay video hoặc tín hiệu số chẳng hạn như đầu
ra của máy điện báo đánh ch (teletype). Trong hệ thống thông tin số, các
bản tin được tạo ra từ các nguồn phát tin được chuyển thành chuỗi ký hiệu
nhị phân (binary digits). Một cách lý tưởng là ch ng ta mong muốn bản tin
ở đầu ra nguồn phát tin là có ít hay không có thành phần dư thừa. Quá trình
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 5
chuyển đổi hiệu quả các bản tin đầu ra của nguồn phát tin tương tự hay số
thành một chuỗi các ký hiệu nhị phân được gọi là mã hóa nguồn hay n n d
liệu.
Chuỗi ký hiệu nhị phân tạo ra bởi bộ mã hóa nguồn mà chúng ta còn
gọi là chuỗi thông tin, được đưa qua bộ mã hóa kênh. Chuỗi nhị phân tại
đầu ra của bộ mã hóa kênh lại được cho qua bộ điều chế số để tạo dạng
thích hợp với kênh truyền thông.
1.2.3. C nh thông tin
Kênh thông tin là môi trường để truyền tín hiệu từ máy phát đến máy
thu. Với truyền dẫn vô tuyến, kênh có thể là áp suất khí quyển (khoảng
không tự do). Với môi trường khác như các kênh thoại h u tuyến, thường
là chất liệu v t lý như các dây dẫn kim loại, cáp sợi quang.
a) nh s ng dây n (wireline)
Mạng điện thoại sử dụng các đường dây dẫn để truyền tín hiệu thoại
cũng như truyền dẫn d liệu và video. Đường dây điện thoại được sử dụng
để nối từ tổng đài đến khách hàng, có độ rộng băng vào c vài trăm k .
Trong khi đó thì cáp đồng trục có độ rộng băng khả dụng vào c vài M .
ình 1.3. ải tần phân bổ cho các kênh sử dụng dây dẫn
Tín hiệu truyền qua các dây dẫn có thể bị m o cả về biên độ và pha
hơn n a còn chịu ảnh hưởng của ồn cộng tính.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 6
b) nh s ng s i uang (Fiber Optic Channels)
Sợi quang sử dụng chất liệu thủy tinh làm lớp l i để truyền tia sáng,
dựa trên nguyên lý phản xạ của tia ánh sáng khi đi từ môi trường này sang
môi trường khác. hi tia sáng đi từ môi trường có hệ số phản xạ cao hơn
sang môi trường có hệ số phản xạ thấp hơn thì sẽ bị uốn về phía môi trường
có hệ số phản xạ cao hơn, nên xung ánh sáng được truyền trong sợi quang.
Sợi quang là v t liệu cách điện, ch truyền ánh sáng. Suy hao tín hiệu trong
sợi quang là rất nh , c 0. d km và không chịu ảnh hưởng của giao thoa
sóng điện từ.
c) nh tu ến (Wireless Channels)
ênh vô tuyến sử dụng sóng điện từ trường để mang thông tin trong
không gian tự do. Có ba loại kênh vô tuyến điển hình là: kênh viba, kênh di
động và kênh vệ tinh:
- ênh viba: thường hoạt động ở dải tần từ 1 G đến 30 G trong
tầm nhìn thẳng (LOS-Line Of Sight). Chất lượng đường truyền bị
ảnh hưởng bởi điều kiện khí h u.
- ênh di động: à kênh kết nối với người d ng di động. ênh dạng
này chịu ảnh hưởng nhiều bởi hiệu ng đa đường. Đây là loại kênh khá
ph c tạp trong thông tin vô tuyến.
- ênh vệ tinh: Độ cao của vệ tinh địa tĩnh vào khoảng 30000 m.
Tần số thường d ng cho tuyến lên là G và tuyến xuống là 4 G . Độ
rộng băng tần của kênh truyền lớn, vào c 500 MHz.
hi tia sóng lan truyền trong không gian, có thể đi theo các hướng
khác nhau phụ thuộc vào điều kiện môi trường và tần số.
Hình 1.3. Đường đi của sóng đất và sóng trời
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 7
Ngoài các kênh thông tin trên, trong thực tế còn có một số kênh
thông tin như k nh t u ền t n hi u m thanh i n c (underwater
acoustic channels), ví dụ như tín hiệu âm tần phát ra từ cá voi được lan
truyền trong môi trường nước; nh u t (storage channels), ví dụ như
thông tin có thể được lưu vào bộ nhớ (đia quang, đĩa từ, ) sau đó được
v n chuyển, mang vác bởi các phương tiện v n tải.
1.3. TÍN HIỆU CƠ SỞ VÀ TÍN HIỆU BĂNG THÔNG DẢI
1.3.1. Tín hi u băng ơ sở
Thu t ng băng cơ sở ch miền tần số của tín hi u bản tin và
thường đó là tin hiệu băng thông thấp. Tín hiệu băng cơ sở có thể ở dạng
số hay tương tự. Đối với tín hiệu tương tự: cả thời gian và biên độ là liên
tục. Đối với tín hiệu số: Thời gian và biên độ (dạng sóng) đều rời rạc (ví
dụ lối ra của máy tính có thể coi là tín hiệu số băng cơ sở).
1.3.2. Tín hi u băng thông dải
Để truyền dẫn, tín hiệu bản tin phải được chuyển thành tín hi u
phát có tính chất phù h p v i kênh truyền. Trong truyền dẫn băng cơ sở:
ăng tần kênh hỗ trợ phù hợp với băng tần tín hiệu bản tin nên có thể
truyền trực tiếp tín hiệu bản tin. Trong truyền dẫn băng thông dải: ăng
tần của kênh có tần số trung tâm lớn hơn nhiều tần số cao nhất của tín
hiệu bản tin. Khi đó tín hiệu được phát đi là tin hiệu băng thông dải (phù
hợp với kênh truyền) mang thông tin của tín hiệu bản tin. Việc tạo ra
tín hiệu băng thông dải này goi là điều chế. Khi nghiên c u tín hiệu băng
thông dải, thường người ta dùng phương pháp đưa về tín hiệu băng cơ sở
tương đương.
Liên h nghịch đảo gi a thời gian và tần số:
Theo nh ng tính chất của biến đổi Fourier trong lý thuyết xử lý tín
hiệu có thể r t ra nh ng tính chất căn bản sau:
- Mô tả miền thời gian của một tín hiệu thay đổi có chiều ngược với
mô tả miền tần số của tín hiệu: ví dụ chu kỳ của tín hiệu tăng thì tần số của
nó giảm, xung càng hẹp thì phổ càng rộng
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 8
- ếu tín hiệu là giới hạn trên miền tần số, thì mô tả trên miền thời
gian sẽ là vô hạn d biên độ của nó ngày càng nh (xung sinc(t) là một ví
dụ). gược lại nếu tín hiệu bị giới hạn trong miền thời gian thì phổ của nó
rộng vô c ng. ( ch ý là không có tín hiệu đồng thời giới hạn cả về tần số
lẫn thời gian song lại có thể có tín hiệu vô hạn cả về tần số lẫn thời gian).
1.4. ƯU, NHƯỢC ĐIỂM CỦA HỆ THỐNG THÔNG TIN SỐ
1.4.1. Những ưu đi m ủa thông tin số
(1). Tăng được khả năng truyền dẫn d liệu
( ). Tăng khả năng tích hợp, độ ph c tạp và sự tin c y của các hệ
thống điện tử số trong việc xử lý tín hiệu, đồng thời với giá thành
giảm.
(3). ễ dàng trong việc mã hóa để n n d liệu.
(4). hả năng mã hóa kênh để tối thiểu hóa các ảnh hưởng của tạp và
nhiễu.
(5). ễ dàng cân đối công suất, thời gian và độ rộng dải thông để tối
ưu hóa việc sử dụng tài nguyên có hạn này.
( ). ễ dàng chuẩn hóa các tín hiệu, bất kể kiểu, nguồn gốc và dịch
vụ mà ch ng cung cấp dẫn tới việc thiết l p một mạng số liên kết đa
dịch vụ.
1.4.2. Một số nhượ đi m ủa thông tin số
(1). ệ thống thông tin số thường ph c tạp hơn một hệ thống tương
tự tương đương.
( ). Chi phí lắp đặt lớn hơn so với thông tin tương tự do trong thông
tin số bao gồm nhiều thành phần hơn.
(3). Yêu cầu độ chính xác cao đặc biệt trong các hệ thống đồng bộ
số.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 9
CHƯƠNG 2. TRUYỀN TIN BĂNG CƠ SỞ
2.1. NHIỄU GIAO THOA KÝ HIỆU (ISI)
2.1.1. Hi n tượng nhiễu giao thoa ý hi u
Với bất kỳ kênh thực tế nào, không thể tránh kh i hiện tượng trải
rộng các ký hiệu d liệu riêng lẻ khi đi qua kênh. Với các ký hiệu liên tiếp
nhau, một phần năng lượng ký hiệu chồng lấn sang các ký hiệu bên cạnh,
hiện tượng này được gọi là nhiễu giao thoa gi a các ký hiệu (ISI-
Intersymbol Interference). goài ra, quá trình lọc trong máy phát và máy
thu cũng có thể tự làm suy giảm ISI. hi các bước thiết kế được thực hiện
th n trọng thì ISI có thể suy giảm đáng kể, bộ tách d liệu có khả năng
phân biệt được một chuỗi các ký hiệu riêng biệt từ một năng lượng hỗn hợp
của các ký hiệu bên cạnh. Th m chí, nếu tạp âm không tham gia vào kênh
thì có thể tách lỗi gọi là tỷ lệ lỗi tối giản và ở đó ít nhất sẽ giảm bớt tỷ số lỗi
bit hay lỗi ký hiệu trong trường hợp có tạp âm.
Hình 2.1. iện tượng ISI do bộ lọc kênh.
ằng cách điều ch nh các đặc tính lọc của kênh (với bất kỳ quá trình
thu hay phát thông tin), có thể điều khiển ISI để giảm tỷ lệ lỗi bit trên
đường truyền. h ng kết quả này thu được bằng cách đảm bảo rằng hàm
truyền đạt của bộ lọc kênh tổng thể có hệ số đáp ng tần số yquist.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 10
Hình 2.2. Đáp ng tần số Nyquist
Đáp ng xung yquist được đặc trưng bởi hàm truyền đạt có băng
tần chuyển tiếp gi a dải thông và dải chặn là đối x ng tại tần số khoảng
10.5sT
.
Đối với loại đáp ng kênh này thì ký hiệu d liệu vẫn bị nhiễu nhưng
dạng sóng đầu ra tiến dần tới 0 tại các bội số của chu kỳ ký hiệu.
Hình 2.3. Mạch lọc yquist
2.1.2. Lo i b ISI nh d ng ung ủa bộ nh N uist
Ít kênh truyền không có được đặc tính truyền đạt yquist, do đó thiết
kế hệ thống cần phải đưa thêm bộ lọc b để thu được đáp ng mong muốn.
ằng cách lấy mẫu luồng ký hiệu chính xác tại các điểm mà ISI tiến
dần tới 0, năng lượng phổ của các xung bên cạnh không bị ảnh hưởng tới
giá trị của các xung đang lấy mẫu tại điểm lấy mẫu. Điều đó ch ng t rằng
thời gian ấ m u phải đ c t nh toán ch nh xác để giảm tối đa nhiễu giao
thoa gi a các ký hi u ISI.
hi thiết kế các hệ thống, cần quan tâm đặc biệt đến tạp âm hoặc suy
giảm lớn của đường truyền để khôi phục chính xác thông tin định thời ký
hiệu. Định thời ký hiệu không chính xác luôn dẫn đến trôi định thời.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 11
Hình 2.4. oại b ISI nhờ bộ lọc kênh yquist
Mạch lọc yquist được ng dụng trong nhiều lĩnh vực thông tin số,
một thí dụ được nêu ra là thông tin vô tuyến số, kênh truyền dẫn tự nó
không chịu ảnh hưởng của việc lọc qua độ rộng băng tần điều chế và việc
lọc tín hiệu chủ yếu được thực hiện ở máy thu và máy phát. Quá trình lọc
phần lớn được được thực hiện ở phía phát để điều chế ở độ rộng băng tần
thích hợp. phía thu, quá trình lọc cần thiết cho việc chuyển vô số các tín
hiệu khác nhau tới máy thu và tối thiểu hoá tạp âm rồi đưa vào bộ giải điều
chế. Thông thường, đáp ng lọc yquist cần có hệ số ISI bằng 0 được chia
đều cho cả hai hệ thống phát và thu bằng cách sử dụng một cặp bộ lọc
cosin-tăng nghiệm (RRC-Root Raised Cosine).
Hình 2.5. Sử dụng các bộ lọc RRC ở hai phía phát và thu
T m i:
Vấn đề ISI luôn tồn tại trong kênh băng tần hạn chế (vì nó cắt bớt tần
số cao trong xung tin hiệu) làm các xung cạnh nhau ảnh hưởng lên nhau,
song với kỹ thu t truyền tin số, điều này có thể đ c giải u ết hoàn hảo
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 12
nếu tại thời điểm ấ m u 1 ký hi u th các ảnh h ởng của ký hi u khác
phải ao động cắt ze o, hoặc nếu khác ze o th phải xác định đ c giá t ị
ảnh h ởng à bao nhi u. Điều này liên quan đến tạo dạng xung p(t) để theo
đó ISI bị loại trừ.
2.1.3. Ti u huẩn N uist ho tru ền tin băng ơ sở
Mô hình hệ thống truyền tin băng cơ sở có thể được mô tả như hình
dưới đây:
ình 2.6. ệ thống truyền d liệu nhị phân băng cơ sở
Trên hình . , dãy d liệu nhị phân được vào bộ tạo xung để tạo ra
dãy các xung (thường sử dụng báo hiệu cực)
(2.1)
ãy các xung này tiếp tục được đưa tới bộ lọc phát có đáp ng xung
là g(t), tạo thành tín hiệu s(t), sau đó đưa vào kênh truyền. Tín hiệu s(t) có
dạng:
(2.2)
Qua kênh truyền, tín hiệu bị suy hao và có sự đóng góp của ồn. Vì
v y, lối ra của bộ lọc thu có thể viết là:
(2.3)
Trong đó là hằng số, n(t) là thành phần ồn cộng tính.
yquist đã tìm ra điều kiện để ISI bằng không. Thông thường hàm
truyền của kênh và dạng xung của tín hiệu bản tin là được xác định trước,
vấn đề tiếp đó là xác định hàm t u ền của bộ ọc phát à ọc thu thế nào để
tạo lại được dãy d liệu nhị phân {bk} được chính xác. Việc tách tín hiệu
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 13
tại bộ thu là lấy mẫu tại các thời điểm t = iTb, việc giải mã đ ng yêu cầu
không có đóng góp của các xung khác thông qua điều kiện của biểu th c
akp(iTb-kTb) với k≠i (t c là không có ISI), điều này yêu cầu ta phải có được
xung p(t) sao cho
(2.4)
c đó thì y(ti)=µai
Đây chính là điều kiện thu hoàn hảo khi không có ồn. Phân tích điều
kiện này bằng cách chuyển sang v ng tần số: Theo lý thuyết xử lý tín hiệu,
phổ của tín hiệu lấy mẫu là chồng ch p các phiên bản dịch phổ của tín hiệu
được lấy mẫu p(t), nhân với nhân tử tỷ lệ Rb=1/Tb. Các bước dịch là bội lần
của tốc độ mẫu
(2.5)
đó Rb=1/Tb là tốc độ bit trên giây.
Mặt khác Pδ(f) cũng có thể biểu diễn là biến đổi Fourier của dãy vô
hạn các xung delta lặp lại với chu kỳ Tb, được trọng số bởi giá trị mẫu của
p(t):
(2.6)
Đặt m = i-k (khi i = k, m = 0; khi i ≠ k, m ≠ 0) và dựa trên điều kiện
lấy mẫu không có ISI của p(t) ta có:
(2.7)
ết hợp ( .5 và (2.7), điều kiện để loại b ISI (ISI=0) là phải th a mãn biểu
th c:
(2.8)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 14
T c là tổng P(f) với các phiên bản dịch của nó là hằng số. Ch ý rằng
P(f) à phổ của t n hi u sau cùng, sau khi đi ua h thống gồm: bộ ọc phát,
k nh t u ền à bộ ọc thu.
iểu th c (2.8) có thể được viết lại như sau:
b b
n
P n T
(2.9)
Hình 2.7. (a) Phổ tín hiệu cơ sở
(b) Phổ th a mãn phương trình ISI bằng không
1) Nghiệm lý tưởng: Cách đơn giản nhất th a mãn điều kiện ISI bằng
không là hàm P(f) có dạng ch nh t
(2.10)
đó là độ rộng phổ của tín hiệu xung và cũng là yêu cầu tối thiểu
hệ thống để truyền xung xác định bởi: =Rb/2=1/2Tb (dễ dàng thấy rằng
phổ này và các phiên bản dịch, t c là đặt cạnh nhau sẽ cho tổng là hằng số).
ạng sóng của xung truyền sẽ là hàm sinc:
(2.11)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 15
Hình 2.8. a) Đáp ng tần số lý tưởng. b) Dạng xung cơ sở lý tưởng
Giá trị đặc biệt của tốc độ bit Rb= gọi là tốc độ yquist, gọi là
độ rộng băng yquist. ệ truyền xung băng cơ sở mô tả như trên gọi là hệ
có kênh yquist lý tưởng.
Tuy nhiên dạng xung sinc không thực tế (xuất phát từ -∞) đồng thời
p(t) giảm ch m theo 1 t
khi t
tăng (sự giảm này gây ảnh hưởng lên nhiều
xung khác xung quanh). hi có lỗi đồng hồ (lỗi lấy mẫu) các phần cộng
vào thêm của các xung lân c n vào mẫu chính có thể tạo thành chuỗi phân
kỳ gây nên lỗi lớn.
2) Nghiệm thực tế-Phổ cosin tăng (Raised Cosine)
Chúng ta có thể khắc phục nh ng nhược điểm của kênh yquist lý
tưởng bằng cách mở rộng độ rộng băng tần kênh từ giá trị tối thiểu =Rb/2
đến một giá trị thích hợp gi a và để tạo nên dạng xung thực tế hơn
trong miền thời gian
Ta duy trì 3 số hạng trong phương trình (2.9) và hạn chế băng tần
quan tâm trong khoảng [0,W], khi đó ( . ) trở thành:
b bP f P f 2w 1 2w T ; 0 f w R 2 (2.12)
Hay: b b bP P T ; 0
Ch ý là có thể tạo ra nhiều hàm số có phổ hạn chế th a mãn phương
trình trên. Một dạng có nhiều ưu điểm mong muốn là dạng hàm phổ cosin
tăng. Tính chất của nó là có một kh c bằng phẳng và một kh c cuộn cắt
như hàm cosin
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 16
Hình 2.9. Phổ vết
Đặt: bx2
(2.13)
Vì P là hàm thực nên ta có:
(2.14)
Phổ như trên được gọi là phổ vết (vestigial spectrum). Độ rộng băng của
P là b x2
với bx
2
. Ta đặt: xx
b
x , r2
thì: 0 r 1 . Khi đó
độ rộng băng của P sẽ là:
(2.15)
Trong đó r được gọi là hệ số cuộn cắt (roll-off factor) và được tính
theo phần trăm. hi r = 1 ta có cuộn cắt xoải, biên độ của đuôi p(t) dao
động trở nên nh nhất, do đó lượng ISI gây lên do lỗi định thời mẫu sẽ
giảm khi r tăng từ 0 đến 1.
Một trong số họ phổ th a mãn tiêu chuẩn yquist là:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 17
(2.16)
ay có thể viết dưới dạng r t gọn hơn:
(2.17)
Đặc tích này của P được gọi là đặc tính cosin-tăng (raised cosine). iến
đổi Fourier ngược cho đáp ng thời gian:
(2.18)
Hình 2.10. ạng xung th a mãn tiêu chuẩn yquist.
n s t ng ng t n t nh n th :
- ăng thông của xung p t là bR Hz .
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 18
- p t có giá trị cực đại là bR tại t = 0 và cắt ero không ch tại nh ng điểm
báo hiệu mà còn cắt ero tại cả nh ng điểm gi a hai khoảng báo hiệu.
- Xung giảm nhanh theo 31
t.
Ví d d ng: Xác định yêu cầu độ rộng băng cho đường truyền dẫn
T1 (Đấy là đường hợp kênh của 4 tín hiệu lối vào độc l p dựa trên
mã PCM, T1 d ng dạng lư ng cực) có Tb=0. 47µs và tạo dạng xung
cosin tăng có r =1/2.
Giải: ếu coi kênh là thông thấp lý tưởng thì độ rộng kênh yquist để
truyền tín hiệu qua là =1 Tb=772kHz.
Tuy nhiên một độ rộng thực tế d ng tín hiệu cuôn cắt có r =1 sẽ là:
TB 1,158MHz
2.2. MẬT ĐỘ PH CÔNG SUẤT CỦA MÃ ĐƯỜNG
2.2.1. Mã đư ng
ãy d liệu nhị phân được mã hóa bởi các xung điện hay các dạng
sóng khác nhau t y thuộc vào mục đích của truyền dẫn qua kênh truyền cụ
thể. Quá trình này được gọi là mã đường truyền (Line coding) hay mã
truyền dẫn (Transmisstion coding). ình dưới đây ch ra một số cách mã
hóa khác nhau cho dãy d liệu nhị phân.
Một số th ộc tính cần có củ mã đường t ền:
(1) Độ rộng băng thông truyền dẫn: yêu cầu càng nh càng tốt.
(2) Với một độ rộng băng và xác suất lỗi bit cho trước thì yêu cầu
công suất truyền dẫn càng nh càng tốt.
(3) Có khả năng phát hiện và sửa lỗi (dựa trên vi phạm lu t mã hóa).
(4) M t độ phổ công suất có ích: cần có PS bằng ero tại tần số 0
(DC).
(5) Mã đường phải ch a được thông tin định thời.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 19
(6) Mã đường cần đạt được tính thông suốt.
Hình 2.11. (a) Mã đóng mở RZ. (b) Mã cực RZ.
(c). Mã lư ng cực RZ. (d) Mã đóng mở RZ. (e)
Mã cực RZ.
2.2.2. đ nh mật độ hổ ông suất ủa mã đư ng
Ta xem x t đoàn xung y t được hình thành từ xung cơ sở p t
trong hình 2.12-b. Trong đó mỗi xung có khoảng thời gian k o dài là bT ,
biên độ của xung tại thời điểm bt kT là ka . Xung th k trong đoàn xung
y t là a k p t , với giá trị ka là độc l p và ngẫu nhiên. Đoàn xung như thế
gọi là tín hiệu PAM, và các mã đường truyền (line codes) đóng-mở, mã
cực, mã lư ng cực là các trường hợp đặc biệt của đoàn xung y t . Vì v y
ta có thể phân tích được nhiều loại mã đường khác nhau khi biết về PS
của y t . Đáng tiếc là nó có điều không thu n lợi vì bị hạn chế bởi dạng
xung xác định. hó khăn này có thể được giải quyết bằng sự kh o l o đơn
giản là x t tín hiệu PAM x t hình 2.11c với chu kỳ lặp lại là bT , độ lớn
xung tại bt kT là ka .
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 20
Hình 2.12. Tín hiệu PAM ngẫu nhiên
ếu cho x t tác động vào lối vào của một mạch lọc có đáp ng
xung đơn vị là h t p t , thì lối ra y t . Vì v y PS yS của y t sẽ là:
2
y xS P S . Cách này ph hợp vì nó tổng quát. ây giờ ta cần tìm
y , hàm tự tương quan thời gian của dãy xung x t . Điều này dễ dàng
thực hiện khi coi các xung là giới hạn của xung ch nh t như hình .13a.
Mỗi xung có độ rộng 0 và chiều cao của xung th k là kh . o độ lớn
của xung th k là ka nên ta có k ka h . ếu ký hiệu dãy xung ch nh t
tương ng là x t , theo định nghĩa về hàm tự tương quan trung bình, ta có:
(2.19)
Vì x là hàm chẵn với nên ta ch cần x t với dương.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 21
Hình 2.13. ạng xung PAM và hàm tự tương quan trung bình
- T ường hợp
hi đó tích phân ở đây sẽ là diện tích dưới tín hiệu x t nhân với x t trễ
. Quan sát hình .1 b, diện tích liên hệ với xung th k là 2
kh
và:
2
x kT
k
2
k 2Tk
o
b
2bo k
Tk
1lim h
T
1lim a
T
1T
TWith : lim a
T
(2.20)
Vì x là hàm chẵn của nên:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 22
ox
b
1 ;T
(2.21)
Đó là một xung tam giác, chiều cao o
bT
và độ rộng 2 , tâm tại 0 .
àm tự tương quan x 0 khi , đó là điều mong muốn, vì nếu
thì tín hiệu trễ x t không chồng lên x t n a.
- T ường hợp
Khi ta tăng lên n a , ta thấy xung th k của x t lại bắt
đầu chồng lên xung th k+1 của x t khi oT . ặp lại ký hiệu nói trên, ta
thấy x lại là một xung tam giác khác có độ rộng 2 tâm tại oT và
chiều cao là 1
bT
, trong đó:
b1 k k 1
Tk
Tlim a a
T
(2.22)
Cũng tương tự như v y, tại các vị trí b b2T , 3T ... Vì v y x gồm một
chuỗi xung tam giác, chiều rộng 2 , tâm tại b b0, T , 2T ,... Chiều cao của
xung tại tâm bnT là n
bT
, trong đó:
bn k k n
Tk
Tlim a a
T
(2.23)
Trong suốt khoảng thời gian T T , có N xung N . o đó: b
TNT
và n là trung bình theo thời gian của tích k k na a trong T giây, nghĩa là:
n k k na a
.
* Tìm x
Để tìm x , trong biểu th c x ta cho 0 . hi đó độ rộng
của mỗi xung tam giác đều tiến dần tới 0, chiều cao tiến tới theo cách
sao cho diện tích vẫn giới nội. Với xung th n tâm tại bnT , chiều cao
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 23
n
bT
và do đó diện tích là n n
b bT T
. Vì v y ta có thể biểu diễn:
x n b
nb
bn k k n
TK
1nT ;
T
Tlim a a
T
(2.24)
PSD S là sự biến đổi Fourier của x , vì v y:
bjn T
x n
nb
1S e
T
(2.25)
Do x là hàm chẵn của , n n , ta có:
x o n b
n 1b
1S 2 cos n T
T
(2.26)
ếu dãy xung x t tác động vào lối vào của mạch lọc có đáp ng xung đơn
vị p t , lối ra của mạch lọc sẽ là tín hiệu mong muốn y t . Vì v y:
2
y X
2
o n o
n 1b
S P S
P2 cos n T
T
(2.27)
2.2.3. B o hi u đ ng-mở (On-Off)
Trong trường hợp này giá trị của ka là 1 hay 0. Trong khoảng
T T,
2 2
có b
T
T vị trí xung. Giả thiết “1” và “0” có xác suất bằng nhau, khi
đó ka 1 cho b
T
2T xung và ka 0 cho
b
T
2T xung còn lại. Từ đó ta có:
22b b
o kT
k b
T T T 1lim a 1
T T 2T 2
(2.28)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 24
Và: b
n k k nT
k
Tlim a a
T
Trong đó, tích k k na a hoặc là bằng 0 hay bằng 1, với ka 0 chiếm ½
thời gian, ka 1 chiếm ½ thời gian. Tương tự với k na . Vì v y ta có 4 khả
năng 1 1;1 0;0 1;0x0 tất cả có xác suất bằng nhau. Vì v y k k na a sẽ là 1
cho ¼ số xung, và 0 cho số còn lại. Với số xung trong khoảng thời gian x t
T là b
TT
, ta có:
bn
b
T T 11
T 4T 4
(2.29)
M t độ phổ công suất của tín hiệu x t :
bjn T
x
nb b
1 1S e
4T 4T
(2.30)
Ta có phương trình liên hệ:
ojn t
b
n nb
1t nT e
T
(2.31a)
Chuyển đổi Fourier cả hai phía, ta có:
bjn T
n nb b
2 2e n
T T
(2.31b)
o đó:
x 2nb b b
1 2 2 nS
4T 4T T
(2.32)
Và PS mong muốn của dạng sóng đóng-mở (On-Off) là:
2
y
nb b b
P 2 2 nS 1
4T T T
(2.33)
Với trường hợp xung p t có dạng ch nh t, độ rộng một nửa:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 25
b b
b b
t 2tp t
T T2
T TP sin c
2 4
(2.34)
hi đó:
2b by
nb b
T T 2 2 nS sin c 1
16 4 T T
(2.35)
Hình 2.14. M t độ phổ công suất của báo hiệu đóng mở
Nhận ét:
- Phổ bao gồm cả thành phần liên tục và thành phần rời rạc. Thành phần rời
rạc chính là tần số bb
1fT
.
- Độ rộng dải chủ yếu của tín hiệu là b2f , trong đó bf là tần số đồng hồ. Đó
là 4 lần độ rộng dải lý thuyết đ i h i (Độ rộng dải yquist). Với xung độ
rộng đầy đủ, độ rộng dải tần chủ yếu giảm còn là bf .
- áo hiệu đóng-mở cơ ưu điểm là đơn giản hóa thiết bị đầu cuối nhưng nó
cũng có một số nhược điểm. Với một công suất truyền cho trước, nó k m
kháng nhiễu hơn so với sơ đồ cực, trong đó d ng xung dương cho “1” và
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 26
xung âm cho “0”. Đó là vì sự kháng nhiễu phụ thuộc vào sự khác nhau của
các biên độ xung đại diện cho “1” và “0”. Vì v y, nếu c ng độ kháng
nhiễu, khi báo hiệu đóng-mở d ng các xung có biên độ và 0, tín hiệu cực
ch cần d ng xung có biên độ 1 và -1. Th t đơn giản để ch ra rằng tín hiệu
đóng-mở cần công suất gấp đôi so với tín hiệu cực. Vếu xung biên độ 1 hay
-1 có năng lượng E, thì xung có biên độ có năng lượng 2
2 E 4E . Công
suất của tín hiệu cực là b
1E
T
. Công suất của tín hiệu đóng-mở là
b b
1 2E4E
2T T , gấp lần đòi hởi cho tín hiệu cực.
- áo hiệu đóng-mở còn có điều bất lợi th hai là nó có một PS không
bằng 0 tại thành phần một chiêug ( C). Điều này loại trừ việc d ng gh p
xoay chiều trong quá trình truyền. Việc gh p xoay chiều cho ph p d ng các
bộ tụ ngăn và biến áp để hỗ trợ trong việc phối hợp trở kháng là điều rất
quan trọng trong thực tế. Th ba, độ rộng dải truyền đòi h i quá cao. Thêm
vào đó, báo hiệu đóng-mở không có khả năng phát hiện lỗi hay khả năng
tương quan và cuối c ng là không thông thông suốt. Một chuỗi dài các số 0
(hay mở) có thể tạo nên lỗi khi cần trích ra thông tin định thời.
Ví ụ p ụng:
Tìm PS của báo hiệu đóng-mở, nếu “1” và “0” có sác xuất không
bằng nhau. Giả thiết rằng xác suất truyền “1” là Q và truyền “0” là
1 Q 0 Q 1 . Điều đó có nghĩa là nếu số xung được truyền đi, thì tính
trung bình Q số xung là 1 và (1-Q) số xung là 0 (khi N ).
Giải: Trong trường hợp này, có b
TQ
T xung thực sự, do đó:
2b
o
b
T TQ1 Q
T T
Để tính b , ta nh n thấy, trong khoảng T T
,2 2
ch có b
TQ
T các ka là “1” .
Với mỗi giá trị của các ka này, xác suất tìm thấy k na 1 là Q. Vì v y:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 27
2
k k n
k o b
TQ TQa a Q
T T
Và: 2
2bn
b
T TQQ
T T
Từ phương trình tổng quát:
2
y X
2
o n o
n 1b
S P S
P2 cos n T
T
Ta có:
2
y X
2
n o
n 1b
S P S
PQ 1 2Q cos n T
T
2.2.4. B o hi u ự (Polar Signaling)
Trong báo hiệu cực, “1” được truyền đi bởi xung p t và “0” được
truyền đi bởi xung p t . Trong trường hợp này, các ka là giống nhau bằng
“1” hay “-1” và 2
ka luôn là 1. Vì v y ta có:
2b bo k
Tk b
T T Tlim a 1 1
T T T
(2.36)
Một cách tương tự, k k na a có thể là 1 hay -1. Một nửa của tổ hợp là 1, nửa
còn lại là -1. Vì v y n 0 và:
2 2
y o
b b
P PS
T T
(2.37)
Với xung ch nh t, độ rộng một nửa, ta có:
2b by
T TS sin c
4 4
(2.38)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 28
Hình 2.15. M t độ phổ công suất của báo hiệu cực (Polar)
Phổ này hoàn toàn giống thành phần của tín hiệu đóng-mở. hư đã
thảo lu n trước đó, báo hiệu cực có hiệu suất lớn hơn báo hiệu đóng mở.
Thực v y, với một công suất cho trước, báo hiệu cực là sơ đồ hiệu quả nhất.
Thêm vào đó là thông suốt. hưng nó còn có tất cả nh ng nhược điểm của
báo hiệu đóng-mở. Cần ch ý là không có thành phần tần số đồng hồ rời
rạc trong tín hiệu cực. Tuy nhiên, ch nh lưu tín hiệu cực có thể nh n được
một tín hiệu tuần hoàn của thành phần đồng hồ và có thể d ng cho việc r t
ra định thời.
2.2.5. B o hi u ưỡng ự Bipolar
Đây là sơ đồ báo hiệu d ng cho PCM hiện nay. it “0” được truyền
đi bằng trạng thái không có xung và “1” được truyền đi bởi xung p t hay
p t phụ thuộc vào trước đó, “1” được truyền bởi xung p t hay p t .
Với sự thay đổi xung liên tiếp, ta có thể tránh được rung pha ch m của
thành phần một chiều và do đó có thể có thành phần một chiều bằng không
trong PS . áo hiệu lư ng cực thực tế d ng 3 ký hiệu p t ,0, p t , vì
v y thực tế nó là cơ số 3 ch không phải báo hiệu cơ số .
Để tính PS , ta có:
2bo k
Tk
Tlim a
T (2.39)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 29
Tính trung bình, một nửa ka bằng 0, một nửa còn lại là 1 hay -1 với
2
ka 1 . Vì có b
T
2T xung trong khoảng
T T,
2 2
nên:
2b
o
b
T T 11
T 2T 2
(2.40)
Để tìm 1 , ta xem xét tích k k 1a a . Có 4 thành phần khả dĩ là tổ hợp
gồm bit 11,10,01,00 với xác suất xảy ra là như nhau. Tích k k 1a a cho các
trường hợp này là 1 ,0,0,0 . Và k k 1a a 0 tương ng với 3 trường hợp
cuối, có nghĩa là trung bình có b
3 T
4 T
tổ hợp có k k 1a a 0 và ch b
1 T
4 T
tổ
hợp cho k k 1a a 1 . V y:
b b1 k k 1
Tk b
T T T 1lim a a 1
T T 4T 4
(2.41)
Tính n : Với n 1 , tích k k 1a a bằng 1, -1, hay 0. ơn n a số tổ hợp
có k k 1a a bằng 1 và -1 là như nhau. Vì v y k k n
k
a a sẽ bằng 0. Có nghĩa là
n 0, n 1 . Vì v y:
2 2
2 by b
b b
P P TS 1 cos T sin
2T 2T 2
(2.42)
Chú ý: yS 0 với 0 (thành phần C), với P bất kỳ. Vì v y, PS
có thành phần C bằng không, rất thu n tiện cho việc gh p xoay chiều.
Với trường hợp xung ch nh t, độ rộng một nửa:
2 2b b by
T T TS sin c sin
4 4 2
(2.39)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 30
Hình 2.16. PS của báo hiệu lư ng cực, cực và tách pha
đã chuẩn hóa cho có công suất bằng nhau.
Quan sát dạng phổ của tín hiệu lư ng cực ta thấy, độ rộng dải chủ
yếu của tín hiệu là b
b
1f
T , bằng nửa của báo hiệu đóng-mở và hai lần độ
rộng dải cực tiểu lý thuyết. áo hiệu lư ng cực có một số ưu điểm sau:
- Phổ của nó có thành phần C bằng không
- Độ rộng dải không quá rộng
- Có khả năng phát hiện lỗi hơn. Đó là vì nếu mắc một lỗi đơn sẽ vi
phạm tính lư ng cực lần lượt các xung và sẽ phát hiện được ngay. ếu
ch nh lưu tín hiệu lư ng cực, ta có tín hiệu đóng-mở và có thành phần rời
rạc ở tần số đồng hồ.
Về nhược điểm, tín hiệu lư ng cực đòi h i công suất gấp lần (3 b)
công suất cần thiết cho tín hiệu cực. Đó là vì báo hiệu lư ng cực là tương
đương với báo hiệu đóng-mở theo quan điểm tách sóng. Thêm vào đó là
báo hiệu lư ng cực cũng còn nhược điểm là không thông suốt.
2.2.6. B o hi u t h ha (ha Manchester)
Vì PSD yS là tích của 2
P và xS , phổ này ch có thể tạo
dạng bằng cách điều khiển P hay xS . Thành phần một chiều bằng 0
thu được trong trường hợp lư ng cực bằng cách cho xS 0 tại 0 . Vì:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 31
j tP p t e dt
Nên: P 0 p t dt
(2.43)
Vì v y, nếu diện tích dưới p t bằng 0, thì P o bằng 0, và ta có
thành phần một chiều trong PS bằng 0. Có nhiều cách để thực hiện điều
này. Với xung ch nh t, một dạng xung khả dĩ của p t được cho trên hình
2.16a. đây mỗi bit được biểu diễn bằng xung liên tiếp có cực tính
ngược nhau. it “0” được truyền bằng xung p t như trên hình .1 b.
Hình 2.17. a. ạng xung cơ sở cho báo hiệu Manhchester
b. ạng tín hiệu Manchester (hay báo hiệu tách pha)
Cách báo hiệu này gọi là báo hiệu Manchester hay tách pha (hay cơ số
sinh đôi). Vì đây là tín hiệu cực, PS yS tính theo phương trình:
2
y
b
PS
T
Với xung p t trên hình 2.16a.
b b
b b
T Tt t
4 4p tT T
2 2
b bT T
j jb b b b4 4
b bb
T T T TP sin c e sin c e
2 4 2 4
T TjT sin c sin
4 4
(2.44)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 32
2 2b by b
T TS T sin c sin
4 4
(2.45)
So sánh kết quả này với PS lư ng cực, ta thấy độ rộng dải cho báo
hiệu tách pha gấp lần so với độ rộng dải của báo hiệu lư ng cực (hình
2.15). Tuy nhiên, báo hiệu tách pha có ưu điểm so với báo hiệu lư ng cực
là thông suốt vì mọi vị trí đều có xung và một dẫy dài số 0 không gây nên
khó khăn trong việc r t ra tính định thời.
2.3. MÃ TƯƠNG UAN MỨC
ên cạnh kỹ thu t tạo dạng để ISI bằng không còn có kỹ thu t chấp
nh n một phần ISI (t c là tạo dạng xung có ISI biết trước hay điều khiển
được) có thể đạt được tốc độ truyền tin bằng tốc độ yquist t c là ký
hiệu giây mà vẫn ch yêu cầu kênh độ rông . Đó là kỹ thu t mã tương
quan m c hay báo hiệu đáp ng riêng phần. Tương quan m c thể hiện m c
độ ISI được biết trước (thông qua tương quan của các m c mã). Thiết kế
sơ đồ này dựa trên giả thiết sau: Vì biết được m c độ ISI đưa vào tín hiệu
truyền, nên ảnh hưởng của nó có thể phân giải ở bộ thu mà không nhầm
lẫn. Mã tương quan m c có thể coi là phương pháp thực tế đạt được tốc độ
báo hiệu lý thuyết cực đại là ký hiệu giây trên kênh rộng ( ) như
trên kênh yquist lý tưởng. Sau đây là một số loại tương quan m c cụ thể:
2.3.1. B o hi u nh hân đú
Ý tưởng cơ bản của mã tương quan m c được minh họa bằng báo
hiệu nhị phân đ p. đó dung lượng truyền gấp đôi so với hệ nhị phân trực
tiếp. ạng đặc biệt này của mã tương quan m c còn gọi là đáp ng riêng
phần loại I. X t dãy nhị phân kb gồm các ký hiệu nhị phân không tương
quan 1, 0 có độ dài bT . ãy này cấp lên bộ điều chế biên độ xung tạo ra dãy
các xung ngắn m c biên độ ka
k
k
k
1 with b 1a
1 with b 0
Khi dãy xung này cấp lên bộ mã hóa nhị phân đup theo công th c:
k k k 1c a a , như trên hình vẽ .18.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 33
Hình 2.18. Sơ đồ mã hóa nhị phân đ p
iến đổi này làm dãy m c không tương quan ka chuyển thành dãy
xung 3 m c có tương quan là - ,0, . Tương quan gi a các xung cạnh nhau
này có thể coi như ISI được đưa một cách nhân tạo vào tín hiệu truyền,
song dưới sự kiểm soát của người thiết kế. Phần tử trễ có hàm truyền
bj2 fTe . Vì v y hàm truyền toàn thể của bộ lọc nối tiếp với kênh yquist lý
tường là:
b
b b b
b
j2 fT
1 Nyquist
j2 fT j2 fT j2 fT
Nyquist
j fT
Nyquist b
H f H f 1 e
H f e e e
2H f cos fT e
(2.46)
o kênh yquist lý tưởng có độ rộng kênh b
1W2T
nên:
bj fT
bb
1
12cos fT e with f2TH f
0 with f
(2.47)
Ưu điểm của đáp ng tần số này là dễ xấp x vì có sự liên tục ở biên của
dải. Đáp ng xung tương ng với hàm truyền 1H f sẽ gồm xung sinc trễ
nhau bT giây:
b
bb
1
b
bb
2
bb b b
b bb
b
t Tt sinsin TT
h tt t TT T
t t tsin sin T sinT T T
t t T t T tT T
(2.48)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 34
Hình 2.19. Độ lớn và đáp ng pha theo tần số của mã nhị phân đ p
Ta thấy ch có giá trị khác 0 tại các thời điểm lấy mẫu. Điều này
giải thích tại sao ta coi mã tương quan như báo hiệu đáp ng riêng phần.
Đáp ng với một xung vào trải dài hơn khoảng báo hiệu, nói cách khác đáp
ng trong khoảng báo hiệu ch là một phần. Ch ý là đuôi của 1h t cũng
giảm như 21
t.
Hình 2.20. Đáp ng xung theo thời gian của bộ lọc nhị phân đ p
ãy m c ka ban đầu có thể tạo lại từ dãy mã đup kc . ằng cách ký
hiệu ka là xấp x của xung ka ở bộ thu tại bt kT và thực hiện: k k k 1ˆ ˆa c a .
R ràng nếu kc nh n được không lỗi và ước lượng trước đó k 1a tại
bt k 1 T cho quyết định đ ng thì mạch ước lượng ka cũng đ ng. Ta thấy
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 35
qui trình tách là ngược với hoạt động của bộ lọc trễ ở bộ phát. ỹ thu t lưu
gi để sử dụng quyết định trước đó gọi là phản hồi quyết định.
Tuy nhiên điều không thu n lợi của qui trình này là khi có lỗi nó sẽ
truyền lỗi đến lối ra (lỗi trước k o theo lỗi sau). Điều này là do quyết định
lên lối vào ka hiện tại lại phụ thuộc quyết định lên lối vào trước đó k 1a . Để
tránh hiện tượng truyền lỗi này người ta thực hiện mã t c trước khi mã
nhị phân đup. Mã trước chuyển dãy kb thành kd như sau: k k k 1d b d
Dãy kd sẽ cấp lên bộ điều chế biên độ xung để tạo ra ka 1 như
trước rồi dãy này cấp lên bộ mã hóa nhị phân đup (ch ý là mã nhị phân
dup là tuyến tính còn mã trước là không tuyến tính).
Hình 2.21. Sơ đồ mã nhị phân đ p sử dụng mã trước.
Tổng hợp kết quả:
k
k
k
0 with b 1c
2 with b 0
Từ đó r t ra quy tắc quyết định:
ếu kc 1 quyết định kb 1
ếu kc 1 quyết định kb 0
Còn kc 1 sẽ cho một dự đoán ngẫu nhiên.
Ví dụ: X t dãy vào là: 0010110. Đối chiếu với sơ đồ ta có kết quả sau:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 36
2.3.2. B o hi u nh hân đú sửa đổi
Trong báo hiệu nhị phân đup hàm truyền (f) hay m t độ phổ công
suất là khác ero tại gốc (thành phần một chiều - DC). Điều này là không
tốt trong một số ng dụng, vì nhiều kênh vô tuyến không truyền thành phần
DC. Ta có thể sửa đổi điều này bằng cách d ng đáp ng riêng phần loại IV
ch ng là sự mở rộng tương quan của dãy nhị phân. ạng tương quan đặc
biệt này đạt được bằng cách trừ các xung điều chế biên độ đặt cách b2T .
ộ mã trước là bộ trễ b2T giây, lối ra của bộ nhị phân dup sửa đổi
liên hệ với lối vào: k k k 2c a a . đây một lần n a tạo ra tín hiệu 3 m c
2,0,-2.
Hình 2.22. Sơ đồ báo hiệu nhị phân đ p sửa đổi.
àm truyền tổng cộng của hệ khi nối tiếp với kênh yquist lý tưởng
là:
b
b
j4 fT
1 Nyquist
j2 fT
Nyquist b
H f H f 1 e
2jH f sin 2 fT e
(2.49)
o đó đáp ng có dạng hàm sin nửa chu kỳ:
bj2 fT
bb
IV
12jsin 2 fT e f2TH f
0 f
(2.50)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 37
Hình 2.23. (a) Đáp ng biên độ
(b) Đáp ng pha mã nhị phân đ p sửa đổi
Ưu điểm của bộ mã nhị phân đup sửa đổi là không có thành phần dc,
điều này thích hợp với việc truyền đơn băng (một phía phổ). Ch ý là dạng
th của mã m c tương quan cũng cho sự liên tục tại biên của băng giống
như báo hiệu nhị phân đ p. Từ trên ta thấy đáp ng xung của mã nhị phân
đ p sửa đổi gồm xung sinc cách nhau b2T giây:
b
bb
IV
b
bb
2
bb b b
b b
bb b
t 2Tt sinsin TT
h tt t 2TT T
t t tsin sin 2T sinT T T
t t 2T 2T tT T T
(2.51)
Hình 2.24. Đáp ng xung của bộ lọc nhị phân đ p sửa đổi
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 38
Đáp ng xung cho thấy có 3 m c tại thời điểm lấy mẫu, và cũng
giống như báo hiệu nhị phân đ p, đuôi của các xung suy giảm như 21
t. Để
loại trừ khả năng truyền lỗi trong sơ đồ nhị phân đup sửa đổi, ta d ng mã
trước như đối với nhị phân đ p. Cụ thể trước đó thực hiện:
k k k 2d b d
đó kb là dãy nhị phân đến, kd là dãy ra của bộ mã trước sẽ được
cấp tiếp đó lên bộ điều chế biên độ xung, rồi bộ lọc nhị phân đ p sửa đổi.
kc sẽ nh n các giá trị ,0,- . ộ quyết định thực hiện quyết định theo qui
tắc:
ếu kc 1 quyết định kb 1
ếu kc 1 quyết định kb 0
Còn kc 1 sẽ lựa chọn ngẫu nhiên. Giống như mã nhị phân đ p ta có nh n
xét:
hi không có ồn dãy nhị phân, tách được kb chính xác như dãy nhị
phân kb ở bên phát. ng phương trình mã trước yêu cầu cộng bit thêm
vào dãy mã trước ka , thành phần của dãy giải mã kb sẽ không đổi với cách
lựa chọn bit này.
2.3.3. D ng tổng u t ủa mã tương quan
Sơ đồ tạo mã được xây dựng theo công th c:
N 1
n
n 0 b
th t w sin c n
T
(2.52)
ảng phân loại hệ đáp ng riêng phần như sau:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 39
Hình 2.25. Sơ đồ mã tương quan tổng quát
Kết l n:
h ng dạng sóng ISI ero hay có ISI khác ero chịu điều khiển như
ở trên là nh ng dạng sóng sau c ng (đã đi qua bộ phát – kênh - bộ thu) thì
mới đáp ng được yêu cầu lấy mẫu và quyết định không nhầm lẫn. Tuy
nhiên nếu đường truyền là nh ng yếu tố khó xác định hoặc luôn thay đổi
theo thời gian thì khó chống ISI bằng phương pháp tạo dạng xung mà phải
thực hiện bằng các phương pháp khác, chẳng hạn kỹ thu t cân băng kênh
(Equalizer).
2.4. BIỂU ĐỒ MẮT
2.4.1. Sự hình thành ủa bi u đồ mắt
iểu đồ mắt là một phương pháp quan sát thu n tiện cho việc chẩn
đoán các vấn đề của hệ thống d liệu. iểu đồ mắt thông thường được tạo
ra bằng cách sử dụng máy hiện sóng ô-xi-lô được nối với dòng ký hiệu đã
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 40
được lọc và giải điều chế trước khi biến đổi các ký hiệu thành các con số
nhị phân.
Máy hiện sóng được kích hoạt lại ở mỗi chu kỳ ký hiệu hoặc bội số
cố định của các chu kỳ ký hiệu bằng cách sử dụng tín hiệu định thời ký
hiệu được lấy từ dạng sóng thu được. ựa vào sự hiển thị liên tục trên màn
hình của máy hiện sóng, sự chồng lên nhau liên tiếp của các mẫu ký hiệu
thu được hình thành một mẫu “hình mắt” trên màn hình.
2.4.2. Chẩn đo n bằng bi u đồ mắt
Từ biểu đồ mắt được hiển thị trên máy hiện sóng ch ng ta có thể đưa
ra nh ng chẩn đoán về mặt kỹ thu t về khả năng thực hiện và nguyên nhân
gây suy giảm tín hiệu khi thực hiện thông tin gi a các tuyến một cách chắc
chắn.
(a) (b) (c)
Hình 2.26. Các biểu đồ mắt:
a) ch có tín hiệu
b) tín hiệu có lỗi định thời
c) tín hiệu có ồn
ỗi định thời được thể hiện bằng các biểu đồ mắt gợn sóng và m c
độ “nhắm mắt” bởi vì chuỗi ký hiệu thu được không dài hơn tín hiệu được
lấy mẫu tại điểm lấy mẫu có ISI bằng 0. hiễu cộng vào tín hiệu mong
muốn ảnh hưởng đến mạch khôi phục định thời và đó cũng là nguyên nhân
chung xảy ra hiện tượng “nhắm mắt” cho đến khi có kết quả là nhiễu đôi
khi xảy ra đó là nguyên nhân chủ yếu làm cho “nhắm mắt” và lỗi xuất hiện.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 41
2.4.3. Giải thích bi u đồ mắt
Hình 2.27. Mô tả gần đ ng của mẫu mắt
(1).Độ rộng của mắt mở: à khoảng thời gian có thể lấy mẫu mà không có
lỗi ISI. Chỗ mắt mở rộng nhất là l c lấy mẫu tốt nhất.
( ). Độ nhạy của hệ với lỗi thời gian được xác định bằng sườn dốc của mắt.
(3). Chiều cao mắt mở tại nơi lấy mẫu xác định độ lớn của tín hiệu ồn.
2.4.4. Ví d về bi u đồ mắt hứ hợ
ình . 8 biểu diễn biểu đồ mắt ph c hợp của sơ đồ điều chế với tín
hiệu được điều chế là 4 trạng thái và 1 trạng thái. Điều này cũng tương tự
như miêu tả loại điều chế 1 QAM (Điều chế cầu phương) và điều chế 5
QAM. Ngày nay, phương pháp biểu đồ mắt đóng vai trò là công cụ trực
quan miêu tả đặc trưng tín hiệu, nó thể hiện r ràng đặc điểm nổi b t từng
“mắt” gi a từng trạng thái riêng lẻ, minh họa được tới hạn thời gian lấy
mẫu để phát hiện tín hiệu tại điểm mở mắt cực đại.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 42
Hình 2.28. iểu đồ mắt ph c hợp
Đặc biệt cần th n trọng khi sử dụng biểu đồ hình mắt trong chẩn
đoán để đảm bảo việc quan sát là được thực hiện sau tất cả quá trình lọc
bên trong hệ thống.
2.5. MẠCH LỌC THÍCH ỨNG (MATCHED FILTER)
Vấn đề cơ bản th hai thường xuất hiện trong thông tin số là vấn đề
tách xung truyền qua kênh có ồn cho d sử dụng bất kỳ dạng xung truyền
nào. ối vào bộ lọc, sau khi xung đi qua kênh lý tưởng (là kênh băng tần
không hạn chế, ta giả thiết như v y để ch x t vấn đề trọng tâm là ồn) có ồn
là:
x t g t w t with 0 t T
đó g(t) có thể diễn đạt bit 0 hoặc 1. w(t) là hàm mẫu của quá trình
ồn trắng trung bình ero và m t độ phổ công suất 0/2. ạng phân bố của
quá trình ồn Gauss như hình .30.
Hình 2.29. ạng ồn phân bố Gauss
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 43
Giả sử bộ thu đã biết dạng sóng của xung là g(t) tín hiệu sau bộ lọc tuyến
tính là:
oy t g t n t
yêu cầu tách là tối thiểu ảnh hưởng của ồn hay tỷ số công suất t c thời của
tín hiệu lối ra og t đo tại t T so với công suất ồn trung bình là lớn nhất:
2
o
2
g T
E n t
(2.53)
Hình 2.30. ộ thu tuyến tính
Vấn đề là xác định đáp ng h t của bộ lọc sao cho tỷ số trên là cực đại.
Goi G f và H f là biến đổi Fourier của g t và h t . ta có:
j2 ft
og t H f G f e df
(2.54)
hi lối ra được lấy mẫu tại thời điểm t T , ta có
2
2 j2 fT
og t H f G f e df
(2.55)
M t độ phổ công suất của ồn lối ra bằng m t độ phổ công suất lối vào nhân
với bình phương hàm truyền. Vì ồn lối vào w(t) là trắng với m t độ phổ
công suất là oN 2 , ta có:
2
oN
NS f H f
2
công suất trung bình của ồn lối ra n t sẽ là:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 44
22 o
N
NE n t S f df H f df
2
(2.56)
Thay vào phương trình đầu:
2
j2 fT
2o
H f G f e df
NH f df
2
(2.57)
Từ đây cần xác định tiếp là với G f đã cho thì dạng hàm truyền H f thế
nào để η cực đại. Sử dung bất đẳng th c Schwar (đẳng th c xảy ra khi
1 2x k x )
2
2 2j2 fTH f G f e df H f df G f df
(2.58)
Suy ra
2
o
2G f df
N
(2.59)
Vế phải bất đẳng th c không phụ thuộc hàm truyền mà vào năng lượng tín
hiệu và m t độ phổ công suất ồn, do v y
2
max
o
2G f df
N
(2.52)
giả sử optH f là đáp ng tôi ưu để có dẳng th c xảy ra ta có:
j2 fT
optH f kG f e (2.53)
T c là hàm truyền có dạng giống như liên hợp ph c của phổ tín hiệu lối
vào. Để đặc trưng trong miền thời gian ta lấy biến đổi Fourier ngược
j2 f T t
opth t k G f e df
(2.54)
Vì với tín hiệu thực g(t), G*(f)=G(-f), ta có thể viết lại:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 45
j2 f T t
opth t k G f e df kg T t
(2.55)
Điều này cho thấy đáp ng xung của bộ lọc tối ưu ( ngoại trừ hệ số k) là
phi n bản đảo thời gian à t ễ của t n hi u ào g(t). ộ lọc định nghĩa theo
cách này gọi là bộ lọc ph hợp.
Thay vào các phương trình trên
j2 fT
o opt
2 j2 fT
G f H f G f kG f G f e
k G f e
(2.56)
iến đổi ngược lại
2j2 fT
o og T k G f e df k G f df
(2.57)
ng liên hệ Palseval (lý thuyết năng lượng Rayleigh), ta có
og T kE (E là năng lượngt ín hiệu).
2
22 2oo
k NE n t G f df k N E 2
2
(2.58)
Nên
2
max 2oo
kE 2E
Nk N E 2 (2.59)
Kết l n:
ộ lọc ph hợp cho tỷ số tín ồn cực đại ch phụ thuộc năng lượng xung tín
hiệu và công suất ồn.
Ch ý là bộ lọc ph hợp cũng tương đương với một bộ nhân-tích phân.
Th t v y x t liên hệ tín hiệu vào và ra của một bọ lọc có đáp ng h(t):
y t x h t d
Giả sử đáp ng xung ph hợp với tín hiệu
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 46
h t T t
thay vào công th c
y t x T t d
ấy mẫu lối ra tại t=T, ta được
T
0
y T x d x d
o ф(t) là ero bên ngòai khoảng [0,T]. o đó:
ộ lọc ph hợp + lấy mẫu = ộ nhân + tích phân.
Ví d : X t tín hiệu g(t) dạng ch nh t biên độ A, độ dài T (hình .13). Đáp
ng xung h(t) của bộ lọc ph hợp sẽ giống như dạng tín hiệu. Tín hiệu lối
ra của bộ lọc g0(t) sẽ có dạng tam giác và có giá trị cực đại là kA2T (chính
là năng lượng của g(t) co dãn thêm k).
Hình 2.31. ọc ph hợp xung ch nh t
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 47
Đối với trường hợp xung ch nh t, bộ lọc ph hợp có thể được thay
bằng mạch tích phân và xóa. ộ tích phân sẽ tính diện tích dưới xung ch
nh t và cho lối kết quả được lấy mẫu tại t = T. gay sau thời điểm này bộ
tích phân lại trở về trạng thái đầu là ero.
2.6. TỐC ĐỘ LỖI BIT (BER)
Để tách ký hiệu mã hóa một cách chính xác từ tín hiệu có ch a tạp
âm, ch ng ta phải thực hiện phương pháp xác suất thống kê. Tạp âm là
thông số không cố định, biên độ và pha thay đổi tự nhiên theo thời gian. Vì
v y, trong suốt quá trình thực hiện tách các ký hiệu, các giá trị t c thời của
tạp âm sẽ lớn hơn các giá trị khác. Ch ng ta phải b qua để tìm ra xác suất
các ký hiệu mã hóa có lỗi thay bằng tìm các ký hiệu mã hóa có lỗi nhất
định.
Hình 2.32. Tạp âm xuất hiện trên tín hiệu bản tin
Thông thường trong thực tế, ch ng ta mong muốn thực hiện tìm xác
suất lỗi bit hơn là lỗi ký hiệu, đây là nguyên nhân ảnh hưởng trực tiếp đến
toàn bộ d liệu được gửi đi đến người sử dụng. Trong trường hợp tín hiệu
có dạng nhị phân, xác suất lỗi ký hiệu và xác suất lỗi bit được quan tâm
như nhau.
E
T
NBER
N
Trong đó EN là số bit lỗi, TN là tổng số bit được truyền.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 48
2.8. BÀI TẬP CHƯƠNG 2
Ti ch ẩn N q ist cho t ền không méo
1. ạng xung toàn thể p(t) cho hệ PAM nhị phân là: p(t)=sinc(1 Tb). Vẽ
dạng sóng
lối ra của bộ lọc khi lối vào là 001101001
2. Một máy tính cho dãy nhị phân ra với tốc độ 5 kbps và phát d ng hệ
PAM nhị phân thiết kế theo phổ cosin tăng. Xâc định độ rộng băng truyền
ng với các trường hợp a) α=0. 5 b) α=0.5 c) α=0.75 a) α=0. 5 d) α=1.0
3. Một sóng PAM nhị phân được truyền qua kênh thông thấp với độ rộng
cực đại 75 k . Độ dài bit là 10µs. Tìm phổ cosin tăng th a mãn yêu cầu
này
4. Một tín hiệu tương tự được lấy mẫu, lượng tử và mã hóa thành PCM có
tốc độ lấy mẫu 8k , số m c biểu diễn lượng tử 4. PCM được truyền qua
kênh băng cớ sở d ng PAM nhị phân. Xác định độ rộng băng tối thiểu để
truyền PCM
Mã tương q n
5. liệu nhị phân 001101001 được cấp lên hệ nhị phân đ p
a) Cấu tạo lối ra bộ mã nhị phân dup và lối ra bộ thu tương ng khi không
cần bộ mã trước.
b) Giả sử do lỗi trong khi truyền, m c tại lối vào bộ thu tạo bởi digit th
giảm đến ero. ãy tạo lối ra bộ thu mới
6. ãy nhị phân 011100101 cấp lên lối vào hệ nhị phân đup sửa đổi.
a) Cấu tạo lối ra bộ mã nhị phân đup sửa đổi và lối ra bộ thu tương ng
khi không có bộ mã trước.
b) Giả sử do lỗi trong quá trình truyền, m c tạo bởi digit th 3 giảm đến
ero. Cấu tạo lối ra bộ thu mới.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 49
CHƯƠNG 3. CÁC NGUỒN ẢNH HƯỞNG Đ N KÊNH THÔNG TIN
3.1. GI I THIỆU
Mọi tuyến thông tin đều bị hạn chế bởi tạp âm sinh ra trong hệ thống,
vì v y cần phải biết r được nh ng đặc tính thống kê của nó để có biện
pháp khắc phục thích hợp, nâng cao phẩm chất hệ thống thông tin. goài
ra, sự can nhiễu từ bên ngoài cũng thường xảy ra với hầu hết các kênh
thông tin, thường là nh ng nguồn nhiễu nhân tạo. Yếu tố này gây thiệt hại
đến sự vẹn toàn của thông tin.
Một vấn đề n a là không có một tuyến thông tin nào có thể truyền
thông tin một cách hoàn hảo (hoàn toàn không bị m o), nguyên nhân là do
sự không hoàn hảo trong xử lý phần c ng. h ng khiếm khuyết của kênh
truyền, yếu tố tự nhiên và nh ng tác động làm m o đối với truyền thông số
phải được làm r nếu như muốn thiết kế một hệ thống thông tin số có phẩm
chất tốt trong thực tế.
Để miêu tả bản chất của ồn (tạp âm), sự can nhiễu và m o tín hiệu,
trong chương này, ch ng ta xem x t các đặc tính của hai loại kênh thông tin
thông dụng nhất đó là kênh điện thoại truyền thống và kênh vô tuyến.
3.2. M O (DISTORTION)
3.2.1. Méo biên độ trong bộ
ầu hết các thành phần của hệ thống thông tin như các bộ lọc, bộ
trộn, bộ khuếch đại và các loại kênh như cáp đồng, sợi quang, môi trường
vô tuyến, hồng ngoại sinh ra m o độ lớn đối với tín hiệu. Trong đó thường
là do đáp ng theo tần số.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 50
ình 3.1. Đáp ng theo tần số của các bộ lọc
Có thể lấy ví dụ như các bộ lọc, thực tế không bao giờ đạt được độ
“phẳng” hoàn toàn (như bộ lọc lý tưởng) trong phạm vi dải thông cho ph p
mà trái lại là luôn tồn tại độ “mấp mô” biên độ theo tần số. Một số loại
mạch lọc như mạch lọc Elliptic hay Chebychev có độ “mấp mô” biên độ
theo tần số là rất cao, tuy nhiên lại đạt được độ dốc (roll-off) của đáp ng
tần số cũng rất lớn. Các mạch lọc khác như mạch lọc utterworth hay mạch
lọc essel có đáp ng tần số ít “mấp mô” hơn nhưng đổi lại thì hệ số rốc
(roll-off) lại không cao.
Mạch lọc cosin-tăng (raised cosine) cũng không tránh kh i độ mấp
mô biên độ đáp ng tần số. Độ mấp mô này có thể được giảm thiểu t y
thuộc vào việc tăng độ dài xử lý (thực thi) của mạch lọc. Tuy nhiên cách đó
sẽ làm tăng thêm độ ph c tạp và trễ xử lý. Trong thực tế, độ mấp mô về
biên độ trong mạch lọc cosin-tăng không làm giảm đáng kể phẩm chất của
modem. Mặc d v y, các mạch lọc trong các hệ thống thông tin, khi làm
việc ở dải trung tần (IF) có thể gây ảnh hưởng m o biên độ r rệt và không
thể b qua được.
3.2.2. Méo bi n độ trong bộ hu h đ i
Các bộ khuếch đại, đặc biệt là các bộ khuếch đại công suất cao tần
trong các hệ thống vô tuyến và khuếch đại laser trong các hệ thống quang,
không có được sự liên hệ tuyến tính gi a công suất lối ra và công suất lối
vào mà thường bị tiêu hao thông qua các thiết bị thành phần trong hệ thống.
nh hưởng lên các tín hiệu số khi truyền qua các thiết bị phi tuyến này bởi
thế tăng lên gấp đôi. Th nhất là do dạng xung thích hợp có được từ mạch
lọc yquist có thể bị sửa đổi, vì v y nhiễu ISI sẽ xuất hiện trên tuyến. Th
hai, tính chất phi tuyến có thể đưa tới hạn chế là phổ bị mở rộng do sự điều
biến qua lại xuất hiện trong các thiết bị.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 51
ình 3.2. Đặc trưng độ lớn gi a lối vào và lối ra
Trong nhiều ng dụng, đặc biệt là các hệ thống di động tế bào số, sự
gia tăng phổ là một trong nh ng vấn đề nghiêm trọng và trong quá trình
thiết kế, người ta phải cố gắng để giảm thiểu yếu tố này, có thể bằng cách
tuyến tính hóa các thành phần trong hệ thống hoặc bằng cách lựa chọn
phương pháp điều chế thích hợp (như phương pháp GMS ).
Trong thực tế, hầu hết các thiết bị thành phần như các bộ trộn, các bộ
khuếch đại thu t toán, bộ nối gh p, là có đặc tính không tuyến tính và do
đó gây ra m o biên độ. M o thường xảy ra ở m c độ lớn đối với các thiết bị
làm việc ở tần số cao hay công suất lớn.
3.2.3. Méo bi n độ do đ tính ủa nh tru ền
ênh truyền tự nó cũng có thể sinh ra m o biên độ thông qua một số
dạng kết cấu khác nhau. Đặc trưng biên độ theo tần số của các kênh sử
dụng dây dẫn thường có độ cuộn-cắt (roll-off). Đó là do có sự tồn tại dung
kháng trên một tuyến dài của cáp, gây ra ảnh hưởng lọc thông thấp. Vì v y
phần kết th c cáp tại thiết bị đầu cuối người d ng có thể sinh ra m o. Một
số đường dây điện thoại trên thực tế có đáp ng biên độ rất hạn chế.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 52
ình 3.3. Đặc trưng tần số của kênh sử dụng dây dẫn
Các đường truyền vô tuyến không chịu ảnh hưởng của dung kháng
như các đường truyền sử dụng cáp hay dây dẫn, nhưng thay vào đó lại phải
chịu sự tổn hao tuyến một cách bất thường do yếu tố không xác định trước
được đặc tính của đường truyền. Tổn hao đường truyền vô tuyến có thể là
“phẳng” với tần số hoặc thay đổi theo tần số là phụ thuộc vào độ rộng băng
của tín hiệu điều chế, tần số hoạt động và khoảng cách tuyến.
3.2.4. Méo ha do bộ
Giống như trường hợp sinh ra độ mấp mô biên độ trên dải thông hoạt
động, các bộ lọc cũng là nguồn gốc gây ra sự thay đổi pha trên phạm vi dải
thông và trong băng truyền dẫn. u quả của đáp ng pha không bằng
phẳng trong một bộ lọc là gây ra sự biến đổi các thành phần tần số của tín
hiệu truyền qua và vì v y làm dịch pha đi một m c nào đó so với ban đầu.
ếu đáp ng pha là không phẳng hay không tăng tuyến tính theo tần số (có
nghĩa không phải là đáp ng pha tuyến tính) thì sẽ gây ra m o dạng sóng
tín hiệu xung d liệu hay m o ký hiệu như ch ra ở hình 3.4. ếu đáp ng
pha của bộ lọc ng với thành phần tín hiệu nào đó là tuyến tính tình khi tín
hiệu truyền qua nó, có thể sẽ bị trễ đi một khoảng thời gian cố định, nhưng
ngược lại tín hiệu sẽ không bị m o.
ình 3.4. iện tượng m o pha
Một số bộ lọc có đáp ng pha mong muốn nhưng cũng có nh ng bộ
lọc có đáp ng pha không được như ý. Ví dụ, bộ lọc essel có đáp ng pha
theo tần số là gần như tuyến tính trong khi đó bộ lọc Elliptic lại có đáp ng
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 53
pha theo tần số rất khó có thể đạt đến tuyến tính. Các bộ lọc số có thể được
thực thi với đáp ng pha hoàn toàn tuyến tính do đó còn được gọi là các bộ
lọc pha tuyến tính và vì v y bằng cách thực hiện bộ lọc số dạng côsin-tăng
(raised-cosine) sẽ không gây ra m o pha. Cần ch ý rằng tất cả các bộ lọc
số đều có đáp ng pha tuyến tính.
3.2. . Trễ nh m do bộ
Trễ nhóm được hiểu là tốc độ dịch pha theo tần số. Đối với một bộ
lọc có đáp ng pha tuyến tính thì tốc độ dịch pha theo tần số là một hằng số
và bởi thế mà trễ nhóm sẽ là một lượng không thay đổi với mọi thành phần
tần số, d là giá trị khác không.
Đối với trường hợp đáp ng pha phi tuyến, độ trễ nhóm là thay đổi
theo tần số (hình 3.5). hi đó, các xung d liệu hay các ký hiệu truyền qua
mạch lọc bị “nhòe” do có độ trễ khác nhau gi a các thành phần tần số, k o
theo ISI được đưa vào tín hiệu. Các ảnh hưởng của m o độ lớn, m o pha
hay m o trễ nhóm có thể khắc phục được trong một số trường hợp bằng
cách sử dụng các mạch cân bằng. Trong thực tế, đó là các mạch lọc số được
thiết kế để có thể b lại nh ng mất mát do sự không hoàn hảo của các bộ
lọc tương tự cũng như sự không hoàn hảo của kênh truyền.
ình 3.5. Trễ nhóm do đáp ng pha của bộ lọc
3.2. . Méo ha do bộ hu h đ i
hư ta đã x t với trường hợp các bộ khuếch đại công suất lớn hay
khuếch đại laser, đáp ng biên độ có đặc trưng vào ra phi tuyến. Với đáp
ng pha của các bộ này cũng thường có đặc trưng vào ra là phi tuyến.
Thông thường đáp ng pha theo tần số là tương đối tuyến tính và không
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 54
gây ảnh hưởng nghiêm trọng ngoại trừ đối với trường hợp độ rộng băng
thông điều chế là khá lớn.
ình 3.6. Đặc trưng pha lối ra theo biên độ đưa vào bộ khuếch đại
nh hưởng của sự thay đổi pha theo m c công suất lối vào bộ
khuếch đại là gây ra m o pha phụ thuộc biên độ đối với tín hiệu d liệu,
thường gọi là m o AM-PM (Amplitude Modulation to Phase Modulation).
Vấn đề này gây ảnh hưởng bất lợi rất lớn cho các phương th c điều chế
theo pha tín hiệu như điều chế M-PS hay điều chế M-QAM.
3.2. . Méo ha do nh
ầu hết các kênh sử dụng dây dẫn đều gây ra ảnh hưởng m o pha
cũng như m o trễ nhóm đối với tín hiệu truyền qua nó, bởi v y sử dụng bộ
cân bằng là giải pháp để đo đạc và b lại sự mất mát gây ra do loại m o
này.
Đối với kênh truyền sử dụng sợi quang, m o thường được đặc trương
bởi sự phân tán thời gian trong sợi quang, yếu tố này làm tăng giới hạn trên
tốc độ truyền d liệu. Quá trình phân tán thời gian xảy ra do các tia sáng
truyền qua sợi quang ở chế độ đa mode (multi-mode). Để khắc phục vấn đề
này có thể sử dụng sợi quang đơn mode (mono-mode) và nguồn laser thích
hợp, mặc d điều này có thể phải chi phi cao trong quá trình sản xuất.
ình 3.7. Sự phân tán theo thời gian trong các sợi quang
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 55
Đối với trường hợp kênh vô tuyến, m o pha không nghiêm trọng đối
với các tín hiệu truyền theo một đường nhất định từ trạm phát đến trạm thu.
Trong một số trường hợp, tín hiệu đi theo nhiều đường để đến máy thu, mỗi
đường này lại có độ dài khác nhau do đó pha của mỗi tín hiệu đến từ mỗi
đường cũng khác nhau và tín hiệu tổng hợp tại máy thu có thể bị ảnh hưởng
đáng kế nếu các pha thành phần triệt tiêu nhau.
3.3. NHIỄU VÀ ỒN
3.3.1. C nguồn nhiễu
ầu hết có sự can nhiễu vào các hệ thống thông tin số từ các hệ
thống thông tin khác hay các thiết bị máy móc bên ngoài. Ví dụ như sự
xuyên âm trên các đường dây truyền thông (dây điện thoại) cũng thuộc vào
loại can nhiễu, hay ồn do các thiết bị đánh điện từ các động cơ xe máy, ô
tô,
ình 3.8. Sự can nhiễu trên dây truyền thông
Trong các hệ thống thông tin vô tuyến, nguồn can nhiễu chủ yếu
là từ các người sử dụng ng với phổ tần vô tuyến khác nhau. Chẳng
hạn như khi thiết bị phát tần số của một người sử dụng nào đó phát ra
tần số rất gần với dải tần hoạt động của người sử dụng lân c n thì có
thể bộ thu của người d ng lân c n này bắt được tần số không mong
muốn đó. iện tượng này sẽ gây ra sự can nhiễu gọi là nhiễu c n
kênh. Trường hợp th hai là trong các ng dụng di động tế bào, mỗi
máy di động tại các vị trí địa lý (ô tế bào) khác nhau được hệ thống
gán cho tần số hoạt động như nhau. Vì v y nếu khoảng cách gi a các
máy hoạt động c ng tần số này mà gần nhau quá thì cũng có thể dẫn
đến nhiễu đồng kênh.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 56
ình 3.9. hiễu đồng kênh trong thông tin di động tế bào
Trong cả hai trường hợp thông tin vô tuyến hay phát truyền
hình, thường chịu ảnh hưởng của nhiễu đa đường, các tín hiệu đi theo
nhiều đường khác nhau để đến máy thu do đó gây ra các độ trễ khác
nhau, vấn đề này làm xuất hiện hình bóng trên màn hình ti vi.
3.3.2. Khắ h hi n tượng an nhiễu
o hầu hết sự can nhiễu trong các hệ thống thông tin được gây
ra do ảnh hưởng của các thiết bị khác nhau nên trong quá trình thiết
kế, cần phải tối thiểu các ảnh hưởng này ở m c thấp nhất. Điều này có
thể thực hiện được bằng cách lựa chọn kh o l o các phương th c điều
chế và mã hóa ph hợp để có thể hạn chế được mỗi loại nhiễu có thể
xuất hiện.
Vấn đề nhiễu xuyên âm trên các đường dây điện thoại có thể
được giảm thiểu bằng cách sử dụng đường dây dẫn chất lượng hơn
hay có thể thay thế bằng sợi quang, vì sợi quang không chịu ảnh
hưởng của sự tán xạ tia lửa điện từ bên ngoài.
iện tượng xuấn hiện “bóng ma” (hay hình bóng) trên màn hình
ti vi bởi yếu tố fadng đa đường có thể được loại b bằng cách sử dụng
các anten định hướng để ngăn ngừa sự phản xạ nhiều hướng của tín
hiệu trước khi đến máy thu. Một số trạm phát gốc tế bào hiện đại hay
một số thiết bị di động xách tay thường sử dụng anten định hướng
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 57
tránh sự phân tán năng lượng tín hiệu ra nhiều hướng và bởi v y có
thể t p trung được gần như toàn bộ năng lượng của tín hiệu thu mong
muốn tại máy thu.
ình 3.10. Sử dụng anten định hướng trong truyền thông vô tuyến
3.3.3. C nguồn t âm
hông giống như nhiễu, phần lớn tạp âm (noise) sinh ra do
chính các đường truyền thông và thường có phân bố ngẫu nhiên, bởi
thế rất khó có thể loại b được nó. T y thuộc vào đặc tính của mỗi
đường truyền, tạp âm có thể xuất hiện ở dạng tạp âm nhiệt, tạp âm hạt
(shot noise), tạp âm do áp suất khí quyển,
T âm nhi t thường gây ảnh hưởng nhiều hơn trong các hệ thống
thông tin và nguồn gốc của loại tạp âm này là do sự chuyển động xáo trộn
của các điện tử trong v t dẫn. Sự chuyển động của các hạt mang điện này
tăng nhanh khi nhiệt độ của v t dẫn tăng. Vì v y làm xuất hiện dòng điện
và k o theo là điện áp đáng kể, hình thành một dạng sóng ngẫu ngẫu nhiên
có phổ công suất trung bình bằng phẳng trên mọi thành phần tần số. Thuộc
tính này của tạp âm nhiệt được gọi là tạp âm trắng (white noise).
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 58
ình 3.11. Tạp âm xuất hiện trên kênh truyền dẫn
Công suất trung bình của tạp âm nhiệt được xác định bởi:
avN kTB
Trong đó, k là hằng số olt man 231.38 10 / / ok watts Hz K T là
hằng số nhiệt độ tuyệt đối tính theo oK là độ rộng băng thông của kênh
dẫn.
Có thể loại b tạp âm nhiệt bằng cách làm lạnh các thiết bị dẫn hay
làm lạnh nguồn gây ra tạp âm nhiệt. guyên lý này cũng thường được sử
dụng trong các bộ thu vô tuyến để nâng cao độ nhạy máy thu.
T âm h t (shot noise) được sinh ra tại các lớp tiếp giáp bán dẫn khi các
điện tử (electrons) đi qua hàng rào điện thế. Trong khi công suất tạp âm
nhiệt tỷ lệ với độ tăng nhiệt độ của v t dẫn thì công suất tạp âm hạt là tỷ lệ
với dòng điện phân cực trong chất bán dẫn.
3.3.4. C đ tính ủa t âm
Tạp âm thường được phân loại thành tạp âm trắng hoặc tạp âm hỗn
hợp phụ thuộc vào m t độ phổ công suất theo tần số của tạp âm. Tạp âm
trắng được hiểu là tạp âm có m t độ phổ công suất bằng phẳng trên
toàn trục tần số.
ình 3.12. M t độ phổ công suất của tạp âm trắng
Tạp âm hỗn hợp có m t độ phổ công suất phân bố không đồng đều.
Vì v y, với một độ rộng băng hạn chế tương ng với một kênh truyền duy
nhất, m t độ phổ công suất có thể được coi như là phẳng và do đó được
hiểu là ồn Gauss trắng băng tần giới hạn.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 59
CHƯƠNG 4. KỸ THUẬT ĐIỀU CH SỐ
4.1. KHÁI NIỆM VÀ PHÂN LOẠI
Trong phần trước, ch ng ta đã được làm quen với các hệ thống số
băng tần cơ sở, tại đó các tín hiệu được truyền trực tiếp mà không cần phải
dịch chuyển tần số của tín hiệu. o các tín hiệu băng cơ sở có công suất
khá lớn tại các thành phần tần số thấp, ch ng ch thích hợp cho truyền dẫn
thông qua cáp hai sợi, cáp đồng trục hay các sợi quang. Tuy nhiên các tín
hiệu băng cơ sở không thể được truyền dẫn trực tiếp qua một đường vô
tuyến (radio link) tuyến hay gi a các vệ tinh (satellites) vì muốn truyền dẫn
qua các tuyến này yêu cầu phải sử dụng các anten có kích thước rất lớn để
phát xạ các tín hiệu có phổ tần thấp. Vì v y cần phải dịch chuyển phổ tần
số của tín hiệu băng cơ sở tới v ng tần số hoạt động ph hợp bằng cách sử
dụng kỹ thu t điề chế sóng mang cao tần (có dạng hình sine: ccos t ).
Việc lựa chọn phương pháp điều chế ảnh hưởng quyết định đến khả
năng làm việc dễ dàng, tính dung sai tạp âm và độ rộng băng tần kênh làm
việc.
Điều chế số là quá trình sử dụng tín hiệu số (d liệu: ata) để làm
thay đổi các thông số của sóng mang cao tần (biên độ, tần số và pha). hi
d liệu được phát làm thay đổi thông số về biên độ của tín hiệu sóng mang,
ta có trường hợp khóa dịch biên độ (ASK-Amplitude Shift ey) liệu
phát làm thay đổi thông số về tần số, ta có trường hợp khóa dịch tần (FSK-
Frequency Shift ey) và nếu d liệu phát làm thay đổi thông số về pha thì
ta có trường hợp khóa dịch pha (PSK-Phase Shift ey). X t theo trạng thái
mã hóa thì có thể phân ra làm hai loại điều chế số đó là: điều chế nhị ph n
và điều chế hạng M.
4.2. ĐIỀU CH SỐ NHỊ PHÂN
4.2.1. Kh a d h bi n ASK (Am itude Shift Keying)
4.2.1.1. D ng sóng điề chế ASK
ạng đơn giản nhất của điều chế d liệu băng thông là khóa dịch
biên (AS ). Các ký hiệu được biểu diễn bằng các giá trị biên độ rời rạc của
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 60
sóng mang dao động với tần số cố định. Trong trường hợp điều chế AS
nhị phân, ch có hai trạng thái ký hiệu, đó là trạng thái có sóng mang hay
không có sóng mang, quá trình này còn được gọi là quá trình khóa đóng mở
(ON-OFF-Keying - OOK
Hình 4.1. ạng tín hiệu AS
4.2.1.2. Phổ ữ liệ ASK
ếu bây giờ ta giả thiết rằng gộp tất cả các thành phần trong chuỗi
d liệu ký hiệu băng tần cơ bản được trộn với sóng mang, kết quả cho ta
tổng và một thành phần khác, phổ kết quả sẽ đối x ng qua tần số sóng
mang, trong thực tế nó có giá trị dương và đồ thị nghịch đảo phổ hình sin
của tín hiệu băng tần cơ bản đối với d ng d liệu nhị phân không lọc.
Phổ AS còn được gọi là phổ song biên, với một biên trên và một
biên dưới của sóng mang (hình 3. ). Điều đó cho thấy độ rộng băng chiếm
dụng của tín hiệu điều chế AS gấp hai lần độ rộng băng tần của tín hiệu
cơ bản với hiệu suất sử dụng băng tần cực đại là: 1 bit s .
Hình 4.2. Phổ điều chế AS .
4.2.1.3. T o tín hiệ điề chế ASK
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 61
Ch ng ta đã thấy một tín hiệu AS có thể có được bằng cách sử
dụng một bộ trộn để nhân luồng tín hiệu băng tần cơ sở với sóng mang.
Q a trình thực hiện điều chế tín hiệu AS như v y thường được gọi là điều
chế tuyến tính.
Hình 4.3. guyên tắc điều chế AS sử dụng bộ trộn
goài ra, một lựa chọn khác đơn giản hơn, đặc biệt đối với điều chế
AS nhị phân, sử dụng chuyển mạch cổng có và không có sóng mang,
chuyển mạch này được điều khiển bằng chuỗi d liệu đầu vào.
Hình 4.4. Sử dụng khóa chuyển mạch cho điều chế AS
4.2.1.4. Độ ộng giới h n củ ASK
- Ph ơng pháp ọc băng th ng
Để tối thiểu hóa độ rộng băng chiếm dụng của tín hiệu được truyền
dẫn AS , yêu cầu có bộ lọc hoặc bộ tạo dạng xung ở phía trước hoặc sau,
sau khi điều chế sóng mang. Đối với phương pháp tạo ra tín hiệu điều chế
AS bằng cách chuyển mạch, phương pháp này không chấp nh n bất kỳ
một quá trình lọc trước nào của tín hiệu băng tần cơ sở, vì chuyển mạch
này là quá trình không tuyến tính và không truyền dẫn thông tin dạng xung
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 62
trên đường bao sóng mang. Đối với trường hợp này, bất kỳ quá trình lọc
nào để t p trung độ rộng băng đều phải được thực hiện trong băng thông tín
hiệu được điều chế.
Hình 4.5. ọc băng thông tín hiệu điều chế
Thí dụ: ếu muốn lọc tín hiệu điều chế ở độ rộng 30 h , sóng
mang có tần số 00 M , sẽ phải d ng bộ lọc có hệ số chất lượng 6 3900 10 30 10 30.000Q . iện nay, hệ số chất lượng Q này ch có được
khi sử dụng bộ lọc tinh thể, bộ lọc này có biên độ gợn sóng (không bằng
phẳng) và m o trễ nhóm rất xấu trong băng thông. Ch ng chắc chắn không
cho ph p nhà thiết kế đạt được đáp ng băng thông bộ lọc cosin tăng
nghiệm mà giao thoa ký hiệu bằng 0.
- Ph ơng pháp ọc băng tần cơ sở
Các vấn đề với việc lọc băng thông một tín hiệu d liệu đã được điều
chế cao tần có thể được khắc phục nếu thực hiện sửa xung chuỗi d liệu
đầu vào băng tần cơ sở và quá trình tuyến tính được thực hiện để duy trì
biên độ của tín hiệu. hi sử dụng phương pháp trộn, luồng d liệu cơ sở có
thể được lọc trước bằng bộ lọc thông thấp (lọc cosin tăng nghiệm) và thông
tin sửa dạng xung này đặt lên đường bao của sóng mang. Trên thực tế, đã
có nhiều bộ trộn tích hợp tuyến tính có khả năng hoạt động với tần số sóng
mang có thể lớn hơn vài G đã có nhiều.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 63
Hình 4.6. Phương pháp lọc băng tần cơ sở
4.2.1.5. Tách sóng ASK
a). Ph ơng pháp kh ng kết h p:
Trong phương pháp điều chế AS , tín hiệu được truyền đi dưới dạng
các giá trị biên độ hoặc là đường bao của tín hiệu sóng mang được điều chế
và tín hiệu được khôi phục bằng cách tách tín hiệu đường bao. Mạch tách
tín hiệu đường bao đơn giản nhất bao gồm: một đi-ốt tách sóng và bộ lọc
phẳng, sơ đồ này thường sử dụng tách sóng không kết hợp. Sơ đồ tách sóng
này đơn giản nhưng điểm yếu của nó là khả năng phân biệt tín hiệu cần thu
từ tạp âm thấp hơn so với tách sóng kết hợp như hình 3.7.
a).
b).
Hình 4.7. Sơ đồ tách sóng không kết hợp.
ếu tín hiệu điều chế sóng mang thu được là hai tín hiệu có dạng
vuông góc thể hiện bằng công th c sau: cos à a t sinc ca t t v t , trong đó
a(t) là biên độ của sóng điều chế. Ta có thể tách đường bao của sóng này
sau khi hai sóng liên tiếp vuông góc này đi qua bộ cộng, bộ khai căn b c
hai và cuối c ng ta thu được nghiệm vuông. Ta được phương trình sau:
2 2 2 22 2 2 2cos a t sin cos sinc c c ca t t t a t t t a t
b). Ph ơg pháp kết h p:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 64
Phương pháp này được thực hiện bằng cách trộn tín hiệu đã điều chế
ở đầu vào với tín hiệu sóng mang chuẩn được tạo ra từ bộ dao động nội và
lựa chọn các thành phần cấu thành khác nhau tại đầu ra bộ trộn như hình
3.8. Tín hiệu d liệu đã điều chế có dạng cos ca t t , v y đầu ra bộ trộn sẽ
là:
cos cos 0,5 cos 0,5 cos 2 .c c ca t t t a t a t t
Hình 4.8. Tách sóng kết hợp.
ếu sóng mang có pha kết hợp với tín hiệu sóng mang được điều chế
ở đầu vào (nghĩa là sóng mang đã điều chế đầu vào và sóng mang tham
chiếu không có sự sai khác nhau về pha và tần số: 0 ). Đầu ra ta có các
giá trị a(t) tương ng.
ếu 090 , tín hiệu đầu ra bằng 0. hất thiết phải đảm bảo rằng bộ
dao động sóng mang trong máy thu phải được đồng pha với bộ dao động
sóng mang trong máy phát.
Mặc d phương pháp tách sóng kết hợp đưa ra ph c tạp hơn phương
pháp tách sóng không kết hợp nhưng với phương pháp này có thể khôi
phục tín hiệu chính xác hơn khi có tạp âm xen vào.
4.2.2. Kh a d h tần FSK (Fre uen Shift Ke ing)
4.2.2.1. D ng sóng FSK
Phương pháp FS đơn giản trong việc tạo và tách tín hiệu, nó có
nhiều đặc điểm tối ưu không bị ảnh hưởng sự thay đổi biên độ tín hiệu.
Phương pháp điều tần biến đổi tần số sóng mang riêng biệt dưới dạng các
trạng thái ký hiệu, biên độ của sóng đã điều chế không thay đổi.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 65
Trước hết ta xem x t trường hợp tín hiệu nhị phân FS không lọc.
ạng sóng có thể biểu diễn như hai luồng d liêu riêng biệt AS trước khi
truyền dẫn.
Hình 4.9. ạng sóng điều chế FS .
4.2.2.2. T o ng sóng FSK
Sóng điều chế FS có thể tạo ra bằng cách chuyển mạch gi a các
nguồn tín hiệu có tần số khác nhau như hình 3.10-a. Tuy nhiên nó có bước
nhảy pha rời rạc gi a các trạng thái ký hiệu tại thời gian chuyển mạch. ất
c giá trị pha rời rạc nào tại ranh giới ký hiệu sẽ dẫn đến phổ cao hơn ở tần
số cao và độ rộng băng truyền dẫn rộng hơn. goài ra, FS có thể thực
hiện bằng cách gh p vào tín hiệu d liệu chẳng hạn như điều khiển điện áp
của bộ dao động nội (VCO) như hình 3.10-b. Vì v y, chuyển đổi pha gi a
các trạng thái liên tiếp là xem như liên tục. Tín hiệu FS có pha chuyển đổi
không gián đoạn gi a các trạng thái ký hiệu thường được gọi là dạng: hóa
dịch tần số pha liên tục (CPFS ).
a).
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 66
b).
Hình 4.10. guyên tắc tạo dạng sóng FS .
4.2.2.3. Tách sóng FSK
a). Ph ơng pháp tách FS kh ng kết h p
Một trong nh ng phương pháp đơn giản nhất để tách tín hiệu FS
nhị phân là đưa tín hiệu qua hai bộ lọc thông dải được hiệu ch nh bằng hai
tần số tín hiệu khác nhau và lấy ra tín hiệu lớn hơn trung bình sau một chu
kỳ ký hiệu. Đây thực chất là bộ tách đường bao không kết hợp, tương
đương hai luồng d liệu AS với bộ so sánh tại đầu ra. o không x t đều
pha của các ký hiệu, cho nên đây là phương pháp ch ng ta đã đề c p trước
trong phương pháp tách AS và nó không có nhiều ưu điểm như các hệ
thống tách kết hợp FS .
Có một phương pháp để phân biệt các tần số tín hiệu đầu vào. Một
phương pháp số đơn giản để tính "điểm qua 0" của sóng mang trong chu kỳ
ký hiệu và ước tính tần số theo từng ký hiệu. Phương pháp th ba là sử
dụng mạch vòng khóa pha P .
Hình 4.11. Sơ đồ tách sóng FS không kết hợp.
b). Tách sóng FS kh ng kết h p s ng PLL
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 67
Mạch vòng khóa pha (P ) là mạch khôi phục sóng mang và ký hiệu
sử dụng trong các hệ thống thông tin số. guyên lý làm việc cơ bản của
mạch P được miêu tả như hình 3.12. Mạch vòng P gồm 3 khối ch c
năng chính: ộ dao động điều khiển điện áp có tần số đầu ra tỷ lệ với điện
áp đầu vào ộ tách pha (thường sử dụng bộ gh p hoặc cổng logic XOR),
sinh ra điện áp đầu ra tỷ lệ với sai pha của hai tín hiệu đầu vào ộ lọc
vòng, sử dụng để điều khiển dải động của mạch hồi tiếp.
Hình 4.12. Sơ đồ vòng khóa pha PLL.
P làm việc bằng cách so sánh pha của tín hiệu đầu vào với điện áp
lấy ra từ bộ VCO và sử dụng điện áp tạo ra nhờ sai pha để hiệu ch nh tần số
và pha của tín hiệu VCO tương x ng với tín hiệu đầu vào. ệ thống là đạt
tới độ ổn định cao khi đầu ra trung bình từ bộ tách pha là bằng 0, VCO
khóa pha tín hiệu đầu vào (tách pha bộ trộn cơ bản, khi tín hiệu đầu vào và
tín hiệu VCO có pha sai khác nhau là 00 trong trạng thái khóa pha). Vì
điện áp điều khiển VCO phải thay đổi để mạch vòng P dò theo và chốt
vào một tần số mới ở đầu vào, cung cấp giá trị đo lường trực tiếp tần số tín
hiệu đầu vào mỗi ký hiệu trong chuỗi d liệu FS và làm việc như bộ tách
b c nhất.
c). Tách sóng FS theo ph ơng pháp kết h p
ộ tách kết hợp FS tương tự như bộ tách kết hợp AS nhưng trong
trường hợp FS có hai bộ tách được hiệu ch nh vào hai tần số sóng mang.
Đối với AS , tách kết hợp và lọc tương x ng ảnh hưởng tạp âm trong máy
thu được giảm xuống thấp nhất. hôi phục sóng mang chuẩn trong máy thu
kết hợp được đơn giản hóa nếu khoảng phân tách tần số gi a các ký hiệu
bằng tốc độ ký hiệu (phương pháp FS của Sunde), phổ tín hiệu đã điều
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 68
chế là phổ rời rạc tại các tần số sóng mang. huyết điểm của FS của
Sunde là độ rộng băng tần tín hiệu điều chế FS gần bằng 1,5 đến lần độ
rộng băng tần tín hiệu AS với lọc tối ưu và PS nhị phân.
Hình 4.13. Sơ đồ tách sóng FS kết hợp.
4.2.2.4. Phổ tín hiệ điể chế FSK
Phổ tín hiệu FS không dễ dàng thu được như phổ điều chế AS bởi
vì quá trình thực hiện điều chế FS là không tuyến tính. Phổ FS có thể
coi như gần bằng hai phổ điều chế AS và trung tâm là tần số sóng mang.
Vấn đề này được thể hiện r trong hình 3.11, độ rộng băng tần chiếm
dụng của tín hiệu điều chế FS phụ thuộc vào khoảng phân tách tần số
gi a các trạng thái tín hiệu.
Hình 4.14. Phổ tín hiệu điều chế FS .
4.2.2.5. Đặc tính BER đối với FSK
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 69
Hình 3.15 dưới đây thể hiện đường đặc tính lỗi bit cho trường hợp
FS kết hợp và FS không kết hợp có tạp âm trắng cộng Gauss đan xen.
Hình 4.15. Đặc tính ER cho trường hợp FS .
Ư điểm củ điề chế FSK
- Điều chế FS là điều chế có đường bao không đổi, sự thay đổi biên
độ không bị ảnh hưởng tới tín hiệu điều chế, phương pháp này tương thích
với các hệ thống máy thu và máy phát không tuyến tính.
- Nguyên lý tách FSK có thể dựa vào quan hệ thay đổi tần số gi a
các trạng thái ký hiệu và không yêu cầu tần số trong kênh phải chính xác
hoàn toàn (FS có dung sai độ trôi của bộ dao động nội và dịch chuyển
Doppler).
Nhược điểm củ điề chế FSK
- Phương pháp điều chế FS có hiệu suất sử dụng băng tần nh hơn
một ch t so với AS hoặc PS .
- Phương pháp điều chế FS có tỷ số lỗi bit k m hơn phương pháp
điều chế PS .
4.2.3. Kh a d h ha PSK (Phase Shift Ke ing)
4.2.3.1. Ng n lý củ khó ịch ph
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 70
Đối với khóa dịch pha (PS ), thông tin ch a trong pha t c thời của
sóng mang điều chế. Thường thì pha này được ấn định và so sánh tương
thích với sóng mang của pha đã biết - PS kết hợp. Đối với PS nhị phân,
các trạng thái pha 00 và 180
0 sẽ được sử dụng.
Một phương th c điều chế PS khác là PS kết hợp vi sai. Phương
th c này cho ph p truyền d liệu được mã hóa theo sự thay đổi pha (sai
pha) gi a các ký hiệu liên tục. Đối với PS sẽ không có tách sóng theo
phương pháp không kết hợp.
a). hóa dịch pha kết hợp
b). hóa dịch pha kết hợp vi sai.
Hình 4.16.
4.2.3.2. Phổ chiếm ụng củ PSK
ăng tần của một tín hiệu PS nhị phân cũng giống như AS nhị
phân nếu c ng độ dịch pha của dạng xung. Thực chất thì PS nhị phân có
thể được xem như một tín hiệu AS với biên độ sóng mang +A và -A (thay
cho +A và 0 đối với AS ).
ếu nh ng pha thay đổi đột ngột tại ranh giới gi a các ký hiệu,
giống như FS , băng tần chiếm dụng sẽ lớn hơn rất nhiều so với sự chuyển
tiếp nhịp nhàng gi a nh ng trạng thái pha, bao gồm cả sự cần thiết sửa
dạng của dạng sóng điều chế.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 71
Hình 4.17. Phổ PS .
4.2.3.3. T o sóng điề chế PSK
Cách đơn giản nhất để điều chế PS nhị phân không lọc là thay đổi
tín hiệu sóng mang điều chế theo tín hiệu số liệu bằng cách dịch pha 00 và
1800. Giống như AS , cách tạo sóng điều chế PS này không thích hợp
lắm để đạt được dạng sóng lọc yquist do khó khăn trong việc thực hiện
tần số dải thông cao.
ếu yêu cầu lọc thì phải thực hiện nhân, cho ph p dòng số liệu được
sửa dạng trước ở băng gốc trước khi tiến hành điều chế. ởi vì điều chế là
quá trình tuyến tính, dạng bộ lọc băng gốc tác động trực tiếp lên tín hiệu
điều chế băng dải.
Hình 4.18. Sơ đồ điều chế PS .
Hi u ứng ọc ạng sóng PS
hi tín hiệu PS không được lọc thì đường bao tín hiệu điều chế
không đổi, việc đưa ra phương pháp lọc để hạn chế độ rộng băng tần điều
chế làm cho tín hiệu điều chế PS có đường bao thay đổi. Độ biến thiên
của đường bao tín hiệu điều chế là hàm của dạng xung đưa vào điều chế.
ạng sóng điều chế PS với các hệ số dốc khác nhau của bộ lọc
cosin-tăng nghiệm, với giá trị nh , dạng sóng nhọn hơn và đ nh cao hơn
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 72
(Sử dụng bộ lọc cosin-tăng nghiệm, tỷ số công suất đ nh do các nhà thiết kế
quyết định).
4.2.3.4. T ch tín hiệ PSK
Tách tín hiệu PS không sử dụng phương pháp tách không kết hợp
mà sử dụng nhiều phương pháp tách kết hợp. ộ tách lý tưởng yêu cầu tách
chính xác pha sóng mang không điều chế ở máy thu.
Trong phương pháp điều chế AS , nếu có bất kỳ lỗi sai pha nào từ
sóng mang chuẩn lấy từ bộ dao động nội thì tín hiệu điện áp tại đầu ra bộ
tách giảm một lượng là: cos . Tỷ số 0sE N của bộ tách giảm một lượng là
2cos . Ch ng ta yêu cầu lỗi pha bằng 0 để tách tối ưu và phải soát lại tất
cả các v ng khôi phục sóng mang. Ch ý rằng: khi lỗi sai pha xuất hiện
bằng 00 thì đầu ra có điện áp bằng 0.
Hình 4.19. Tách tín hệu PS .
- Khôi phục sóng m ng t ong phương ph p PSK kết hợp
Để đảm bảo rằng pha sóng mang nội gần bằng 00, điều cần thiết là
phải truyền pha sóng mang chuẩn c ng với tín hiệu d liệu và phải trích
được sóng mang chuẩn từ luồng d liệu đầu vào.
uồng tín hiệu chuẩn trích ra được trong phương pháp điều chế
PS có thể thực hiện được bằng cách điều chế PS nhị phân vuông góc,
các trạng thái pha tại 00 và 180
0 bắt buộc phải lấy mô-đun của 2 , nên
phương pháp điều chế có thể b đi. Q a trình điều chế vuông góc cũng
nhân đôi thành phần tần số sóng mang, yêu cầu lọc (sử dụng mạch vòng
khóa pha) để loại b tạp âm trong kênh, sau đó tần số phải chia đôi để thu
được dạng sóng mang kết hợp.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 73
Hình 4.20. Sơ đồ khôi phục sóng mang trong phương pháp PS kết hợp.
Trong hệ thống d liệu sử dụng trạng thái ký hiệu khác pha ( =
trong trường hợp điều chế PS nhị phân) tính phi tuyến b c phải sử dụng
để bắt buộc điều chế pha lấy mô-đun 2 . Phần còn lại của quá trình khôi
phục sóng mang cũng như v y nhưng cần một "Mạch chia " tần số sóng
mang chính xác.
Với điều chế PS được lọc, các tín hiệu vuông góc gồm các đường
bao điều chế thành phần tần số đối x ng xung quanh.
Hình 4.21. So sánh phổ PS chưa lọc và được lọc.
- M ch vòng Cost s
Một phương pháp thường được sử dụng để khôi phục sóng mang
vuông góc là phương pháp mạch vòng Costas.
Mạch vòng Costas thực chất là hai mạch vòng khóa pha c ng làm
việc song song, với một VCO chung đưa các tín hiệu ra vuông góc cho mỗi
mạch vòng. Q a trình làm vuông góc là cần thiết kế để kết hợp được điều
chế PS mô-đun 2 trong mạch vòng Costas với vai trò bộ trộn th 3.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 74
Hình 4.22. Mạch vòng Costas.
Mạch vòng Costas có hai ưu điểm chính: Th nhất: ó không hoàn
toàn làm việc với tần số sóng mang gấp đôi nên không cần mạch chia hai.
Th hai, mạch này tách d liệu kết hợp yêu cầu trên một nhánh của hệ
thống P , không cần các mạch tách khác (lọc tương x ng riêng biệt) được
sử dụng để khôi phục d liệu như mạch lọc thường sử dụng trong mạch
Costas để thu được giá trị tạp âm trung bình của tín hiệu chuẩn kết hợp.
- Tính không õ àng về ph t ong khôi phục sóng m ng PSK
hối phục sóng mang có dạng hình vuông là một điều lý tưởng,
nhưng thực tế không được như v y vì tần số bị giảm đi một nửa của thành
phần sóng mang 2 cf dẫn đến sự không r ràng về pha 0180 vào trong thành
phần sóng mang chuẩn.
ãy xem x t đến trường hợp chuỗi d liệu đã được lọc: 1, 0, 1, 0, 1,
0,... ở dạng xung hình vuông. Đầu ra sẽ là sóng mang có tần số 2 cf với
"điểm qua 0" là tần số đầu vào. Cho tín hiệu này tới mạch "chia " và có
thể thấy rằng trạng thái logic của bộ chia có thể được kích thích bởi các
"điểm qua 0" ( ero-crossings) bằng lần tần số sóng mang và có thể không
biết được nó có liên quan tới "điểm qua 0", đ ng hay không (và do v y cả
về pha n a) của tín hiệu đầu vào. ết quả là sóng đã được khôi phục có thể
bị sai pha 00 hoặc có thể bị sai pha 180
0. Sự cung cấp sóng đảo pha tới bộ
tách sóng kết hợp sẽ gây ra toàn bộ d liệu đã được tách sóng bị đảo pha.
Vấn đề này có thể giải quyết bằng cách gửi kèm 1 chuỗi huấn luyện
(training sequence) tới máy thu để nó có thể suy lu n ra nh ng d liệu đã bị
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 75
đảo pha và có biện pháp khôi phục đ ng d liệu. Tuy nhiên giải pháp chuỗi
training hoạt động không tốt lắm nếu kênh thường bị ngắt (ví dụ: môi
trường phađing di động) do sự mất định thời của sóng mang chuẩn. Mỗi lần
sóng mang chuẩn được thiết l p lại, tính không r ràng về pha sẽ lại xuất
hiện yêu cầu truyền phát lại chuỗi training. Tính không r ràng về pha này
cũng xuất hiện trong vòng Costas, th m chí ngay cả khi nó không có một
mạch chia r ràng.
4.2.3.5. Điề chế và giải điề chế PSK vi s i
Điều chế PS vi sai ( PS - ifferential PS ) là phương pháp mã
hóa và giải mã dựa vào thay đổi trạng thái như EPS nhưng nó có điểm
nổi b t hơn là nó sử dụng phương pháp giải mã vi sai như là một phần giải
điều chế luồng tín hiệu và đồng thời khôi phục sóng mang. hối mã hóa vi
sai và bộ điều chế PS nói chung thường là PS và EPS , nhưng máy
thu làm việc bằng cách so sánh pha ký hiệu sóng mang đầu vào và ký hiệu
sóng mang trước đó. ó phối hợp việc tách kết hợp và mã hóa vi sai vào
một quá trình.
Hình 4.23. Sơ đồ điều chế và giải điều chế PS
R ràng, quá trình tách này đơn giản hơn yêu cầu tách tín hiệu PS
thực tế và phương pháp PS thường được sử dụng rộng rãi trong các hệ
thống vô tuyến hiện đại có tốc độ tín hiệu trung bình (đến 48000 bit s). Tuy
nhiên phương pháp PS có tạp âm nh không đáng kể so với PS khi
pha chuẩn của PS có trễ tạp âm đầu vào có thể lọc tốt, thực tế là không
có tạp âm chuẩn trong quá trình khôi phục sóng mang.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 76
4.2.3.6. Ch t lượng BER t ong điề chế PSK
ý thuyết thực hiện kết hợp và mã hóa vi sai PS được trình bày ở
đây với kênh có tạp âm trắng A G tham gia. Xác suất tỷ số ER trong
trường hợp điều chế PS kết hợp tương tự như xác suất truyền dẫn băng
tần cơ sở lư ng cực. Q a trình điều chế và giải điều chế PS có thể xem
như kỹ thu t ph hợp để thu được băng thông tương đương từ nguồn băng
tần cơ sở. Tuy nhiên để chuyển đổi tín hiệu băng tần cơ sở sang tín hiệu
băng thông sẽ làm giảm hiệu suất độ rộng băng tần cực đại của đường
truyền d liệu từ bit s xuống 1 bit s đối với tín hiệu nhị phân cho
cả hai trường hợp.
Hình 3.24. Phẩm chất của PS
4.3. ĐIỀU CH SỐ NHIỀU MỨC
4.3.1. Kh a d h bi n M-mứ (ASK M-ARY)
4.3.1.1. Ng n tắc điề chế
Điều chế AS nhiều m c là sự mở rộng từ điều chế AS nhị phân
với số trạng thái ký hiệu là M (lớn hơn ). Quá trình giải điều chế và tách
tín hiệu sẽ mở rộng thành yêu cầu so sánh nhiều m c của tín hiệu đường
bao đã phục hồi cho việc tách kết hợp và không kết hợp. Đối với phương
pháp điều chế M-m c, việc khôi phục sóng mang được thực hiện tương tự
như điều chế AS nhị phân.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 77
Hình 4.25. Sơ đồ điều chế và giải điều chế
4.3.1.2. D ng sóng ASK M-mức
ưới đây minh họa dạng sóng AS 8 m c. hư v y, số trạng thái ký
hiệu tương ng với số m c biên độ của tín hiệu sóng mang.
Hình 4.26. ạng sóng AS M-m c
4.3.1.3. Phẩm ch t lỗi bit t ong điề chế ASK M-mức
ết quả ER trong điều chế AS M-m c được biểu diễn như hình
3. . Từ hình vẽ ta thấy, ER của AS M-m c là khá k m và nhạy cảm
với sự biến đổi của tăng ích trong kênh và đòi h i phải xử lý tuyến tính hợp
lý trong máy thu phát, có nghĩa là nó ít được sủ dụng trong thực tế, trừ dạng
nhị phân của nó.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 78
Hình 4.27. Phẩm chất lỗi bit của AS M-m c.
4.3.2. Kh a d h tần M-mứ (FSK M-ARY)
4.3.2.1. Tín hiệ FSK M-mức
Tín hiệu điều chế FS M-m c rất có lợi trong việc tăng khả năng
chống tạp âm so với FS nhị phân, cho ph p một nhà thiết kế đạt được độ
tin c y truyền dẫn ngay cả khi có tạp âm. Điều này ch có thể thực hiện
bằng cách sử dụng " ý hiệu trực giao", khoảng cách tần số gi a các ký
hiệu yêu cầu rộng bằng tổng độ rộng băng tần. Phương pháp điều chế FS
M-m c sử dụng tín hiệu trực giao là một trong số ít nh ng kỹ thu t mà chất
lượng modem đạt tới giới hạn Shannon, Tỷ lệ 0bE N cực tiểu -1,6 dB.
Hình 4.28. ăng thông của tín hiệu FS trực giao và không trực giao.
Cũng có thể điều chế bằng cách sử dụng tần số ký hiệu không trực
giao, như trong điều chế FS nhị phân. ằng cách đặt khoảng cách gi a
các tần số rất gần nhau, có thể n n 4 ký hiệu trong một khoảng ký hiệu và
do đó tăng hiệu suất sử dụng băng tần qua phương pháp điều chế PS ,
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 79
trong trường hợp này khả năng chống tạp âm giảm so với hệ thống sử dụng
điều chế FS nhị phân, vì các ký hiệu tần số không còn là trực giao n a.
T n hi u t ực giao: ai tín hiệu ài ja t v a t được gọi là trực giao
trong một chu kỳ ký hiệu nếu:
0
0sT
i j
i ja t a t dt (3.1)
Ví ụ: Có 3 ký hiệu trực giao:
Phổ của ch ng có dạng như sau:
Hình 4.29. Phổ của tín hiệu M-FS trực giao.
4.3.2.2.T ch tín hiệ FSK t ực gi o
Một bộ tách tín hiệu FS M-m c thông thường bao gồm: các bộ
tương quan (gồm các bộ trộn và tín hiệu sóng mang chuẩn kết hợp), các
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 80
mạch quyết định tại đầu ra sẽ quyết định xem bộ trộn nào cho ra tín hiệu
lớn nhất và ký hiệu nào được gửi đi.
Các trạng thái điều chế ký hiệu tiến tới vô t n, thời gian lấy trung
bình ký hiệu rất lớn, giảm ảnh hưởng tạp âm xuống gần bằng 0. Yêu cầu tỷ
số 0bE N gần bằng giới hạn Shannon là -1, d , khi đó truyền dẫn là không
lỗi, bất kể có bao nhiêu trạng thái ký hiệu và độ rộng băng báo hiệu được
sử dụng là bao nhiêu.
Hình 4.31. Sơ đồ tách tín hiệu FS trực giao M-m c.
4.3.2.3. Đặc tính BER t ong phương ph p điề chế FSK M-mức
Hình 3.32 dưới đây thể hiện đường cong ER của phương pháp điều
chế FS trực giao M-m c. hư ta biết, số trạng thái ký hiệu điều chế tăng,
tỷ lệ ER được cải thiện nhưng không bao giờ vượt quá giới hạn -1,6 dB.
ệ thống thông tin số có yêu cầu tối ưu về tạp âm. Thí dụ, trong
hành trình không gian rất xa có suy hao đường truyền rất lớn thì việc sử
dụng điều chế FS là rất hiệu quả.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 81
Hình 4.32. Đặc tính ER của FS trực giao M-m c.
4.3.3. Kh a d h ha M-mứ (PSK M-ARY)
4.3.3.1. Khó ịch ph cầ phương ( PSK)
Ch ng ta đã biết trường hợp điều chế FS trực giao có thể gửi đi hai
hoặc nhiều ký hiệu đồng thời qua kênh mà không bị ảnh hưởng tới quá
trình tách ký hiệu. hi tín hiệu FS trực giao được thiết l p, các sóng
mang hình sin và cosin được lấy trung bình qua các chu kỳ. ếu sử dụng
phương pháp điều chế PS nhị phân, sóng mang hình sin và sau đó có thể
tách độc l p từng tín hiệu.
Ch ng ta có thể minh họa phương pháp điều chế PS bốn trạng thái: 0 0 0 00 ,90 ,180 ,270 như trong hình 3.33. ốn trạng thái pha này vuông góc với
nhau, sơ đồ điều chế PS này được gọi là điều chế cầu phương (QPS ).
Đặc điểm nổi b t của phương pháp này so với phương pháp điều chế PS
là có thể gửi thông tin có tốc độ gấp hai lần trong c ng một độ rộng băng
tần.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 82
Hình 4.33. iểu đồ trạng thái của điều chế QPS .
4.3.3.2. Bộ điề chế PSK
Hình 4.34. ộ điều chế QPS .
Hình 4.34 thể hiện sơ đồ khối bộ điều chế QPS , trong đó là sự kết
hợp hai bộ điều chế PS với hai sóng mang vuông góc. uồng d liệu
ban đầu được chia thành hai luồng d liệu, mỗi luồng có tốc độ bằng 1
tốc độ luồng d liệu ban đầu (thường có bit xen kẽ cho bộ điều chế trên và
dưới). Sử dụng bộ lọc cosin-tăng để định dạng xung d liệu cho mỗi kênh
trước khi điều chế.
iểu đồ biểu diễn t p hợp ký hiệu được phát tổng hợp cho thấy các
trạng thái pha quan sát trong kênh sẽ quay 045 so với các nguồn PS
riêng rẽ.
4.3.3.3. Bộ giải điề chế PSK
Đầu thi tín hiệu QPS kết hợp yêu cầu khôi phục tín hiệu sóng mang
chính xác sử dụng nguồn điều chế th 4 để khôi phục lại trạng thái pha 00
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 83
bằng cách lấy mô-đun 2 . Mạch khôi phục tín hiệu định thời cần thiết cho
việc lấy mẫu tín hiệu được lọc và được giải điều chế. Có thể sử dụng các
phương pháp khôi phục tín hiệu định thời như trong điều chế nhị phân
uồng d liệu tại đầu ra bộ so sánh được kiến tạo lại thành một
luồng d liệu như ban đầu nhờ bộ biến đổi song song - nối tiếp.
Hình 4.35: ộ tâchs tín hiệu QPS .
4.3.3.4. Đặc tính BER t ong phương ph p điề chế PSK
Theo lý thuyết, tỷ lệ lỗi bit ER trong phương pháp điều chế QPS
giống như trong PS . ếu sóng mang chuẩn có pha kết hợp không hoàn
hảo, tuy nhiên tín hiệu điện áp đầu ra của mỗi bộ phát hiện bị giảm mà mỗi
bộ phát hiện còn chịu xuyên âm gi a các ký hiệu trực giao và theo đó là sự
xuống cấp chất lượng n a. Q a trình điều chế QPS cho ph p trượt pha
thấp hơn so với phương pháp điều chế PS khi khôi phực sóng mang.
Một đặc tính hấp dẫn của phương pháp điều chế QPS đố với các
nhà thiết kế là hiệu suất độ rộng băng tần của chuỗi d liệu băng tần cơ bản
nhị phân trong băng thông điều chế.
Hi u suất độ ng băng tần cực đại của ph ơng pháp điều chế
QPSK là: 2 bit/s/Hz.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 84
Hình 4.36. Phẩm chất BER t ong điều chế QPS .
4.3.4. Kh a tổ hợ theo ha và bi n độ ( AM)
Các phương th c điều chế ở trên mà ta đã đề c p là sử dụng các đặc
trưng riêng lẻ về pha, biên độ hay tần số của ký hiệu (symbol) sóng mang.
Một trong nh ng kỹ thu t nhằm đạt được cả hai yếu tố phẩm chất lỗi do ồn
và hiệu suất sử dụng băng thông là phương th c điều chế tổ hợp hai đặc
trưng trạng thái về biên độ và pha của sóng mang. Có hai dạng điều chế
kết hợp pha và biên độ là M-AP ( hóa pha biên độ M m c) và QAM
(Điều chế biên độ có pha vuông góc) phụ thuộc vào cách đặt quan hệ gi a
biên độ và pha.
Hình 4.37. giản đồ chòm sao của điều chế 1 -APK và 16-QAM
4.3.4.1. T o tín hiệ AM
Cách đơn giản nhất để tạo tín hiệu QAM trong thực tế là xuất phát từ
bộ tạo QPS trong đó sử dụng sóng mang có hai m c biên độ là +A và –A.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 85
goài ra nếu ta tăng số m c biên độ của mỗi sóng mang là 4, ví dụ như: + -
A, +/-3A, thì sẽ tạo ra 1 tổ hợp trạng thái ký hiệu.
Hình 4.38. Sơ đồ điều chế 1 -QAM
4.3.4.2. T ch sóng AM (giải điề chế)
Có thể thực hiện giải điều chế QAM sử dụng phương pháp kết hợp
như đối với các hệ thống PS . Theo phương pháp này, bộ giải điều chế yêu
cầu phải khôi phục các sóng mang.
Hình 4.3 . ộ giải điều chế 1 -QAM
4.3.4.3. So s nh giữ M-QAM và M-PSK
Hình 4.40. So sánh gi a 1 -QAM và 16-APK
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 86
Từ giản đồ chòm sao ta nh n thấy khoảng cách gi a các trạng thái ký
hiệu 1 -QAM là lớn hơn so với 16-AP , tuy nhiên đổi lại thì các trạng thái
biên độ của 1 -QAM lại không đồng đều. Với khoảng cách gi a các trạng
thái ký hiệu lớn hơn thì tín hiệu M-QAM sẽ ít bị ảnh hưởng bởi ồn hơn so
với tín hiệu M-PS . gược lại thì công suất đ nh yêu cầu đối với M-QAM
lại lớn hơn so với M-AP , điều này là không tốt trong trường hợp bị giới
hạn về công suất phát.
4.3. . Phổ ông s t ủa tín hi u điều h
Các tín hiệu thông dải băng hẹp có thể biểu diễn:
(3.16)
Với
là đường bao ph c của tín hiệu thông dải. ý hiệu là m t độ phổ
công suất của đường bao ph c (t c là m t độ phổ công suất băng cơ sở). Ta
có thể biểu diễn m t độ phổ công suất của tín hiệu băng thông dải như sau:
(3.17)
o v y việc tính phổ công suấtcủa tín hiệu thong dải được qui về tính với
băng cơ sở:
4.3.5.1. Phổ công s t củ PSK và FSK nhị phân
a) Đối i PS nhị ph n bi n độ phức chỉ có một thành phần đồng
pha. Hàm tạo ạng à:
(3.18)
Giả sử dạng sóng nhị phân ngẫu nhiên cân bằng gi a 1 và 0. hi đó m t độ
phổ công suất = m t độ phổ công suất của hàm tạo dạng ký hiệu = bình
phương độ lớn của biến đổi Fourier của g(t). Vì v y
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 87
(3.19)
Phổ này suy giảm nghịch đảo với bình phương tần số.
b) Đối i FS nhị ph n:
Tín hiệu FS nhị phân được biểu diễn như sau:
(3.20)
(3.21)
- Thành phần đồng pha độc l p với sóng nhị phân, nó bằng
tại mọi giá trị thời gian. M t độ phổ công suất của thành phần này gồm
hàm delta, trọng số 2b bE T và xảy ra tại 1 2 bf T .
- Thành phần vuông pha liên hệ trực tiếp với sóng nhị phân lối vào. àm
tạo dạng:
(3.22)
Có phổ m t độ năng lượng là:
(3.23)
o đó m t độ phổ công suất của thành phần vuông pha là:
Tổng hợp lại:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 88
(3.24)
Thay công th c vào phổ băng thông dải ta sẽ có thành phần rời rạc tại
11
2cb
f fT
và 21
2cb
f fT
.
Chú ý là m t độ phổ công suất của FS nhị phân pha liên tục giảm tỷ
lệ nghịch b c 4 với tần số. Tuy nhiên khi FS có pha không liên tục tại
khoảng gi a bit, m t độ phổ công suất ch giảm tỷ lệ nghịch b c với tần
số và tạo ra nhiều giao thoa ra bên ngoài băng.
Hình 4.41: Phổ công suất của tín hiệu PS và FS .
4.3.5.2. Phổ công s t củ PSK
T y theo bit gửi trong khoảng -Tb ≤ t ≤ Tb các thành phần c ng pha
và vuông pha có c ng hàm m t độ phổ công suất:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 89
(3.25)
Thành phần vuông pha và c ng pha là độc l p nên m t độ phổ công
suất của QPS sẽ là tổng của thành phần
(3.26)
Hình 4.42. M t độ phổ công suất của QPS
4.3.5.3. Phổ công s t củ tín hiệ h ng M
PS nhị phân và QPS là trường hợp riêng của PS hạng M với chu kỳ
T=Tblog2M. Phân tích giống như đã làm với QPS có thể thấy m t độ phổ
công suất băng cơ sở của PS hạng M là
(3.31)
Phổ này được biểu diễn như hình 3.34.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 90
Hình 4.43. Phổ công suất của tín hiệu PS hạng M. M = , 4, 8.
4.3.6. Hi u suất độ rộng băng
Độ rộng kênh và công suất phát là tài nguyên cơ bản của truyền
thông. Sử dụng hiệu suất các tài nguyên này là lý do của các nghiên c u sơ
đồ tiết kiệm phổ. Trong đó cực đại hiệu suất độ rông phổ định nghĩa là tỷ
số tốc độ d liệu và độ rộng kênh(đơn vị là bit giây ). Đối tượng th
là đạt được tiết kiệm băng với một công suất trung bình tín hiệu tối thiểu
hay là tối thiểu hóa tỷ số tín hiệu ồn. Với tốc độ d liệu Rb và độ rộng băng
kênh là , hiệu suất sử dụng băng là:
(3.32)
a. Hi u suất độ ộng băng của PS hạng M
Phổ công suất của PS hạng M là bup chính giới hạn bởi điểm ero. Độ
rộng kênh để cho qua PS hạng M (chính xác hơn là cho qua bup chính)là:
2B T , T là độ dài ký hiệu, đổi ra độ dài bit:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 91
(3.33)
Nên
(3.34)
ảng iệu suất độ rộng băng của PS hạng M:
b. Hi u suất độ ộng băng của FS hạng M
X t FS hạng M gồm t p M tín hiệu trực giao. Các tín hiệu cạnh nhau có
thể cách nhau tần số =1 T để duy trì tính trực giao. o đó độ rộng kênh để
truyền FS hạng M là:
(3.35)
Và:
(3.36)
ảng hiệu suất băng của FS hạng M:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 92
CHƯƠNG 5. CÁC KỸ THUẬT ĐIỀU CH SỐ ĐA NGƯỜI DÙNG
5.1. GI I THIỆU VỀ TRUYỀN THÔNG ĐA NGƯỜI DÙNG
Mục tiêu chính của truyền thông d liệu là khả năng chia sẻ nguồn
tài nguyên trên kênh thông tin chung cho nhiều người d ng tại c ng một
thời điểm. Tài nguyên d ng chung ở đây có thể là các tuyến truyền dẫn tốc
độ cao bằng sợi quang ở khoảng cách xa, phổ tần sử dụng như đối với hệ
thống điện thoại tế bào, hay thông tin trên một đường cáp xoắn ở trong
công sở.
Để nhiều người d ng có thể chia sẻ tài nguyên chung một cách hiệu
quả và có quản lý, cần phải có một số dạng giao thức t u nhập để định
nghĩa việc thực hiện chia sẻ như thế nào và biện pháp để các thông điệp từ
các người sử dụng riêng biệt có thể được nh n dạng ở phía thu. Quá trình
chia sẻ này được gọi là gh p kênh trong các hệ thống truyền thông bằng
cáp và đa truy nh p trong truyền thông vô tuyến số.
Hình 5.1. Mô tả chia sẻ tài nguyên d ng chung
a kỹ thu t đa truy nh p thông dụng đó là: Đa truy nh p gh p kênh
phân chia theo tần số (F MA), đa truy nh p phân chia theo thời gian
(T MA) và đa truy nh p phân chia theo mã (C MA). goài ra có thể sử
dụng kỹ thu t kết hợp gi a các phương th c truy nh p khác nhau lại làm
một.
5.2. ĐA TRUY NHẬP PHÂN CHIA THEO TẦN SỐ (FDMA)
5.2.1. Ho t động ơ bản ủa h thống
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 93
ỹ thu t F MA được sử dụng rộng rãi trong các hệ thống thông tin
đa người d ng không dây và các hệ thống điện thoại thế hệ đầu. Phương
th c này có lẽ là dạng trực quan nhất của việc chia sẻ tài nguyên.
ếu kênh thông tin, ví dụ như đường cáp, có băng thông truyền dẫn
là mỗi người sử dụng cần để đạt được tốc độ thông tin cần thiết
thì theo lý thuyết, kênh này có thể hỗ trợ đồng thời W B người sử dụng
bằng cách điều chế băng thông và đặt mỗi người sử dụng trong một khe lân
c n nhau của băng thông cho ph p. gay l p t c ta có thể thấy hiệu quả của
kỹ thu t gh p kênh tần số được điều khiển bởi hiệu quả của việc n n băng
thông truyền dẫn của mỗi người sử dụng (Thí dụ như giá trị của trong bộ
lọc cosine tăng). ó cũng phụ thuộc vào hệ thống tách kênh, lọc ra nh ng
thành phần điều chế ph hợp với mỗi người sử dụng.
Hình 5.2. guyên tắc đa truy nh p phân chia theo tần số
Với gh p kênh phân chia theo tần số, tốc độ d liệu và modem thiết
kế cho mỗi người sử dụng là không đổi theo yêu cầu hoạt động của hệ
thống đa truy nh p và ch cần thêm mạch biến đổi tần số để ph hợp với
các khe được gán trước. gười sử dụng thường được gán khe tần số trong
khoảng thời gian một bản tin.
5.2.2. H thống vô tu n FDMA
F MA được sử dụng rộng rãi trong các hệ thống thông tin không
dây, nơi mà môi trường vô tuyến tạo ra nhiều thách th c cho bất kỳ phương
pháp đa truy nh p nào do đặc tính thay đổi theo thời gian và không đoán
trước được của kênh thông tin.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 94
Một trong nh ng khó khăn lớn nhất là sự biến động công suất tín
hiệu thu rất lớn sinh ra từ người sử dụng trong các khe tần số khác nhau do
hiệu ng gần-xa (near-far). gười sử dụng ở rất gần máy thu trạm gốc sẽ
tạo ra tín hiệu mạnh hơn nhiều so với người sử dụng ở xa, hoạt động tại
biên của giới hạn thông tin cho ph p. Thông thường, biến động công suất
có thể lên tới 100 d . ếu như tín hiệu lớn tạo ra b c xạ ngoài băng, sang
khe do tín hiệu yếu chiếm gi thì sẽ dẽ dàng đè lên tín hiệu yếu làm gián
đoạn thông tin.
Hình 5.3. Fading trong FDMA
Các khó khăn trong môi trường vô tuyến bao gồm việc giải quyết
vấn đề tấn số của mỗi người sử dụng không ổn định do hiệu ng oppler
và do lỗi của bộ dao động nội. ỗi không thể tránh kh i này yêu cầu các dải
bảo vệ được bố trí gi a các khe tần số, dẫn đến giảm hiệu quả của lược đồ
FDMA.
5.2.3. Điều hi n ông suất trong h thống FDMA
o hiệu ng gần-xa có thể là rất lớn trong hoạt động FDMA vô
tuyến nên cần thiết phải xem x t qua các biện pháp kỹ thu t để giải quyết
vấn đề này. ỹ thu t hiệu quả nhất, đồng thời với cực đại hóa bộ lọc và
định dạng phổ trong modem c ng với cải thiện tính tuyến tính trong các hệ
thống con thu phát là để cố gắng làm cho công suất tín hiệu phát đi từ mỗi
người sử dụng tại phía thu là bằng nhau. ếu mỗi người sử dụng đều có thể
điều khiển hoàn toàn công suất phát từ máy phát của chính họ và giả sử
rằng họ biết nh ng suy hao trên đường truyền đến máy thu thì có thể điều
ch nh công suất của chính các máy thu để đảm bảo m c nh nhất cố định
(nhưng vẫn đủ) từ mọi người sử dụng ở phía thu.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 95
Xác định suy hao đường truyền là một vấn đề rất quan trọng. Chắc
chắn là tuyến song công có thể cho ph p người sử dụng đo được công suất
thu từ phía trạm gốc và từ đó tính được suy hao đường truyền ở “hướng
thu”. Tuy nhiên trừ phi người sử dụng đ ng cố định và hoạt động phát và
thu với c ng tần số thì không cần chuyển suy hao đường truyền sang hướng
khác. Thí dụ, người sử dụng máy di động có thể là máy thu k m tính chọn
lọc về tần số, trong trường hợp đó thì nó sẽ tính quá m c suy hao đường
truyền. Cũng tương tự như v y, hướng phát có thể do tính k m lựa chọn về
tần số nên ch ng không phát đủ công suất. iện pháp để giải quyết vấn đề
này là hoạt động trong hệ thống điều khiển công suất vòng kín, theo đó
trạm gốc giám sát công suất tín hiệu phát đi từ mỗi máy người sử dụng di
động và đưa ra các lệnh để tăng hoặc giảm công suất phát. Tuy nhiên điều
này có thể dẫn đến mào đầu của thông tin báo hiệu lớn trong hệ thống.
Hình 5.4. Fading chọn lọc tần số trong F MA
5.2.4. Ưu đi m ủa FDMA
- ằng cách gi cho khoảng thời gian của ký hiệu lớn nhờ sử dụng
báo hiệu M-m c trong khe tần số hẹp thì trễ đường truyền (do hiệu ng đa
đường) có thể được b qua.
- ăng thông của phần phát và phần thu ở m c nh nhất.
- Có khả năng ng dụng rộng rãi: trong điện thoại tế bào thế hệ đầu
và ng dụng phần lớn trong các hệ thống thông tin vô tuyến hai chiều: công
ty taxi, các đội xe tải, các dịch vụ khẩn cấp,
5.2. . Nhượ đi m ủa FDMA
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 96
- hông linh hoạt với sự biến động tốc độ d liệu từ người sử dụng
trong băng thông cố định của một khe tần số.
- ễ bị ảnh hưởng bởi hiệu ng fadinh chọn lọc tần số.
5.3. ĐA TRUY NHẬP PHÂN CHIA THEO THỜI GIAN (TDMA)
5.3.1. Ho t động ơ bản ủa h thống
guyên tắc cơ bản của gh p kênh theo thời gian là người sử dụng
phải truy nh p tới modem hoạt động ở tốc độ lớn gấp nhiều lần tốc độ cần
thiết để truyền d liệu, nghĩa là người sử dụng đó có thể truyền thông tin
của họ trong một khe thời gian nh hơn khoảng thời gian cần truyền thông
điệp của chính họ. h ng người sử dụng khác có thể được cấp cho các khe
thời gian tương tự trên c ng một kênh truyền. R ràng là nếu tốc độ d liệu
trên kênh truyền là w bit s và mỗi người ch cần tốc độ b bit s thì hệ thống
có thể hỗ trợ đồng thời w b người sử dụng.
Hình 5.5. Đa truy nh p phân chia theo thời gian
Trong nhiều hệ thống T M, mỗi người sử dụng được cấp cho một
khe trong suốt cuộc gọi bất kể có cần thiết hay không. o v y nếu người sử
dụng tạo ra lưu lượng thoại hoặc g bàn phím thì một khe thời gian sẽ được
cấp thường xuyên bất kể người đó đang nói hay không hoặc phím được
bấm hay không và như v y có thể lãng phí dung lượng kênh.
Để có thể sử dụng tối đa tài nguyên của kênh truyền trong trường
hợp này, hiện nay người ta thường truyền dẫn trên cơ sở các gói đối với các
tuyến d ng dây dẫn và người sử dụng không được cấp một khe thời gian cố
định lặp lại mà chiếm dụng khe thời gian theo nhu cầu. ệ thống này cung
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 97
cấp khe thời gian rất tốt và có thể đảm bảo cho các ng dụng thời gian thực
như video, âm thanh, ó cũng phải trả giá khá lớn phần mào đầu trong
báo hiệu.
5.3.2. H thống thông tin vố tu n TDMA
Tương tự như đối F MA, môi trường vô tuyến tạo ra nh ng khó
khăn trong hoạt động của T MA. Mặt khác hiệu ng gần-xa làm tín hiệu
phát đi từ người sử dụng ở xa cần thời gian lâu hơn để đến trạm gốc so với
người sử dụng ở gần. Để thích ng với các trễ này cần phải có khoảng thời
gian bảo vệ gi a các khe thời gian (tương tự như dải tần số bảo vệ trong
F MA) vừa để tránh được trễ biến động gi a người sử dụng ở gần và ở xa
đồng thời cho ph p lỗi định thời khi bắt đầu truyền các khe thời gian của
mỗi người sử dụng riêng biệt.
Hình 5.6. nh hưởng của hiệu ng gần-xa trong TDMA
iệu ng gần-xa cũng làm tăng sự dao động lên xuống của c ng một
tín hiệu tại trạm thu gốc giống như với F MA nhưng trong trường hợp này
không gây ra nhiễu kênh lân c n khi không có nh ng người sử dụng đồng
thời. Tuy nhiên cần phải đáp ng chính xác với các m c công suất thay đổi
từ các nguồn sử dụng trong các khe thời gian khác nhau và điều khiển công
suất để làm giảm bớt vấn đề này.
5.3.3. Thí d về h thống TDMA
ệ thống tế bào số GSM là một thí dụ r ràng nhất của T MA dựa
trên giao diện vô tuyến đã được thiết kế để khắc phục nh ng khó khăn của
môi trường vô tuyến.
Ch ng ta đã thấy rằng GSM kết hợp rất chặt chẽ với các từ chuẩn
trong mỗi khung để cân bằng kênh, điều này là cần thiết để vấn đề trễ đa
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 98
đường mà F MA cố gắng tránh. ệ thống cũng bao gồm kỹ thu t khe thời
gian tiên tiến để các máy ở xa có thể đo được thời gian trễ thông tin được
truyền trên hướng thu từ trạm gốc tới máy di động và sau đó tự động đưa ra
thời điểm bắt đầu phát thông tin của chính nó để b thời gian trễ hướng
phát. ỹ thu t này c ng với mỗi máy di động lấy tín hiệu định thời chuẩn
cấp cao từ trạm gốc sẽ cho ph p cực tiểu khoảng thời gian bảo vệ gi a các
khe T MA và cũng làm giảm bớt yêu cầu phần định thời chuẩn rất đắt tiền
trong máy di động.
Cấu tr c khung GSM là 8 người sử dụng được cấp c ng một tần số
truyền dẫn và do v y cần 8 khe thời gian trong mỗi khung để có thể lặp lại
đều đặn trong các khung tiếp sau đó. Mỗi người sử dụng phải truyền thông
tin ở tốc độ 70 kbit s trong băng thông cho ph p là 00 k (sử dụng điều
chế GMS ) mặc d tốc độ d liệu của mỗi người sử dụng từ bộ mã hóa
tiếng nói ch là 13 kbit s.
Hình 5.7. Cấu tr c khung và d liệu T MA GSM
Thông lượng của mỗi modem lớn hơn m c cần thiết cho d liệu của
người sử dụng nên người ta dự tính có thể bản thiết kế này sẽ ph c tạp và
đắt hơn rất nhiều thiết bị F MA tương đương. Tuy nhiên đây không phảo
là một vấn đề nếu như có cải tiến thích hợp và xử lý trong l c “rỗi” của 7
khe thời gian còn lại cũng như tại khe thời gian đến.
5.3.4. Ưu, nhượ đi m ủa TDMA
Ư điểm:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 99
- Dễ dàng cung cấp cho người sử dụng tốc độ d liệu dịch vụ thay đổi bằng
cách cấp cho họ nhiều khe thời gian. Thí dụ người sử dụng GSM có thể
được cung cấp tất cả 8 khe thời gian trong một khung, cho ph p tổng tốc độ
d liệu mã hóa của người sử dụng dạt tới 8 x 000 bit s = 7 800 bit s (giả
sử rằng thiết bị của người sử dụng có đủ công suất xử lý đồng thời tất cả 8
khe thời gian). Với khả năng này cũng có thể cấp nhiều khe tần số trong hệ
thống F MA tuy nhiên ta có thể thấy là nó có phần ph c tạp hơn.
- Ưu điểm th hai của T MA là tính đồng nhất trong trạm gốc về phần
c ng phát đối với mọi người sử dụng khe thời gian. Ch cần một bộ khuếch
đại công suất để hỗ trợ nhiều người sử dụng.
Nhược điểm củ TDMA:
- Một trong nh ng khó khăn trong hoạt động của T MA là việc thiết l p
đồng bộ hệ thống để đảm bảo các khe thời gian đến và tạo khung đ ng, và
để đối phó với sự biến động trễ đường truyền trong các hệ thống vô tuyến.
- T MA cũng yêu cầu thiết bị đầu cuối của mỗi người sử dụng phải hỗ trợ
tốc độ d liệu lớn hơn nhiều tốc độ thông tin của người sử dụng. ghĩa là
cần quá trình xử lý nhanh hơn trong điều chế và giải điều chế, băng thông
rộng hơn trong phần thu phát và đặc biệt là tỷ số công suất đ nh của bộ
khuếch đại công suất lớn hơn trong các ng dụng vô tuyến so với F MA.
5.4. ĐA TRUY CẬP PHÂN CHIA THEO MÃ (CDMA)
5.4.1. H thống CDMA
Theo truyền thống các hệ thống đa truy nh p phân chia theo mã
C MA phần lớn được sử dụng rộng rãi trong quân đội như là một biện
pháp hoạt động truyền thông vô tuyến bí m t trong điều kiện nhiễu rất lớn.
Trong nh ng năm gần đây tính chống nhiễu của C MA trong thông tin đa
điểm c ng với đặc tính hiệu suất phổ rất tốt là nh ng ưu điểm nổi trội được
d ng cho thông tin dạng tế bào công cộng.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 100
Hình 5.8. ăng thông của tín hiệu trải phổ
Có hai hệ thống C MA rất khác nhau được phân loại thành C MA
chuỗi trực tiếp và C MA nhảy tần. Cả hai hệ thống này đều đòi h i băng
thông truyền dẫn lớn gấp nhiều lần so với nhu cầu của mỗi người sử dụng
riêng rẽ, và năng lượng của mỗi tín hiệu của người sử dụng dàn trải theo
thời gian trên kênh truyền. o v y kỹ thu t này thường gọi là hệ thống trải
phổ.
5.4.2. CDMA nhả tần (FH-CDMA)
hảy tần đòi h i phải có tín hiệu thông dải hẹp cho mỗi người sử
dụng và thay đổi liên tục vị trí tần số của ch ng theo thời gian. Trong môi
trường k m chọn lọc tần số, lợi ích của việc thay đổi tần số như v y là để
đảm bảo rằng tín hiệu của một người sử dụng bất kỳ sẽ không bị yếu trong
khoảng thời gian dài. R ràng để nhảy tần có hiệu quả, người sử dụng phải
nhảy qua băng thông lớn hơn nhiều so với một khe hẹp do tính lựa chọn
k m. Để đảm bảo rằng một số người sử dụng nào đó sẽ không bao giờ
(hoặc ít khi) rơi vào c ng một khe tần số trong c ng một thời điểm (sẽ gây
ra nhiễu lẫn nhau), các tần số sóng mang sẽ được cấp theo th tự định trước
hoặc theo mã.
Hình 5.9. Minh họa nhảy tần trong C MA
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 101
hảy tần sẽ đạt hiệu quả cao nhất khi sử dụng tốc độ nhảy tần nhanh
(hàng nghìn lần trong 1 giây) để thông tin không bị gián đoạn do fading
hoặc nhiễu lẫn nhau trong mọi khoảng thời gian bất kỳ. Tuy nhiên điều này
gây ra khó khăn trong việc thiết kế bộ tổng hợp chuyển mạch nhanh và bộ
khuếch đại công suất băng rộng mà trong thực tế nó ch phối giới hạn trên
của tốc độ nhảy tần. Đồng thời các kênh băng hẹp rất dễ bị ảnh hưởng của
dịch tần oppler, lỗi của bộ dao động nội, và các kỹ thu t b là rất khó
khăn đối với tốc độ nhảy tần lớn. hảy tần cũng làm cho hệ thống ít bị ảnh
hưởng bởi nhiễu băng hẹp rời rạc và các hiệu ng gần-xa.
5.4.3. Thí d minh h a CDMA nhả tần
Ch ng ta đã xếp hệ thống tế bào số của Châu Âu GSM vào loại hệ
thống T MA nhưng nó cũng được dự phòng trong tiêu chuẩn thay đổi tần
số trên cơ sở từng khung làm cho nó trở thành hệ thống C MA nhảy tần
tốc độ trung bình (Y đoạn giây).
Hình 5.10. Minh họa nhảy tần trong hệ thống GSM
Có hai động lực th c đẩy việc đưa thêm sự ph c tạp hơn của nhảy
tần vào GSM. Th nhất, băng thông kênh 00 k của GSM là không đủ
lớn hơn so với băng thông liên kết của môi trường đa đường do v y không
bị xấu đi do băng hẹp. Th hai, nếu có một nguồn nhiễu mạnh vào một
kênh thì quá trình nhảy tần sẽ đảm bảo rằng các khung sẽ ch bị xấu đi một
cách ngẫu nhiên.
5.4.4. CDMA huỗi trự ti
Trong C MA chuỗi trực tiếp, tín hiệu băng hẹp phát đi từ mỗi người
sử dụng được trải rộng một cách liên tục và m ng trên toàn băng thông
rộng theo cách chuỗi trải phổ. ằng cách trộn lẫn d liệu băng hẹp của
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 102
người sử dụng với tín hiệu băng rộng xác định trước tạo ra tại chỗ, năng
lượng từ người sử dụng được trải rộng chiếm băng thông gần bằng nguồn
băng rộng. Tín hiệu trải phổ băng rộng được tạo ra bằng máy phát chuỗi giả
ngẫu nhiên được đặt ở tốc độ rất cao (tốc độ rung).
Hình 5.11. Sơ đồ thực hiện C MA chuỗi trực tiếp
Cần phải trải phổ trong máy thu để khôi phục tín hiệu điều chế d
liệu của người sử dụng băng hẹp, quá trình này được thực hiện bằng cách
trộn tín hiệu thu được với chuỗi giả ngẫu nhiên định thời chính xác đồng
nhất. Q a trình tương quan này có tác dụng đảo ngược tiến trình trải phổ ở
máy phát. Tuy nhiên giải trải phổ ch xảy ra nếu đ ng là chuỗi được sử
dụng ở cả hai đầu tuyến và nếu hai chuỗi này được chuẩn thời gian với
nhau.
Việc gh p nhiều thuê bao có thể được thực hiện trong C MA chuỗi
trực tiếp bằng cách cấp cho mỗi người sử dụng một mã trải phổ hoặc phân
phối các thời điểm khác nhau trong mã trải phổ chung. Ch có phần mà
năng lượng phổ băng rộng được trải ra bằng một mã giống với mã d ng
trong máy thu thì mới được phát hiện. o v y nhiều người sử dụng có thể
c ng tồn tại trong c ng băng thông và c ng thời gian trên kênh truyền.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 103
Hình 5.12. Sự thực hiện C MA chuỗi trực tiếp
Giống như nhảy tần, C MA trải phổ khắc phục được ảnh hưởng của
tính chọn lọc yếu bằng cách đảm bảo rằng phần lớn năng lượng tín hiệu trải
phổ nằm ngoài “khe” có tính chọn lọc yếu.
ếu có sự tương quan gi a các mã trải phổ, trường hợp này thường
xảy ra, thì tất cả các người sử dụng khác trên kênh truyền sẽ có ảnh hưởng
tới tín hiệu giải trải phổ của mỗi người sử dụng riêng biệt. Cuối c ng điều
này tạo ra giới hạn số người có thể c ng được bố trí trên c ng một dải phổ
để tránh năng lượng trải phổ không mong muốn tạo ra lỗi d liệu không thể
chấp nh n được. Yếu tố nhiễu này cũng tạo ra yêu cầu nghiêm ngặt nhất về
khống chế công suất của mọi kỹ thu t truy nh p, vì r ràng là nhiễu lẫn
nhau gi a nh ng người sử dụng sẽ được cực tiểu hóa cho mỗi người sử
dụng nếu tất cả họ đều hoạt động để tạo ra m c công suất trải phổ bằng
nhau ở phía thu.
5.4. . Thí d minh h a CDMA huỗi trự ti
ệ thống C MA được chấp nh n rộng rãi nhất (ngoài quân đội) là
do QUA COM (một công ty của Mỹ) khởi xướng và được thể hiện trong
tiêu chuẩn IS-95 cho các ng dụng của điện thoại tế bào. Giao diện vô
tuyến này là một dạng của C MA chuỗi trực tiếp, trải phổ tín hiệu thoại
hoặc d liệu của mỗi người sử dụng trên băng thông kênh 1, 5 M .
5.4. . Ưu, nhượ đi m ủa CDMA
Ưu điểm:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 104
Việc trải tín hiệu của người sử dụng vượt ra kh i độ rộng băng có
tính chọn lọc k m có ưu điểm trong việc giải quyết nh ng khó khăn trong
truyền thông vô tuyến. ó cung cấp khả năng bảo vệ trước tín hiệu nhiễu
băng hẹp (ch ng được trải phổ do quá trình giải trải phổ trong máy thu
C MA chuỗi trực tiếp).
Ưu điểm chính của C MA, của một hệ thống đa người d ng là khả
năng thích ng một cách linh hoạt đối với dung lượng d liệu thay đổi của
người sử dụng. Mỗi người sử dụng của hệ thống trải phổ C MA có thể
tăng tốc độ điều chế và băng thông điều chế băng hẹp của mình mà không
làm ảnh hưởng đến nh ng người sử dụng khác khi được trải phổ, miễn là
người sử dụng không tăng tổng năng lượng băng rộng của tín hiệu tổng hợp
của người sử dụng và dẫn đến tăng khả năng nhiễu lẫn nhau vượt quá dung
sai của hệ thống khi giai trải phổ.
5.5. ĐA TRUY NHẬP K T HỢP
5. .1. H thống đa tru nhậ t hợ FDMA/TDMA
Ch ng ta xem x t một số thí dụ về hệ thống thông tin số khai thác sự
kết hợp các kỹ thu t truy nh p đa người sử dụng. Mặc d trước đây GSM là
hệ thống T MA cần nhiều kênh tần số 00 k (mỗi kênh có 8 khe thời
gian) để cung cấp hệ thống tế bào dung lượng cao và do đó cũng có thể coi
như là hệ thống F MA.
ệ thống TETRA (Trans European Trunked Radio Access-Truy nh p
vô tuyến trung kế Châu Âu) sử dụng cấu tr c 3 khe thời gian T MA với
khoảng cách kênh F MA là 25 kHz.
Hình 5.12. ết hợp F MA T MA
guồn tài nguyên phổ tần vô tuyến giới hạn được chia sẻ bởi nhiều
người sử dụng. ằng cách này, mỗi người d ng được phân bổ bởi một băng
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 105
tần gọi là băng con. Phương pháp đa truy nh p được sử dụng trong GSM là
đa truy nh p kết hợp F MA/TDMA.
ằng cách này, kỹ thu t F MA phân chia băng tần 5 M thành
1 4 băng con có độ rộng băng là 00 k . Trong đó một hoặc nhiều tần số
sóng mang được gán cho mỗi trạm cơ sở. Mỗi sóng mang con này lại được
phân chia theo thời gian nhờ sử dụng sơ đồ T MA.
ình 5.14. Cấu tr c khung T MA trong hệ thống GSM
5. .2. H thống đa tru nhậ t hợ FDMA CDMA và FDMA/FDMA
Thí dụ kết hợp C MA F MA là hệ thống tế bào IS- 5 sử
dụng trải phổ trên kênh 1,25 M với việc sử dụng một số lượng các kênh
băng rộng để tạo nên dịch vụ tế bào thông dụng.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 106
ình 5.15. guyên lý hoạt động của hệ thống F MA F MA
ệ thống GSM ng dụng kỹ thu t T MA và C MA nhảy tần. goài
ra còn có một số ng dụng gọi là hệ thống F MA F MA như hệ thống
DC/MA (Dynamic Channel Multicarrier Access), trong đó các kênh F MA
5 k tiếp tục được chia nh theo tần số thành 5 hoặc nhiều hơn kênh
thoại và số liệu, mỗi người sử dụng có khả năng truy nh p một số hoặc tất
cả các kênh này để tạo ra tốc độ tổng hợp cao hơn.
Đa tru nhậ DC/MA:
C MA là giao diện vô tuyến hai chiều thích hợp, được thiết kế để
có thể nâng cấp trực tiếp các hệ thống vô tuyến tương tự FM kênh 5 k .
C MA là sự chia nh kênh 5 k thành 5 kênh thoại hoặc số liệu trong
c ng băng thông như của một kênh thoại FM nguyên thủy.
ình 5.1 . Phân kênh C MA hướng thu
Cấu tr c kênh hướng thu hợp nhất cặp tần số giám sát của kênh âm
thanh và hiệu ch nh tần số oppler, ngoài ra có một kênh d liệu phụ thêm
dành riêng cho hệ thống. Mỗi kênh hướng thu được chia thành hai kênh con
đặt đối x ng nhau qua trục gi a của kênh. Trong phương th c truyền d
liệu, mỗi cặp kênh con này có thể hỗ trợ tốc độ d liệu 00 bit s sử dụng
dạng điều chế 16-QAM.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 107
ình 5.17. Phân kênh C MA hướn phát
Cấu tr c kênh hướng phát khác với cấu tr c kênh hướng thu ở chỗ
mỗi kênh hướng phát cần phải có tín hiệu hoa tiêu của riêng nó để trạm gốc
thu có tiêu chuẩn đánh giá độc l p về lỗi tần số và fading từ mỗi người sử
dụng di động. Cần phải có thêm băng thông để hỗ trợ 5 tín hiệu hoa tiêu
nghĩa là kênh hướng phát không thể hỗ trợ kênh d liệu dành riêng th
như trong hướng thu.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 108
CHƯƠNG 6. MỘT SỐ KỸ THUẬT NÂNG CAO PH M CHẤT
HỆ THỐNG THÔNG TIN SỐ
6.1. KỸ THUẬT OFDM
6.1.1. Kh i ni m về OFDM
OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing – Ghép kênh
phân chia theo tần số trực giao) là một công nghệ điều chế không dây được
sử dụng song song với công nghệ C MA. OF M có một khả năng vượt
trội hơn về dung lượng so với các hệ thống C MA và cung cấp các phương
th c truy nh p không dây cho các hệ thống 4G (trong tương lai).
OF M là cách điều chế mà cho ph p d liệu số được truyền qua một
kênh radio với chất lượng và độ tin c y cao, th m chí khi truyền trong môi
trường nhiều đường truyền. ệ thống OF M truyền d liệu bằng cách sử
dụng một số lượng lớn các sóng mang băng hẹp. Các sóng mang này chiếm
các khoảng trống th tự tần số và tạo thành một khối phổ. hoảng cách tần
số và thời gian đồng bộ của các sóng mang này được chọn sao cho ch ng
trực giao với nhau, nghĩa là các sóng mang này không gây nhiễu lẫn nhau
mặc d ch ng được xếp chồng nhau ở miền tần số. Trong thực tế, d liệu
số được gửi đi bằng cách d ng rất nhiều sóng mang mà mỗi sóng mang có
một tần số khác nhau (gh p kênh phân chia theo tần số) và các sóng mang
này trực giao với nhau, do v y mà còn gọi là gh p kênh phân chia theo tần
số trực giao (OF M).
6.1.2. Sự h t tri n ủa OFDM
ỹ thu t OF M do R. Chang phát minh vào năm 1 tại Mỹ.
Trong nh ng th p kỷ vừa qua, có nhiều công trình khoa học về kỹ thu t
này đã được thực hiện ở khắp nơi trên thế giới. Đặc biệt là công trình khoa
học của eistein và Ebert, người đã ch ng minh được rằng ph p điều chế
OF M có thể thực hiện được thông qua ph p biến đổi I FT và ph p giải
điều chế OF M có thể thực hiện bằng ph p biến đổi FT. Phát minh này
c ng với sự phát triển của kỹ thu t số làm cho kỹ thu t điều chế OF M
được ng dụng ngày càng trở nên rộng rãi. Thay vì sử dụng I FT và FT,
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 109
người ta có thể sử dụng ph p biến đổi nhanh IFFT cho bộ điều chế OF M
và FFT cho bộ giải điều chế OF M.
Ngày nay, kỹ thu t OF M đã được tiêu chuẩn hóa là phương pháp
điều chế cho các hệ thống phát thanh số A và RM, truyên hình số mặt
đất V -T, mạng máy tính không dây với tốc độ truyền dẫn cao
iper A ,
6.1.3. C ưu đi m và nhượ đi m
ên cạnh nh ng ưu điểm kể trên của kỹ thu t OF M, các hệ thống sử
dụng kỹ thu t này còn có nh ng ưu điểm cơ bản khác:
- ệ thống OF M có thể loại b hoàn toàn nhiễu phân t p đa đường
(ISI) nếu độ dài chuỗi bảo vệ lớn hơn trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh.
- Ph hợp cho việc thiết kế hệ thống truyền dẫn băng rộng, do ảnh
hưởng của sự phân t p về tần số đối với chất lượng hệ thống được
giảm nhiều so với hệ thống truyền dẫn đơn sóng mang.
- ệ thống có cấu tr c bộ thu đơn giản.
T nhi n, kỹ th t điề chế OFDM cũng có một vài nhược điểm cơ bản
đó là:
- Đường bao biên độ của tín hiệu phát không bằng phẳng. Điều này
gây ra m o phi tuyến ở các bộ khuếch đại công suất phía phát và thu.
Cho đến nay, nhiều kỹ thu t khác nhau đã được đưa ra để khắc phục
nhược điểm này.
- Sử dụng chuỗi bảo vệ tránh được nhiễu phân t p đa đường nhưng lại
làm giảm đi một phần hiệu suất đường truyền, do bản thân chuỗi bảo
vệ không mang tin có ích.
- o yêu cầu về điều kiện trực giao gi a các sóng mang phụ, hệ thống
OF M rất nhạy cảm với hiệu ng oppler cũng như là sự dịch tần và
dịch thời gian do sai số đồng bộ.
6.1.4. ứng d ng ủa OFDM
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 110
Tại Việt am, kỹ thu t OF M được ng dụng trước tiên là trong hệ
thống Internet băng rộng A S . Sự nâng cao tốc độ đường truyền của hệ
thống A S chính là nhờ công nghệ OF M. hờ kỹ thu t điều chế đa
sóng mang và sự cho ph p chồng phổ gi a các sóng mang mà tốc độ truyền
dẫn trong hệ thống A S tăng lên một cách đáng kể so với mạng cung cấp
dịch vụ Internet thông thường.
ên cạnh mạng cung cáp dịch vụ Internet A S hiện đã được ng
dụng rất rộng rãi ở Việt am, các hệ thống thông tin vô tuyến như mạng
tuyền hình số mặt đất V -T, hệ thống phát thanh số A và RM cũng
đã và đang được khai thác sử dụng. Các mạng máy tính không dây như
iper A , IEEE80 .11a, g cũng sẽ được khai thác một cách rộng rãi tại
Việt am. ỹ thu t OF M do v y là nền tảng của các kỹ thu t truyền dẫn
vô tuyến, có ý nghĩa rất thực tế không ch trên thế giới mà còn ở trong
nước.
Đặc biệt kỹ thu t OF M hiện nay còn được đề xuất làm phương pháp
điều chế sử dụng trong mạng thông tin thành thị băng rộng iMax theo
tiêu chuẩn IEEE.80 .1 a và hệ thống thông tin di động thế hệ th tư (4G).
Tại Việt am, hệ thống iMax cũng đang được tiến hành thử nghiệm ở
ao Cai. Trong hệ thống di động 4G (trong tương lai), kỹ thu t OF M còn
có thể kết hợp với các kỹ thu t khác như kỹ thu t đa anten phát và đa anten
thu (MIMO) nhằm nâng cao dung lượng kênh vô tuyến và kết hơp với công
nghệ C MA nhằm phục vụ dịch vụ đa truy nh p của mạng.
Một vài hướng nghiên c u với mục đích thay đổi ph p biến đổi FFT
trong bộ điều chế OF M bằng ph p biến đổi avelet nhằm cải thiện sự
nhạy cảm của hệ thống đối với hiệu ng dịch tần do mất đồng bộ xảy ra và
giảm độ dài tối thiểu của chuỗi bảo vệ trong hệ thống OF M.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 111
6.1.5. Hi u uả ủa vi tru ền dẫn đa s ng mang trự giao
6.1.5.1. Phương ph p điề chế đơn sóng m ng
Trong phương pháp điều chế đơn sóng mang, dòng tín hiệu được
truyền đi trên toàn bộ băng tần , có nghĩa là tần số lấy mẫu của hệ thống
bằng độ rộng băng tần và mỗi mẫu tín hiệu có độ dài là:
1scT
B (6.1)
Trong đó, scT là độ dài của một mẫu tín hiệu đơn vị là giây (s) còn
là bề rộng băng tần của hệ thống với đơn vị là he ts ( ). Trong thông tin
vô tuyến băng rộng, kênh vô tuyến thường là kênh phụ thuộc tần số. Tốc độ
lấy mẫu ổ thông tin băng rộng sẽ rất lớn, do đó chu kỳ lấy mẫu scT sẽ rất
nh . o v y, phương pháp điều chế đơn sóng mang có các nhược điểm cơ
bản sau:
* nh hưởng của nhiễu ISI gây ra bởi hiệu ng phân t p đa đường đối
với tín hiệu thu là rất lớn. Điều này được giải thích như sau: giả thiết
trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh là axm , tỷ số tương đối gi a trễ truyền
dẫn lớn nhất của kênh và độ dài mẫu tín hiệu scT là:
axmsc
sc
RT
(6.2)
Tỷ số này lớn hơn nhiều so với trường hợp điều chế đa sóng mang.
Điều này được giải thích do độ dài của mẫu tín hiệu scT là rất nh so
với trường hợp điều chế đa sóng mang. o v y ảnh hưởng của trễ
truyền dẫn có thể gây nên nhiễu liên tín hiệu ISI ở nhiều mẫu tín hiệu
thu.
* nh hưởng của sự phụ thuộc của kênh theo tần số đối với chất lượng
hệ thống rất lớn.
* ai lý do nêu trên làm cho bộ cân bằng kênh và lọc nhiễu ở máy thu
ph c tạp hơn nhiều so với trường hợp điều chế đa sóng mang.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 112
ình 6.1. M t độ phổ trong điều chế đơn sóng mang
Phương pháp điều chế đơn sóng mang hiện nay sử dụng chủ yếu trong
thông tin di động băng hẹp như hệ thống di động toàn cầu GSM. Trong
thôn tin băng rộng, phương pháp điều chế đa sóng mang ra đời để cải thiện
các nhược điểm kể trên.
6.1.5.2. Phương ph p điề chế đ sóng m ng
Phương pháp điều chế đa sóng mang được hiểu là toàn bộ băng tần
của hệ thống được chia ra làm nhiều băng tần con với các sóng mang phụ
cho mỗi băng con là khác nhau. Ý tưởng của phương pháp này được mô tả
bởi hình sau:
ình 6.2. Phổ trong điều chế đa sóng mang
Phương pháp điều chế đa sóng mang còn được hiểu là phương pháp
gh p kênh phân chia theo tần số F M, trong đó toàn bộ bề rộng phổ tín
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 113
hiệu của hệ thống được chia làm 2 1cN L kênh song song hay còn gọi là
kênh phụ với bề rộng là:
c
c
Bf
N (6.3)
Độ dài của một mẫu tín hiệu trong điều chế đa sóng mang sẽ lớn hơn
cN lần so với độ dài mẫu tín hiệu trong điều chế đơn sóng mang:
1MC SC
s s c
s
T T Nf
(6.4)
ệ quả là tỷ số tương đối gi a trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh đối
với độ dài mẫu tín hiệu trong điều chế đa sóng mang cũng giảm cN lần so
với điều chế đơn sóng mang.
axm scMc
Mc c
RR
T N
(6.5)
o v y nhiễu liên tín hiệu ISI gây ra bởi trễ truyền dẫn ch ảnh
hưởng đến một số ít các mẫu tín hiệu. Chất lượng hệ thống ít bị ảnh hưởng
bởi hiệu ng phân t p đa đường. Các ưu điểm cơ bản của phương pháp điều
chế đa sóng mang so với phương pháp điều chế đơn sóng mang có thể liệt
kê như sau:
* nh hưởng của nhiễu liên tín hiệu ISI đến chất lượng của hệ thống
giảm đáng kể.
* nh hưởng của hiệu ng lựa chọn tần số của kênh đối với chất
lượng hệ thống cũng giảm do kênh được chia ra làm nhiều kênh phụ.
* Độ ph c tạp của bộ cân bằng kênh và lọc nhiễu cho hệ thống cũng
giảm.
Tuy nhiên phương pháp điều chế đa sóng mang cũng còn nhược điểm cơ
bản:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 114
ệ thống nhạy cảm với hiệu ng phụ thuộc thời gian của kênh. Điều
này là do độ dài của mẫu tín hiệu tăng lên, nên sự biến đổi về thời gian
của kênh vô tuyến có thể xảy ra trong một mẫu tín hiệu.
Phương pháp điều chế đa sóng mang không làm tăng hiệu quả sử dụng
băng tần của hệ thống so với phương pháp điều chế đơn tần, ngược lại nếu
các kênh phụ được phân cách với nhau ở một khoảng cách nhất định thì
điều này lại làm giảm hiệu quả sử dụng phổ. Để làm tăng hiệu quả sử dụng
phổ của hệ thống đồng thời vẫn kế thừa được các ưu điểm của phương pháp
điều chế đa sóng mang, phương pháp điều chế đa sóng mang trực giao
OF M đã ra đời.
6.1.5.3. Phương ph p điề chế đ sóng m ng t ực gi o OFDM
Điều chế đa sóng mang là một phương pháp đặc biệt của ph p điều
chế đa sóng mang thông thường F M với các sóng mang phụ được lựa
chọn sao cho mỗi sóng mang phụ là trực giao nhau với các sóng mang phụ
còn lại. hờ sự trực giao này mà phổ tín hiệu của các kênh con cho ph p
chồng lến lên nhau. Điều này làm hiệu quả sử dụng phổ tín hiệu của toàn
bộ hệ thống tăng r rệt. Sự chồng lấn về phổ tín hiệu của các kênh con
được mô tả như hình dưới đây:
ình 6.3. So sánh phổ đơn sóng mang và đa sóng mang
ình vẽ trên minh họa một cách đơn giản về nguyên lý trực giao,
trong đó phổ tín hiệu của một kênh con có dạng tín hiệu hàm sinc(x). Các
kênh con được xếp đặt trên miền tần số cách nhau một khoảng đều đặn sao
cho điểm cực đại của một kênh con là điểm không của kênh con lân c n.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 115
Điều này làm nguyên lý trực giao th a mãn và cho ph p máy thu khôi phục
lại tín hiệu mặc d phổ của các kênh con chồng lấn lên nhau.
Quá t nh t ực giao gi a hai t n hi u:
Về mặt toán học, x t t p các tín hiệu và p là phần tử th p của
t p, điều kiện để cac tín hiệu trong t p trực giao đôi một với nhau là:
*,
0,
a
p q
b
k p qt t dt
p q
(6.6)
Trong đó, *
q t là liên hợp ph c của q t . hoảng thời gian từ a
đến b là chu kỳ của tín hiệu, còn k là một hằng số.
6.1.6. Kỹ thuật điều h OFDM
6.1.6.1. Ng n lý điề chế OFDM
guyên lý điều chế OF M được thể hiện qua sơ đồ dưới đây:
ình 6.4. Sơ đồ nguyên lý điều chế OF M
Toàn bộ băng tần của hệ thống được chia thành cN kênh con, với
ch số của các kênh con là n: , 1,..., 1,0,1,..., 1,n L L L L
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 116
o v y: 2 1cN L
Đầu vào bộ điều chế là dòng d liệu la được chia thành cN dòng
d liệu song song với tốc độ d liệu giảm đi cN lần thông qua bộ phân chia
nối tiếp song song. òng bit trên mỗi luồng song song ,i na lại được điều
chế thành mẫu tín hiệu ph c đa m c ,k nd . Trong đó:
n - ch số của sóng mang phụ.
i - ch số của khe thời gian tương ng với cN bit song song sau khi qua
bộ biến đổi nối tiếp song song.
k - ch số của khe thời gian tương ng với cN mẫu tín hiệu ph c.
Phương pháp điều chế ở băng tần cơ sở thường được sử dụng là M-
QAM, QPSK, v.v..
Các mẫu tín hiệu ,k nd lại được nhân với xung cơ sở g(t) mục đích
làm giới hạn phổ tín hiệu của mỗi sóng mang. Trường hợp đơn giản nhất
của xung cơ sở là xung vuông. Sau khi nhân với xung cơ sở, tín hiệu lại
được dịch tần đến kênh con tương ng thông qua ph p nhân với hàm ph c
sjn te
. Ph p ph p nhân này làm các tín hiệu trên các sóng mang phụ trực
giao với nhau. Tín hiệu sau khi nhân với xung cơ sở và dịch tần được cộng
lại qua bộ tổng và cuối c ng được biểu diễn như sau:
' '
,s
Ljn t
k k n
n L
m t d s t kT e
Tín hiệu này được gọi là mẫu tín hiệu OF M th k. Sự biểu diễn tín
hiệu OF M tổng quát sẽ là:
' '
, ' s
Ljn t
k k n
k k n L
m t m t d s t kT e
đây tín hiệu 'm t là tín hiệu '
km t với ch số k (ch số mẫu tín hiệu
OF M hay cũng là ch số thời gian) chạy tới vô hạn.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 117
Ưu điểm của phương pháp điều chế trực giao OF M không ch là sự
hiệu quả về sử dụng băng tần mà còn có khả năng loại trừ được nhiễu
xuyên tín hiệu ISI thông qua sự sử dụng chuỗi bảo vệ (Guard interval). o
v y tín hiệu OF M trước khi phát đi được chèn thêm chuỗi bảo vệ để
chống nhiễu xuyên tín hiệu ISI.
6.1.6.2. Chèn khoảng thời gi n bảo vệ
o các v t cản trên đường truyền, tín hiệu tới máy thu sẽ bị nhiễu
bởi các tín hiệu trễ. ếu tổ hợp thu được trải dài nhiều symbol thì không
nh ng ch có giao thoa ký hiệu ISI mà còn có nhiễu giao thoa xuyên kênh
ICI. Việc chia giải thông thành nhiều sóng mang có thể giảm được trễ k o
dài nhiều symbol nhưng giao thoa symbol cạnh nhau là không thể tránh
nổi.
Để khắc phục ISI gi a symbol cạnh nhau người ta thêm vào đầu
mỗi symbol một khoảng thời gian bảo vệ GT (Guard interval – GI). o tấc
cả các sóng mang tuần hoàn chu kỳ UT nên các tín hiệu được điều chế cũng
tuần hoàn và khoảng bảo vệ sẽ giống với phần cuối của chu kỳ symbol (nên
còn gọi đoạn thêm vào là: Cyclic Prefix – CP). hư v y nếu trễ symbol
trước đó nh hơn GT thì nó không ảnh hưởng tới symbol hiện tại.
ình 6.5. Chèn khoảng bảo vệ
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 118
6.1.6.3. Phép nhân với ng cơ bản
Trong bất kỳ hệ thống truyền dẫn vô tuyến nào, tín hiệu trước khi
được truyền đi đều được nhân với xung cơ bản. Mục đích của ph p nhân
này là giới hạn phổ của tín hiệu phát sao cho ph hợp với bề rộng cho ph p
của kênh truyền. Trong trường hợp bề rộng của phổ tín hiệu phát lớn hơn
bề rộng của kênh truyền cho ph p thì tín hiệu phát này sẽ gây ra nhiễu
xuyên kênh đối với các hệ thống khác. Trong hệ thống OF M, tín hiệu
trước khi phát đi được nhân với xung cơ bản là s’(t). Xung cơ bản có bề
rộng đ ng bằng bề rộng của một mẫu tín hiệu OF M. Sau khi chèn chuỗi
bảo vệ thì xung cơ bản ký hiệu là s(t) có độ rộng là S GT T . ạng xung cơ
bản đơn giản nhất là xung vuông.
;
0 ;
o G SS T t Ts t
t
Trong thực tế, xung cơ sở thường được sử dụng là bộ lọc cosin nâng.
Các dạng xung cơ bản khác nhau ảnh hưởng nhiều đến phổ tín hiệu của hệ
thống.
6.1.6.4. Thực hiện bộ điề chế bằng th t to n IFFT
Trước hết ta thấy rằng mẫu tín hiệu OF M th k được biểu diễn bởi
phương trình toán học sau:
' '
,s
Ljn t
k k n
n L
m t d s t kT e
(6.7)
hi chuyển đổi tín hiệu tương tự thành số, luồng tín hiệu trên được
lấy mẫu với tần số lấy mẫu:
1 1 sa
c s c
Tt
B N f N (6.8)
Trong đó là toàn bộ bề rộng của băng tần của hệ thống. tại thời
điểm lấy mẫu , 'a ot kT lt s t kT S , do v y phương trình ( .3.4.1) có thể
được viết lại là:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 119
'
,
,
s s a
s s s a
Ljn kT lt
k s a o k n
n L
Ljn kT jn lt
o k n
n L
m kT lt S d e
S d e e
(6.9)
Do 1
2 2s s s
s
kT f k kf
, kết quả là 1s sjn kTe
. Tương tự
như v y có thể khai triển
12 2s
s a s c c
nljn f j
jn lt f N Ne e e
, khi đó
phương trình ( .3.4.3) được viết lại là:
2
'
,c
nlL jN
k k n
n L
m t d e
(6.10)
iểu diễn tín hiệu OF M ở phương trình ( .3.4.4) tr ng hợp với
ph p biến đổi I FT. o v y, bộ điều chế OF M có thể thực hiện một cách
dễ dàng bằng ph p biến đổi I FT. Đặc biệt trong trường hợp c FFTN N là
bội của , ph p biến đổi I FT được thay thế bằng ph p biến đổi IFFT. Sơ
đồ bộ điều chế OF M sử dụng thu t toán IFFT được thể hiện ở hình dưới
đây:
ình 6.6. Điều chế OF M sử dụng thu t toán IFFT
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 120
6.1.7. Kỹ thuật giải điều h OFDM
6.1.7. 1. Kh i niệm về k nh t ền ẫn phân t p đ đường
ênh truyền dẫn phân t p đa đường được biểu hiện về mặt toán học
thông qua đáp ng xung ,h t và hàm truyền đạt ,H j t . Đối với đáp
ng xung ,h t , biến ký hiệu là trễ truyền dẫn của kênh. Trễ truyền dẫn
là khoảng thời gian cần thiết để tín hiệu chuyển từ máy phát đến máy thu.
iến t là thời gian tuyệt đối (hay là thời điểm quan sát kênh). iến đổi
Fourier của đáp ng xung đối với biến cho ta hàm truyền đạt của kênh:
, , jH j t h t e d
(6.11)
Để đơn giản hóa cho việc mô tả nguyên tắc giải điều chế, môi trường
truyền dẫn được giả thiết không có can nhiễu tạp âm trắng (Additive
Gaussian oise). Mối liên hệ gi a tín hiệu phát m t , tín hiệu thu u t và
đáp ng xung của kênh ,h t được mô tả như sau:
ình 6.7. Mô hình truyền tín hiệu qua kênh vô tuyến
miền thời gian, tín hiệu thu là tích ch p của tín hiệu phát và đáp
ng xung của kênh:
ax
0
,
,m
u t m t h t
h t m t d
(6.12)
6.1.7. 2. Ng n lý giải điề chế OFDM
guyên lý giải điều chế OF M được thể hiện thông qua sơ đồ sau:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 121
ình 6.8. Sơ đồ nguyên lý giải điều chế OF M
Với sơ đồ giải điều chế OF M trên, tín hiệu đưa vào bộ giải điều chế
là u t . Với tín hiệu phát 'm t như đã x t trong phần điều chế :
' '
, ' s
Ljn t
k k n
k k n L
m t m t d s t kT e
(6.13)
u t được biểu diễn như sau:
ax
,
0
,m
s
Ljn t kT
k n
k n L
u t d s t kT e h t d
(6.14)
Các bước thực hiện ở bộ giải điều chế có ch c năng ngược lại so với
các ch c năng đã thực hiện ở bộ điều chế. Cụ thể bao gồm:
* Tách khoảng bảo vệ ở mỗi mẫu tín hiệu thu.
* hân với hàm số ph c njn t
e
(dịch băng tần của tín hiệu ở mỗi
sóng mang về băng tần gốc như trước khi điều chế)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 122
* Giải điều chế ở các sóng mang phụ.
* Chuyển đổi mẫu tín hiệu ph c thành dòng bit.
* Chuyển đổi dòng bit song song thành dòng bit nối tiếp.
Tách khoảng bảo :
ình 6.9. Tách chuỗi bảo vệ tại máy thu
Sau khi tách khoảng bảo vệ kh i luồng tín hiệu u t , luồng tín hiệu
nh n được sẽ là:
' 0 ,s su kT t u kT t khi t T k (6.15)
T y theo độ dài của chuỗi bảo vệ so với trễ truyền dẫn lớn nhất của
kênh, cũng như là điều kiện của kênh truyền (kênh phục thuộc thời gian
hay không phụ thuộc thời gian) ta sẽ có kết quả khác nhau sau khi giải điều
chế.
T n hi u sau khi giải điều chế:
ộ giải điều chế trên mỗi sóng mang phụ là mạch tích phân thực hiện
ch c năng sau đây:
1
' '
,
1s
s
s
k T
jl t
k l k
o kT
d u t e dtT
(6.16)
Trong đó, '
,k ld là tín hiệu ra của bộ tích phân nằm ở sóng mang phụ
th l và mẫu tín hiệu OF M th k (khe thời gian th k). Thay biểu diễn
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 123
'
ku t từ phương trình ( .4. . ) kết hợp với sự biểu diễn của ku t ở phương
trình ( .4. .1), ta có thể viết lại biểu th c ( .4. .3) như sau:
ax1
'
, ,
0
1h ,t
s m
s ss
s
k T Lj n l t kTjn
k l k n s
n Lo kT
d d s t kT e d e dtT
(6.17)
Với điều kiện axG mT , trong đó GT là độ dài chuỗi bảo vệ và axm là
độ dài lớn nhất của trễ truyền dẫn, ta có thể dễ dàng nh n thấy rằng:
ax s;0 à kT 1
0 ; , ác
o m s
s
S v t k Ts t kT
t kh
(6.18)
o v y phương trình ( .4. .3) có thể r t gọn thành:
ax1
'
, ,
0
h ,ts m
s ss
s
k T Lj n l t kTjno
k l k n
n Lo kT
Sd d e d e dt
T
(6.19)
àm truyền đạt của kênh là:
ax
0
, h ,tm
sjn
sH n t e d
(6.20)
Cuối c ng, tín hiệu sau giải điều chế trên mỗi sóng mang phụ được
biểu diễn dưới dạng sau:
1
'
, , ,s
s s
s
k T Lj n l t kTo
k l k n s
n Lo kT
Sd d H n t e dt
T
(6.21)
Trong phương trình trên, kết quả tích phân cho trường hợp n l sẽ
cho ta tín hiệu có ích ,
U
k ld , còn kết quả tích phân cho các trường hợp n l
sẽ là kết quả của can nhiễu liên kênh ICI (intercarrier interference) ,
ICI
k ld .
Phần tín hiệu có ích được biểu diễn bởi phương trình:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 124
1
, , ,s
s
k T LU ok l k l s
n Lo kT
Sd d H l t dt
T
(6.22)
Và phần can nhiễu liên kênh được biểu diễn bởi:
1
, , ,s
s s
s
k T Lj n l t kTICI o
k l k n s
n Lo kTn l
Sd d H n t e dt
T
(6.23)
Giả sử kênh vô tuyến không phụ thuộc vào thời gian trong độ dài của
một mẫu tín hiệu sT , có nghĩa là biến đổi thời gian t trong hàm truyền đạt
của kênh ,sH n t được loại b trong ph p lấy tích phân, thì thành phần có
ích được viết lại dưới dạng:
,
U
k l o sd S H l (6.24)
Thành phần nhiễu liên kênh được viết lại:
1
, ,
0
s
s s
s
k TLj n l t kTICI o
k l k n s
n Lo kTn l
Sd d H n e dt
T
(6.25)
Do các sóng mang trực giao với nhau, kết quả tích phân ở phương
trình (6.25) r ràng là bằng 0. o v y thành phần can nhiễu liên kênh sẽ
triệt tiêu trong trường hợp kênh không thay đổi về thời gian trong một chu
kỳ tín hiệu.
6.1.7.3. Thực hiện bộ giải điề chế thông q phép biến đổi FFT
ộ giải điều chế OF M ở dạng tương tự là bộ tích phân:
1
' '
,
1s
s
s
k T
jl t
k l k
o kT
d u t e dtT
(6.26)
dạng mạch số, tín hiệu được lấy mẫu với chu kỳ lấy mẫu là at . Giả
thiết một mẫu tin OF M sT được chia thành cN mẫu tín hiệu, khi đó độ
rộng của một chu kỳ lấy mẫu là:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 125
sa
c
Tt
N (6.27)
Sau khi lấy mẫu, tín hiệu nh n được sẽ trở thành luồng tín hiệu số:
' ' , 0,1,2,..., 1k k s a FFTu t u kT nt n N (6.28)
Mẫu tín hiệu sau khi giải điều chế được biểu diễn dưới dạng số như
sau:
1
' '
,
0
c
s s a
N
jl kT ntak l k s a
s n
td u kT nt e
T
(6.29)
Tách sự biểu diễn của thành phần hàm số mũ thành tích của hai thành
phần, phương trình (6.29) được biểu diễn lại như sau:
1
' '
,
0
c
s a s s
N
jnl t jlk Tak l k s a
s n
td u kT nt e e
T
(6.30)
Với ch ý rằng 1
2s
sT , trong biểu th c trên có thể nh n thấy rằng
2 1s sjlk T jlke e . Mặt khác,
1 22s a a
s c
t tT N
. o v y
phương trình (6.30) được viết lại như sau:
1 2
' '
,
0
1 c
c
N j nlN
k l k s a
c n
d u kT nt eN
(6.31)
Một sự tr ng hợp bất ngờ là biểu th c trên lại chính là ph p biểu diễn
FT với chiều dài cN . Mối liên hệ này được einstein và Ebert tìm được
năm 1 71. Đặc biệt là khi c FFTN N là bội số của cơ số , ph p thực hiện
FT được thay thế bằng ph p biến đổi nhanh FFT.
Sơ đồ khối của bộ giải điều chế OF M thực hiện bằng ph p biến đổi
nhanh FFT được trình bày như sau:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 126
ình 6.10. Sử dụng thu t toán FFT trong giải điều chế OF M
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 127
6.1. . Nhận ét
6.1.8.1. Phổ củ tín hiệ OFDM
a) Biểu iễn toán học của phổ t n hi u OFDM
o các mẫu tín hiệu trên từng sóng mang phụ độc l p xác suất với
nhau, phổ của tín hiệu OF M là tổng của phổ tín hiệu trên từng sóng mang
phụ. Trong trường hợp xung cơ bản S(t) là xung vuông thì phổ tín hiệu của
mỗi sóng mang phụ có dạng là bình phương hàm:
2
2sin x
Si xx
ình 6.11. Phổ thành phần trong OF M
Ph p biểu diễn toán học của phổ tín hiệu được viết như sau:
2
2
L
mm s s
n n
Tj E T Si n
(6.32)
Phổ này được thể hiện như hình dưới đây:
ình 6.12. Phổ tổng hợp trong OF M
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 128
Từ kết quả toán học ch ng ta nh n thấy rằng hai sườn phổ tín hiệu
rất dốc, điều này làm tăng hiệu suất phổ tín hiệu của hệ thống và làm giảm
nhiễu lên kênh với các hệ thống khác.
b) Hi u suất phổ t n hi u của h thống OFDM
iệu suất phổ tín hiệu của một hệ thống được đánh giá theo công
th c:
eff
its/sbR bR
B Hz (6.33)
Trong đó, bR là tốc độ bit trong một đơn vị thời gian (1 giây) và là
toàn bộ băng tần chiếm dụng của hệ thống. Giả thiết hệ thống OF M sử
dụng phương pháp điều chế M m c trên mỗi sóng mang, khi đó số bit
tương ng với mỗi mẫu tín hiệu sẽ là 2log M . Giả thiết hệ thống sử dụng
CN sóng mang phụ để mang tin, C FFTN N , khi đó tổng số bit tương ng
với một mẫu tin OF M có độ dài T (kể cả chuỗi bảo vệ) là 2logCN M . Ta
có thể dễ dàng tính được rằng trong một giây tốc độ bit sẽ là:
2logC
b
N MR
T (6.34)
Vì sườn dốc của phổ tín hiệu hệ thống không bao giờ có dạng dốc
đ ng mà bao giờ cũng chiếm ít nhất một khoảng là một nửa bề rộng của
khoảng cách hai sóng mang liên tiếp. Mặt khác xung cơ bản hình vuông
cũng không được sử dụng trong thực tế mà thay vào đó là bộ lọc cosine
nâng. iệu quả sử dụng phổ tần số của hệ thống do v y sẽ bị giảm đi.
ề rộng băng tần chiếm dụng tương ng của hệ thống là:
1 2CN oB f f (6.35)
Trong đó, 1CNf là tần số sóng mang phụ lớn nhất và of là tần số sóng
mang phụ nh nhất. ý hiệu là bề rộng của một nửa khoảng cách hai
sóng mang phụ kế tiếp bao gồm cả hệ số cắt của bộ lọc cosin nâng. o
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 129
v y: 12
sf
. Thay giá trị của c ng với giá trị của bR ở (6.34) và
giá trị của ở (6.35) vào (6.33) ta có:
2
eff
1
1log
2 12C
C
sN o
M NT
Rf
f f
(6.36)
Với 1
11 à
CN o C s s
s
f f N f v fT
ta lại có:
2
eff
log
1
s
s G
C
M TR
T TN
(6.37)
Trong công th c trên, ta đã thay S GT T T . T kết quả tính toán hiệu
quả sử dụng băn tần của hệ thống ở phương trình (6.36) ta có nh n x t rằng
hiệu quả sử dụng phổ tín hiệu OF M càng lớn nếu số sóng mang sử dụng
cho việc mang tin co ích càng lớn. Thêm vào đó độ dài của chuỗi bảo vệ
phải tương đối nh so với độ dài mẫu tín hiệu OF M. Sự lựa chọn tham số
cho thệ thống OF M để nâng cao hiệu quả sử dụng phổ tín hiệu của hệ
thống phải đảm bảo điều kện sau:
C ST T
Mặt khác để loại b được toàn bộ nhiễu liên tín hiệu cho hệ thống thì
chuỗi bảo vệ phải lớn hơn trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh:
axG mT
Đồng thời để giảm sự ảnh hưởng của sự phụ thuộc theo thời gian của
kênh đối với chất lượng hệ thống thì độ dài một mẫu tín hiệu OF M phải
nh hơn nhiều độ dài phụ thuộc thời gian của kênh:
, ax
1
2S
D m
Tf
Các điều kiện trên là các điều kiện cơ bản để lựa chọn tham số cho
việc thiết kế hệ thống OF M.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 130
6.1.8.2. Đ nh gi về phương ph p điề chế
T p trung vào kỹ thu t điều chế, ta nh n thấy rằng kỹ thu t điều chế
OF M khắc phục được rất nhiều nhược điểm của các kỹ thu t điều chế
tương tự và số trước đó như điều chế đơn sóng mang, đa sóng mang, AS ,
FS , PS , QAM, và chất lượng của hệ thống OF M khi các sóng mang
phụ sử dụng các m c điều chế QAM khác nhau cũng mang lại chất lượng
hệ thống khác nhau.
Một vấn đề đáng quan tâm nhất đó là có thể ng dụng được phương
pháp biến đổi IFFT, FFT vào trong kỹ thu t điều chế và giải điều chế
OF M. Điều này làm cho việc thiết kế các mạch thu, phát của hệ thống
OF M dễ dàng hơn, tối ưu hơn. Đây là một thành tựu lớn của các nhà
nghiên c u về xử lý tín hiệu số và ng dụng trong truyền thông. Đều này có
thể nh n thấy r là nếu như không ng dụng ph p biến đổi Fourier nhanh
FFT vào kỹ thu t điều chế của OF M thì một vấn đề khó khăn đó là phải
tạo ra rất nhiều các bộ dao động nội (bộ phát tần số) vì khi đó mỗi một ký
hiệu QAM phải được điều chế lên một sóng mang con khác nhau. Chẳng
hạn, khi muốn phát tin t c trên 10 4 sóng mang con ta cần tới 10 4 bộ
phát. hó khăn này là không thể chấp nh n được.
Về khả năng ng dụng của OF M là rất rộng rãi và mạng lại nhiều
triển vọng. ỹ thu t OF M đã và đang được ng dụng trong rất nhiều các
hệ thống truyền thông như: truyền hình số mặt đất, phát thanh số, mạng
Internet băng rông A S và đặc biệt là ng dụng trong cac mạng không
dây như iper A và iMax.
Mặc d có rất nhiều nh ng ưu điểm vượt trội trong phương th c điều
chế OF M sử dụng ph p biến đổi Fourier nhanh FFT, song vẫn không
tránh kh i được một nhược điểm cơ bản của kỹ thu t này đó là OF M rất
nhạy cảm với hiệu ng dịch tần do mất đồng bộ. Q a trình giải điều chế
của một tín hiệu OF M với một độ lệch tần số có thể dẫn đến tỷ số ER
cao. Điều này có nguyên nhân từ việc mất tính trực giao gi a các sóng
mang con do nhiễu ICI và sự thiếu chuẩn xác trong quay pha của các vector
d liệu được thu nh n. Các lỗi tần số xảy ra do hai nguyên nhân chính. Đó
là lỗi do bộ tạo xung dao động cục bộ và hiệu ng di tần Doppler. Tuy
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 131
nhiên nhược điểm trên cũng có thể khắc phục được nếu như có sự cải tiến
hơn trong phương pháp điều chế OF M. Th t may mắn là sự phát triển
mạnh mẽ, không ngừng của xử lý tín hiệu số đã mang lại giải pháp để khắc
phục nhược điểm trên của OF M, đó là thay thế biến đổi FFT bằng ph p
biết đổi avelet trong điều chế OF M. Tuy nhiên trong khuôn khổ tiểu
lu n này, ch dừng lại ở ph p biến đổi Fourier nhanh FFT nên tác giả xin
ph p không được trình bày thêm ở đây.
Các khả năng ng dụng của OF M cho đến nay đã và đang có nhiều
tiến triển trong tương lai. Đã có khá nhiều ng dụng của OF M trong thực
tế như: hệ thống truyền hình số mặt đất, phát thanh số, Internet tốc độ cao
A S , iper A và đặc biệt là hệ thống iMax đang được đưa vào thử
nghệm tại Việt am.
T m i
Điểm nổi b t ở phương pháp điều chế OFDM là sử dụng tính trực
giao của các sóng mang con và áp dụng ph p biến đổi Fourier nhanh FFT
trong điều chế. Việc khắc phục nhược điểm còn lại của OF M hiện nay là
rất khả quan khi công nghệ xử lý số đang phát triển rất mạnh. OF M do
v y có thể nó là một công nghệ tương lai hoàn hảo khi kết hợp với các công
nghệ khác như C MA và hệ thống MIMO.
6.2. KỸ THUẬT MIMO
6.2.1. Giới thi u về tru ền thông MIMO
Yêu cầu về dung lượng kênh trong truyền thông vô tuyến đối với di
động tế bào, internet và các dịch vụ multimedia ngày càng gia tăng nhanh
chóng trên thế giới. ăng tần vô tuyến bị giới hạn và dung lượng truyền
thông yêu cầu không thể đạt được nếu không sử dụng các kỹ thu t làm tăng
hiệu suất phổ trong truyền thông. Các ưu điểm của các kỹ thu t mã hóa như
mã turbo và mã kiểm tra chẵn lẻ m t độ thấp cho ph p có thể tiến tới giới
hạn dung lượng kênh Shannon trong các hệ thống sử dụng một tuyến anten
đơn. Xa hơn n a, các ưu điểm về hiệu suất sử dụng phổ có thể đạt được
bằng cách tăng số lượng anten phát và anten thu [17]. Trong chương này
ch ng ta tìm hiểu các kỹ thu t dành cho truyền dẫn qua các kênh MIMO.
6.2.2. Mô hình kênh MIMO
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 132
Có nhiều mô hình kênh khác nhau đã được đề xuất cho hệ thống sử
dụng nhiều anten phát và nhiều anten thu (MIMO) dựa trên các đặc trưng
về phẩm chất hệ thống cần đạt được. Phân t p phát sử dụng nhiều anten
phát để mang lại độ tin c y của tuyến bằng cách phát c ng một tín hiệu
theo nhiều đường khác nhau. Với phân t p thu, nhiều anten thu được sử
dụng để nâng cao phẩm chất lỗi bằng cách kết hợp các tín hiệu thu được
bởi các anten thu. Mã không gian-thời gian (STC: Space-time coding) là
một giải pháp chung nhằm mang lại độ lợi về phân t p hay độ lợi mã hoá
và nó có thể được kết hợp dễ dàng với tất cả các hệ thống sử dụng nhiều
anten. Sau đây ch ng ta xem x t một hệ thống truyền dẫn vô tuyến sử dụng
cả phân t p phát và thu với anten phát và M anten thu như hình vẽ .1.
Hình 6.13. Mô hình kênh MIMO.
ênh truyền gi a các anten máy phát (Tx) và anten máy thu (Rx)
như mô tả trong hình vẽ trên được gọi là một kênh hiều đầu vào- hiều
đầu ra (MIMO). Một hệ thống truyền dẫn trên kênh MIMO được gọi là hệ
thống truyền dẫn MIMO. Trong các trường hợp đặc biệt khi = 1 và M =
1, tương ng ch ng ta có các hệ thống phân t p thu SIMO và phát MISO.
ênh truyền đơn gi a anten máy thu th m và anten máy phát th n
được ký hiệu là mnh . Tương tự như các hệ thống phân t p phát hoặc thu, để
tránh ảnh hưởng gi a các anten phát hoặc các anten thu với nhau, khoảng
cách yêu cầu tối thiểu gi a các phần tử anten ở các mảng anten phát hoặc
thu là 2 [12]. Kênh MIMO trong trường hợp này được gọi là kênh
MIMO không tương quan (uncorrelated MIMO channel). Trong trường hợp
pha-đinh Rayleigh bằng phẳng (flat fading) không có tương quan, mnh được
mô hình hoá bằng một biến số Gauss ph c có giá trị trung bình 0 và
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 133
phương sai 1. Một kênh MIMO gồm anten phát và M anten thu thường
được biểu diễn bởi một ma tr n số ph c gồm M hàng và cột như sau:
11 12 1
21 22 2
1 2
N
N
M M MN
h h h
h h h
h h h
H (6.38)
Định nghĩa các vector phát, thu và tạp âm tương ng là:
1 2, , ,T
Ns s ss (6.39)
1 2, , ,T
My y yy (6.40)
1 2, , ,T
Mz z zz (6.41)
Ch ng ta có mối quan hệ gi a tín hiệu thu và tín hiệu phát biểu diễn
qua phương trình hệ thống sau:
TP
N y Hs z (6.42)
Trong đó T ssP trace R là tổng công suất phát từ anten phát và
H
ss ER ss là ma tr n hiệp phương sai của tín hiệu s; z là vector tạp âm
với các phần tử mz được mô ph ng bởi các biến số Gauss ph c độc l p có
phân bố như nhau và có c ng công suất trung bình 2 , t c là,
2H
ME zz I , trong đó MI biểu diễn một ma tr n đơn vị với M hàng và M
cột.
6.2.3. Dung năng nh
a) Dung năng k nh t u ền cố định
ung lượng kênh truyền được định nghĩa là tốc độ có thể truyền dẫn
tối đa với một xác suất lỗi tương đối nh (có thể b qua). ung lương của
một kênh truyền chịu ảnh hưởng của tạp âm nhiễu cộng trắng Gauss do
Shannon tìm ra vào năm 1 48 được biểu diễn như sau:
2log 1 /C W bits s (6.43)
Trong đó là băng tần của kênh truyền tính bằng đơn vị , là tỷ
số công suất tín hiệu trên tạp âm (S R).
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 134
Kênh SISO
Mô hình tương đương của kênh truyền SISO có thể ch ra như hình
. như dưới đây
Hình 6.14. Mô hình kênh truyền SISO.
Trong trường hợp truyền tín hiệu qua một kênh truyền cố định có độ lợi h
như ở hình . , ch ng ta có tỷ số S R tại đầu vào máy thu là [4]:
2
2
2
SRSISO
N
P hPh
P
(6.44)
ung năng kênh truyền trong trương hợp này có thể tính được bằng
cách thay tỷ số công suất tín hiệu trên tạp âm ISOSSNR vào công th c
Shannon:
2
2log 1 /SISOC W h bits s (6.45)
Kênh MISO
Tương tự như kênh SISO, đối với các trường hợp kênh truyền phân
t p phát MISO, ch ng ta có thể tính được:
2
21
1
1 N
n s Nn
MISO n
nN
h PN
hP N
(6.46)
2
2
1
log 1 /N
MISO n
n
C W h bits sN
(6.47)
trong đó 1 N được sử dụng để chuẩn hoá công suất phát.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 135
Hình 6.15. Mô hình tương đương của kênh MISO.
Kênh SIMO
Đối với kênh truyền SIMO như hình .4 dưới đây, tỷ số S R trên
một nhánh phân t p là:
2
2
S m
m
m
P h
(6.48)
Giả sử rằng công suất tạp âm trên M nhánh phân t p thu đều như
nhau, t c là 2 2
m , thì dung lượng kênh truyền SIMOC được tính như sau:
2
2
1
log 1 /M
SIMO m
m
C W h bits s
(6.49)
Hình 6.16. Mô hình tương đương của kênh SIMO.
Để ý rằng dung lượng của các kênh truyền phân t p phát ở (6.47)
hoặc phân t p thu ở (6.49) đều tăng theo quy lu t logarit theo số lượng
anten phân t p.
Kênh MIMO
Đối với trường hợp kênh MIMO như mô tả ở hình 6.13, chúng ta có
mối quan hệ thu phát được biểu diễn bằng phương trình hệ thống sau:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 136
y Hs + z (6.50)
Sử dụng phương pháp SV (Singular Value ecomposition) ch ng
ta có thể phân tích ma tr n H thành:
HH = UDV (6.51)
Trong đó U và V là các ma tr n unitary có kích thước tương ng là
MxM và x , t c là H H
M UU U U I và H H
N VV V V I . D là một ma tr n
đường ch o có kích thước Mx với các giá trị không âm, trong đó các phần
tử trên đường ch o là các giá trị căn b c hai của các giá trị riêng của ma
tr n.
;
;
H
H
M N
M N
HHΦ
H H (6.52)
Thay H ở (6.50) vào (6.51) chúng ta có:
H y UDV s z (6.53)
hân hai vế của phương trình trên với HU ch ng ta thu được phương
trình tương đương
y = Ds + z (6.54)
Trong đó ,H H y U y s V s và .Hz U z Để ý rằng do là một ma tr n
đường ch o với min ,r M N phần tử đầu tiên khác không, nên thông qua
ph p biến đổi SV kênh MIMO đã được phân tích thành r kênh truyền
song song h u ích. Số kênh còn lại không đóng vai trò gì cả. ý hiệu các
giá trị riêng khác không của ma tr n là i , ta có thể biểu diễn công th c
(6.54) ở dạng r kênh song song như sau:
; 1,2, ,i iy s z i r i i+ (6.55)
Trong đó i biểu diễn biên độ của độ lợi kênh truyền tương đương
th i. ung lượng kênh truyền MIMO vì v y là tổng dung lượng của r
kênh song song.
Giả sử công suất phát trên các anten phát là như nhau và được chuẩn
hoá thành ST
PP
N . Do ,: :,H
is i i V s V s với ,:iΑ và :, iΑ tương ng
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 137
biểu diễn một vector xây dựng từ hàng i hay cột i của ma tr n A. o đó
công suất thu tại kênh th i, i r , có thể tính được như sau:
2
:, :, :,
:, :,
i
S
H H
R i i
Pr
N
Hi S i S
P E i s i E s s i
P r P ri i
N N
V V V
V V
(6.56)
Trong đó :, :, 1H
i i V V dựa trên tính chất của ma tr n unitary.
Tương tự, công suất tạp âm ở kênh i được tính như sau:
0
2
2 2
,: :, :,
,: ,: .
i
H H H
N
rN
H
P E i i E i
r i i r
U z U z z U
U U
(6.57)
Từ các công th c (6.56) và (6.57) ch ng ta có thể tính được tỷ số S R
ở kênh th i:
2
i Si
P
N
(6.58)
Thay i vào công th c Shannon ch ng ta có:
2 21
W log 1r
i SMIMO
i
PC
N
(6.59)
Sử dụng ma tr n , công th c dung lượng kênh truyền MIMO có
thể biểu diễn một cách tổng quát như sau:
2
2
log det / ;
log det / ;
H
r
MIMO
H
r
W bits s M NN
C
W bits s M NN
I HH
I H H
(6.70)
ựa vào côg th c (6.70) các công trình nghiên c u cảu Foschini và
Gan năm 1 88 và Telatar năm 1 đã ch ng minh được rằng dung lượng
kênh truyền tăng tuyến tính theo r, t c là số anten tối thiểu sử dụng ở phía
thu hay phát. Ch ng minh này sẽ được mô tả kỹ ở phần tính toán dung
lượng kênh truyền cho kênh Rayleigh.
b) Dung năng k nh t u ền có pha-đing Ra eigh
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 138
Trong phần trước, ch ng ta đã tìm hiểu về dung lượng kênh truyền
MIMO trong trường hợp kênh truyền cố định. Trong thực tế do tác động
của pha-đinh, kênh truyền biến động theo thời gian và thường được mô
hình hoá bằng các biến số ngẫu nhiên tuân theo phân bố Rayleigh. Ma tr n
kênh truyền H trong trường hợp này là một ma tr n ch a các biến số ngẫu
nhiên Gauss ph c độc l p với giá trị trung bình 0 và phương sai 1, t c là,
1.mnE h
Giả sử kênh truyền pha-đinh biến đổi ch m, t c là độ lợi kênh truyền
không thay đổi trong một khoảng thời gian bằng độ dài một khung liên tiếp
các symbols. Giả sử thêm rằng máy thu biết hay ước lượng chính xác được
ma tr n kênh truyền H. ung lượng kênh truyền trong trường hợp này
thường được gọi là ung ng e go ic và được tính toán bằng cách lấy giá
trị trung bình theo tất cả các thực thể (reali ation) của H. T c là, ch ng ta
có:
2
2
Wlog det / ;
Wlog det / ;
H
H r
MIMO
H
H r
E bits s M NN
C
E bits s M NN
I HH
I H H
(6.71)
Để ý rằng do các phần tử của H là các biến số ngẫu nhiên, nên nếu
áp dụng quy lu t số lớn ch ng ta có:
2
2
log 1
log 1
NH
M MIMO
MH
N MIMO
N C MW
MM C NW
N
HH I
H H I (6.72)
Giả sử M = , ch ng ta thấy r ngay rằng dung lượng kênh truyền
MIMO tăng tuyến tính theo số lượng anten tối thiểu sử dụng ở máy phát
hay máy thu.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 139
Hình 6.17. ung lượng kênh MIMO pha-đinh Rayleigh.
Ch ng ta có thể thấy rằng ung ng k nh t u ền MIMO pha-đinh
Ra eigh có thể đạt đến gấp min ,r M N ần ung ng một k nh t u ền
SISO cố định. Nh n x t này cho ch ng ta thấy r tầm quan trọng của việc
sử dụng kênh truyền MIMO trong thông tin vô tuyến.
Cần ch ý rằng để đạt được dung lượng kênh MIMO nói trên, các
phần tử mnh của ma tr n kênh H cần là các biến Gauss ph c và độc l p với
nhau. Điều này tương đương với môi trường truyền dẫn gi a máy phát và
máy thu là một môi trường pha-đinh Rayleigh giàu tán xạ (uncorrelated
rich scattering environment).
Dung lượng của các kênh SIMO và MISO cho trường hợp pha-đinh
Rayleigh bằng cách đặt tương ng = 1 hay M = 1.
6.2.4. Kỹ thuật ghé nh theo hông gian (SDM)
guyên lý chung của phương pháp phân kênh theo không gian rất
đơn giản: ở máy phát (Tx) luồng tín hiệu phát được chia thành luồng
nh ns t và truyền đồng thời qua anten phát. Tại máy thu, các luồng tín
hiệu sẽ được tách riêng ra rồi gh p lại (MUX) với nhau. Phương pháp phân
kênh theo không gian này được mô tả như hình dưới đây:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 140
Hình 6.18. Mô hình hệ thống MIMO-SDM
o tín hiệu phát tại các anten khác nhau nên việc tách tín hiệu của
mỗi luồng phát ở máy thu sẽ chịu ảnh hưởng nhiễu đồng kênh từ các luồng
còn lại. Vì v y, máy thu cần sử dụng một bộ tách tín hiệu tốt có khả năng
cung cấp tỷ số lỗi bit ( ER) thấp, đồng thời lại không yêu cầu quá cao về
độ ph c tạp tính toán. o máy phát sử dụng ở phương pháp phân kênh theo
không gian này ch đơn thuần là một bộ phân kênh, các nghiên c u về
MIMO-S M đều t p trung vào việc thiết kế bộ tách tín hiệu ở máy thu.
ựa theo theo tính chất tuyến tính của phương pháp tách tín hiệu, các
bộ tách tín hiệu MIMO-S M được phân loại thành hai nhóm lớn đó là các
bộ tách tín hiệu tuyến tính và các bộ tách tín hiệu phi tuyến.
Các bộ tách tín hiệu tuyến tính bao gồm: bộ tách tín hiệu ZF (Zero-
Forcing) và bộ tách tín hiệu MMSE (Minimum Mean-Square Error). Ưu
điểm của các bộ tách tín hiệu tuyến tính là có độ ph c tạp tính toán thấp và
dễ thực hiện nhờ các thu t toán thích nghi phổ biến như MS ( east Mean
Square: bình phương trung bình nh nhất), R S (Recursive east Square:
bình phương nh nhất quy hồi), ... hược điểm của các bộ tách tín hiệu
tuyến tính là phẩm chất tách tín hiệu (tỷ số lỗi bit) đạt được tương đối thấp,
đặc biệt là khi sử dụng số lượng anten phát lớn. Gần đây, nhờ việc áp dụng
kết hợp với thu t toán lattice-reduction các bộ tách tín hiệu tuyến tính ZF
và MMSE có thể đạt được tỷ số lỗi bít ( ER) gần tối ưu, trong khi độ ph c
tạp tính toán hầu như không thay đổi. X t một cách tổng quát thì vào thời
điểm mà yêu cầu về độ tính toán ph c tạp thấp vẫn là quan trọng như hiện
nay thì các bộ tách tín hiệu tuyến tính có ưu điểm hơn và, vì v y, thường
được áp dụng trong thực tế nhiều hơn.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 141
gược lại, so với các bộ tách tín hiệu tuyến tính, các bộ tách tín hiệu
phi tuyến có ưu điểm là có phẩm chất ER tốt hơn, nhưng lại chịu phải
nhược điểm về độ ph c tạp tính toán lớn. Trong các bộ tách tín hiệu phi
tuyến, bộ tách tín hiệu M (Maximum ikelihood) là bộ tách tín hiệu tối
ưu, t c là có phẩm chất ER tốt nhất. Tuy nhiên, yêu cầu về độ ph c tạp
tính toán của bộ tách tín hiệu lại lớn nhất, vì v y, bộ tách tín hiệu này rất ít
được sử dụng trong thực tế. Gần đây, các nghiên c u đã đề xuất áp dụng
thu t toán giải mã cầu (sphere decoding) vào các bộ tách tín hiệu M nhằm
giảm nh độ ph c tạp tính toán của nó đến m c cho ph p có thể áp dụng
được trong thực tế. Các bộ tách tín hiệu sử dụng thu t toán giải mã cầu, gọi
tắt là các bộ tách tín hiệu cầu phương (sphere dectector), hiện tại đang là
các bộ tách tín hiệu được đánh giá là có triển vọng nhất. goài bộ tách tín
hiệu M , các bộ tách tín hiệu phi tuyến khác như SIC (Successive
Interference Cancellation: triệt nhiễu nối tiếp) hay PIC (Parallel
Interference Cancellation: triệt nhiễu song song) đều sử dụng phương pháp
kết hợp một bộ tách sóng tuyến tính với các phương pháp triệt nhiễu song
song hoặc nối tiếp nhằm cải thiện phẩm chất ER trong khi vẫn t n dụng
được độ tính toán thấp của các bộ tách tín hiệu tuyến tính.
.2. . Mã hông gian th i gian
Trư ng hợ nh MISO 2 1
ình dưới đây mô tả phân t p phát không gian-thời gian do Alamouti
đề xuất vào năm 1 8 sử dụng hai anten phát và một anten thu. Phương
pháp phân t p này còn được gọi là mã khối không gian-thời gian (ST C:
Space-Time lock Code) Alamouti, mặc d về mặt bản chất nó không hề
đem lại độ lợi mã hóa.
Phương h mã h a: Tại một chu kỳ ký hiệu (symbol period) cho
trước hai dấu tín hiệu ks và 1ks được mã hoá cả về không gian và thời gian
như mô tả ở bảng:
Tại khe thời gian k, anten phát th nhất phát đi ks trong khi anten th
hai phát đi 1ks . Tại khe thời gian tiếp theo, (k+1), anten phát th nhất phát
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 142
đi 1ks trong khi đó anten th hai phát đi ks . ằng cách này việc mã hoá
được thực hiện theo cả không gian và thời gian.
Hình 6.19. Sơ đồ Alamouti với anten phát và 1 anten thu.
Tương tự như trường hợp kết hợp thu phân t p MRC, giả sử kênh pha-
đinh biến đổi ch m, t c là, pha-đinh không thay đổi trong khoảng thời gian
gi a hai dấu tín hiệu. hờ đó, ch ng ta có thể b qua ch số thời gian ở
trong biểu diễn kênh. Đặt các kênh truyền từ anten phát th nhất và th hai
tới anten máy thu tương ng là 1
1 1
jh e và 2
2 2
jh e . Các tín hiệu thu
được tại các khe thời gian k và k+1 là:
1
1 2 1
1 1 2 1
6.73
6.74k k
k k k k
k k
y h s h s n
y h s h s n
Phương ph p kết hợp: iến đổi hai biểu th c trên như sau
1
1 2 1
1 2 1 1
6.75
6.76k k
k k k k
k k
y h s h s n
y h s h s n
Để ý rằng để ước lượng được các dấu tín hiệu ks và 1ks một cách tối
ưu, ch ng ta cần phải tách được thông tin về các dấu này ch a trong các tín
hiệu thu ky và 1ky . Việc này có thẻ thực hiện được nhờ sử dụng lu t kết
hợp sau đây:
1 2 1
1 2 1 1
6.77
6.78
k k k
k k k
s h y h y
s h y h y
o đó ta có:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 143
2 2
1 2 1 2 1k k k ks s h z h z
(6.79)
2 2
1 1 2 1 1 1 2k k k ks s h z h z
(6.80)
Sự khác biệt duy nhất ở các dấu ước lượng được nhờ sử dụng phương
pháp MRC và phương pháp ST C của Alamouti là sự quay pha của các
thành phần tạp âm. Tuy nhiên, sự quay pha tạp âm này không làm suy giảm
tỷ số S R hiệu dụng đầu ra. Vì v y, ch ng ta có thể kết lu n rằng ph ơng
pháp ph n tập phát kh ng gian-thời gian s ng hai anten phát à một
anten thu của A amouti t ơng đ ơng i ph ơng pháp ph n tập thu MRC
s ng một anten phát à hai anten thu. Tuy nhiên, điều này ch đ ng cho
trường hợp tổng công suất phát không bị chuẩn hóa sao cho công suất phát
của cả hai phương pháp phân t p như nhau. ếu tổng công suất của hai
anten phát trong trường hợp phân t p phát của Alamouti được chuẩn hóa
bằng công suất phát từ một anten trong trường hợp thu MRC thì các thành
phần tín hiệu ks và 1ks ch bằng một nửa. ết quả là, tỷ số S R và ER
đầu ra của hệ thống Alamouti ST C sẽ bị suy giảm đi 3 d so với các tỷ số
tương ng của hệ thống phân t p tjhu MRC. ết lu n lại ch ng ta có thể
nói rằng A amouti STBC đạt đ c cấp độ ph n tập giống nh của ph ơng
pháp MRC nh ng bị su giảm ề phẩm chất 3 B.
T h s ng tối ưu: lu t quyết định M được định nghĩa đồng thời
cho cả ks và 1ks như sau:
1
22
1 1 2 1 1 2 1 1,
, arg mink k c
k k k k k k k ks s
s s y h s h s y h s h s
(6.81)
hai triển thành phần đối số của biểu th c trên ta có
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 144
22
1 2 1 1 2 1 1
1 2 1 1 2 1
1 2 1 1 1 2 1 1 1
2 2 2
1 2 1 1 1 1 2 1
2 1 2 1 1
STBC k k k k k k
k k k k k k
k k k k k k
k k k k k k k k k k
k k k
A y h s h s y h s h s
y h s h s y h s h s
y h s h s y h s h s
y y h s y h s h y s h s h h s s
h y s h s h s
2 2 2
2 1 1 1 2
2 2
1 1 1 2 1 2 2 1 1 1 1 1
2 2
1 1 2 1 1
k k k k k
k k k k k k k k k
k k k
h s y y h s
y h s h s y h s h s h s h s y
h s h s h s
(6.82)
Để ý rằng 2
ky và 2
1ky là các thành phần chung và không làm thay
đổi lu t quyết định, vì v y ch ng ta có thể b qua ch ng cho đơn giản.
goài ra, các thành phần 1 2 1k kh h s s
và 2 1 1k kh h s s
tự triệt tiêu lẫn nhau, do đó,
đối số STBCA trở thành
2 22 2 2 2
1 2 1 2 1
1 2 1 1 2 1
1 2 1 1 1 2 1 1 1 1
2 22 2 2 2
1 2 1 2 1
1 2 1 1 2 1
2 1
k k
STBC k k
k k k k k k k k
k k k k k k k k
k k
k k k k k k
s s
k
A s s
y h s y h s h y s h y s
y h s y h s h s y h s y
s s
h y h y s h y h y s
h y h
11
1 1 2 1 1 1
kk
k k k k k
ss
y s h y h y s
(6.83)
Và vì v y
2 22 2 2 2
1 2 1 2 1 1 1 1 1
2 2 2 22 2
1 2
2 2 2 22 2
1 2 1 1 1 1 1
STBC k k k k k k k k k k
k k k k k
k k k k k
A s s s s s s s s s s
s s s s s
s s s s s
(6.84)
Một điểm th vị có thể nh n thấy rằng lu t quyết định M đồng thời
cho cả ks và 1ks đã được chia thành các lu t quyết định độc l p cho ks và
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 145
1ks . o các lu t quyết định cho ks và 1ks là như nhau, sau khi b qua thành
phần chung 2
ks ch ng ta thu được lu t quyết định chung cho Alamouti
STBC
2 22 2
1 2arg min 1 6.85k c
k k k ks
s s s s
Giống như cho MRC, đối với tín hiệu PS , do năng lượng tín hiệu, 2
s kE s , như nhau đối với tất cả các thành phần tín hiệu ks , lu t quyết định
M lược giản như sau:
2
arg min . 6.86k c
k k ks
s s s
Trư ng hợ MIMO 2 2:
Trong phần này ch ng ta sẽ mở rộng nguyên lý của Alamouti ST C
đối với trường hợp kênh MISO x1 ở phần trên cho trường hợp kênh
anten phát và anten thu, t c là, kênh MIMO x . Sơ đồ cấu hình của
Alamouti ST C cho trường hợp kênh MIMO x được mô tả như hình vẽ
Hình 6.20. Sơ đồ Alamouti ST C với anten phát và anten thu.
Phương ph p kết hợp: Các tín hiệu thu được tại các anten thu th
nhất và th hai tại các thời điểm k và k+1 là:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 146
1,1 1,1 1,2 1 1,1
1,2 1,1 1 1,2 1,2
2,1 2,1 2,2 1 2,1
2,2 2,1 1 2,2 2,2 6.87
k k
k k
k k
k k
y h s h s z
y h s h s z
y h s h s z
y h s h s z
Trong đó ,m kz là các mẫu tạp âm ở tại anten thu m và khe thời gian k.
Để ước lượng tối ưu được các dấu tín hiệu phát đi ks và 1ks , ch ng ta cần
phải tách được thông tin của ch ng ch a trong 1,1 1,2 2,1 2,2, , à yy y y v . Việc này
có thể thực hiện được nhờ sử dụng phương pháp kết hợp sau đây [3]
1,1 1,1 1,2 1,2 2,1 2,1 2,2 2,2
1 1,2 1,1 1,1 1,2 2,2 2,1 2,1 2,2
6.88k
k
s h y h y h y h y
s h y h y h y h y
Thay các biểu th c của (1.108) vào (1.10 ) ch ng ta thu được
2 2 2 2
1,1 1,2 2,1 2,2 1,1 1,1 1,2 1,2 2,1 2,1 2,2 2,2
2 2 2 2
1 1,1 1,2 2,1 2,2 1 1,2 1,1 1,1 1,2 2,2 2,1 2,1 2,2
6.89k k
k k
s s h z h z h z h z
s s h z h z h z h z
Để ý rằng các tín hiệu kết hợp 1àk ks v s ở các công th c trên thực tế là
tổng của các tín hiệu kết hợp từ từng anten thu. Điều này có nghĩa là để có
được tín hiệu tổng hợp cho trường hợp kênh MIMO 2 M , ch ng ta cần
phải tìm được tín hiệu kết hợp cho từng anten thu, sau đó ch cần cộng
ch ng lại với nhau. Một quan sát khác cũng được nh n thấy là việc sử dụng
anten thu cho ph p tăng gấp đôi độ phân t p so với hệ thống sử dụng một
anten thu. Một cách tổng quát, ch ng ta có thể kết lu n rằng độ phân t p
của một hệ thống MIMO ST C 2 M gấp M lần độ phân t p của một hệ
thống MISO ST C x1. Điều này cũng có nghĩa rằng cấp độ ph n tập của
một h thống MIMO STBC 2 M bằng độ ph n tập của một h thống SIMO
MRC 1x2M. Tuy nhiên, cần ch ý rằng nếu như tổng công suất phát được
chuẩn hóa thành đơn vị sao cho tổng công suất phát của cả hai hệ thống
như nhau thì phẩm chất của các hệ thống ST C bị suy giảm 3 d so với
các hệ thống MRC.
T ch sóng tối ư : lu t quyết định M đồng thời cho k+1à sks v được
định nghĩa như sau
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 147
(6.90)
Sử dụng phương pháp tương tự như đã sử dụng cho trường hợp kênh
MISO x1 trình bày ở phần trên ch ng ta có thể thu được lu t quyết định
M tổng quát như sau
2 22 2 2 2
1,1 1,2 2,1 2,2arg min 1 , 6.91k c
k k k ks
s s s s
được lược giản thành
2
arg min 6.92k c
k k ks
s s s
cho tín hiệu PS .
Phẩm ch t BER củ hệ thống STBC:
Phẩm chất ER của hệ thống MISO x1 và MIMO ST C x sử
dụng điều chế PS được so sánh với phẩm chất của hệ thống SIMO MRC
1x và SIMO MRC 1x4 như hình vẽ dưới đây
Hình 6.21. Phẩm chất ER của Alamouti so sánh với các hệ thống MRC.
o tổng công suất phát ở các hệ thống ST C được chuẩn hóa thành
đơn vị (t c là, công suất phát từ từng anten là một nửa), các đường cong
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 148
ER của các hệ thống ST C có c ng độ dốc với các đường cong ER của
các hệ thống ER tương ng nhưng dịch sang bên trái 3 d . Điều này
ch ng t rằng các hệ thống ST C và MRC có c ng cấp độ phân t p.
o phẩm chất hấp dẫn của ST C, máy thu trạm gốc có thể sử dụng
anten để thu được độ lợi phân t p cho cả kênh truyền lên và kênh truyền
xuống. Vì v y, mã khối không gian thời gian Alamouti đã được khuyến
nghị sử dụng ở trong các hệ thống thông tin di động vô tuyến thế hệ th 3.
CHƯƠNG 7. LÝ THUY T THÔNG TIN VÀ MÃ NGUỒN
7.1. THƯ C ĐO THÔNG TIN
7.1.1. Hi u thông tin theo hía nh thông thư ng
Trong thực tế ta gặp nhiều hiện tượng, sự kiện xảy ra theo các m c
độ khác nhau. Có nh ng hiện tượng, sự kiện tưởng như không bao giờ xảy
ra nhưng trên thực tế thì vẫn có thể xảy ra. h ng hiện tượng, sự kiện như
thế lại là nh ng thông tin mà nhiều người để ý đến. Ví dụ có 3 thông tin
sau:
(1) gày mai mặt trời mọc ở phía đông.
( ) Mỹ xâm chiếm Cuba.
(3) Cuba xâm chiếm Mỹ.
Với 3 dòng thông tin tiêu đề trên thì thoạt nhìn ta thấy người đọc rất
ít để ý đến dòng đầu. Cũng có nh ng người quan tâm đến dòng tiêu đề th
song cái thực sự bắt mắt, khiến mọi người ch ý nhất đó là dòng tiêu đề
th 3. hư v y từ nh ng cảm nh n về các thông tin trên, có thể thấy rằng
dòng tiêu đề th nhất là khó truyền tải thông tin, dòng tiêu đề th truyền
tải một lượng thông tin lớn và dòng tiêu đề th 3 truyền tải một lượng
thông tin lớn hơn. ếu nhìn nh n theo quan điểm xác suất thì ch ng ta thấy
khả năng xuất hiện của sự kiện th nhất là lớn nhất (100%) có nghĩa đó là
sự kiện chắc chắn, khả năng xuất hiện của sự kiện th hai là rất thấp nhưng
vẫn có một xác suất nhất định, và khả năng xuất hiện của sự kiện th 3 gần
như bằng không (có nghĩa là gần như không thể xảy ra). ếu một sự kiện
xảy ra với xác suất thấp sẽ gây ra độ ngạc nhiên lớn và vì thế ch a đựng
lượng thông tin lớn hơn. hả năng xuất hiện của một sự kiện là độ đo của
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 149
yếu tố bất ngờ và vì thế có mối liên quan tới nội dung thông tin. o đó từ
nh ng cách nhìn nh n theo khía cạnh thông thường thì lượng thông tin
nh n được từ một bản tin là có mối liên quan trực tiếp tới độ không chắc
chắn hay tỷ lệ nghịch với xác khả năng xuất hiện các sự kiện.
Gọi P là xác suất xuất hiện của một bản tin và I là lượng thông tin
ch a trong bản tin đó. Theo như cách phân tích ở trên thì khi 1, 0P I
và khi 0,P I , và P có giá trị nh hơn thì sẽ cho I lớn hơn. Điều này
cho ta mối quan hệ:
1~ logI
P (7.1)
7.1.2. Hi u thông tin theo hía nh ỹ thuật
X t trường hợp các bản tin nhị phân m1 và m , với khả năng xuất
hiện như nhau. Trong trường hợp này ch ng ta có thể sử dụng các ký hiệu
nhị phân để mã hóa các bản tin này. ản tin m1 và m có thể được biểu
diễn bởi các ký hiệu 0 và 1 tương ng. R ràng ch ng ta phải sử dụng tối
thiểu một bit nhị phân (nh n một trong giá trị) để biểu diễn cho mỗi một
trong hai bản tin có khả năng xuất hiện như nhau.
ây giờ ta t p trung vào trường hợp có 4 bản tin đồng khả năng là
m1, m , m3, và m4. ếu các bản tin này được mã hóa vào dạng nhị phân,
ch ng ta cần tối thiểu ký hiệu nhị phân trên cho một bản tin. Mỗi ký hiệu
nhị phân được giả sử là có hai giá trị. Đảm bảo rằng tổ hợp của hai bit nhị
phân có thể tạo ra 4 từ mã đó là: 00, 01, 10, 11 mà có thể được gán cho 4
bản tin đồng khả năng tương ng là: m1, m , m3, và m4. R ràng là mỗi
một trong 4 bản tin sẽ chiếm thời gian truyền dẫn gấp hai lần so với yêu
cầu của hai bản tin đồng khả năng như đã nói ở trên và đảm bảo được rằng
chưa đựng lượng thông tin nhiều hơn gấp hai lần. Tương tự, ch ng ta có thể
mã hóa cho một trong 8 bản tin đồng khả năng bằng cách sử dụng tối thiểu
3 ký hiệu nhị phân. Có thể thấy rằng, nói chung, ch ng ta cần 2log n ký
hiệu nhị phân để mã hóa cho mỗi một trong n bản tin đồng khả năng. ơn
n a, do tất cả các bản tin là đồng khả năng nên xác suất xuất hiện của một
bản tin là 1P n . o đó mỗi bản tin (với xác suất P) cần 2log 1 P ký hiệu
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 150
nhị phân để mã hóa. ởi v y, theo quan điểm kỹ thu t, lượng thông tin I
được mang trong một bản tin với xác suất xuất hiện P là tỷ lệ với 2log 1 P :
21logI k
P (7.2)
Trong đó k là một hằng số xác định. Trong một số trương hợp, để
cho thu n tiện thì hằng số tỷ lệ k được chọn là 1, và khi đó lượng thông tin
ở dạng nhị phân được gọi tắt là bit (binary unit). Có nghĩa là:
21log itsI b
P (7.3)
Theo cách định nghĩa trên, thông tin I trong một bản tin có thể được
biểu diễn như là số lượng ký hiệu nhị phân tối thiểu cần thiết để mã hóa
cho một bản tin. Mặc d v y ta mới ch ra được cho trường hợp của các bản
tin đồng khả năng xuất hiện, điều này cũng đ ng cho trường hợp các bản
tin không đồng khả năng xuất hiện.
Tiếp theo, ch ng ta t p trung vào trường hợp sử dụng các ký hiệu r
m c để thay cho các ký hiệu nhị phân khi mã hóa. Mỗi ký hiệu r m c có
thể được gán cho một trong các giá trị (0, 1, , , r-1). Mỗi một trong số n
bản tin (được mã hóa bởi các ký hiệu r m c) có thể được truyền bởi một
chuỗi các tín hiệu r m c. o mỗi ký hiệu r m c có thể được gán cho một
trong r giá trị nên k ký hiệu r m c sẽ tạo ra kr từ mã riêng biệt. Vì thế , để
mã hóa mỗi một trong số n bản tin đồng khả năng xuất hiện, ch ng ta cần
tối thiểu logrk n ký hiệu r m c. Vì 1n P , trong đó P là xác suất xuất
hiện của mỗi bản tin. o đó, ch ng ta cần tối thiểu log 1r P ký hiệu r
m c. hi đó thông tin I mà một bản tin mang sẽ là:
1logrI r ary units
P (đơn vị r-m c) (7.4)
Từ phương trình (5.3) và (5.4), ta có mối quan hệ:
2
1 1log logrI bits r ary units
P P (7.5)
Vì v y: 21 logr ary unit r bits (7.6)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 151
Đơn vị thông tin trong trường hợp sử dụng 10 trạng thái khác nhau
của ký hiệu (r = 10) được gọi là hartley (lấy tên của R. V. . artley, là
một trong số nh ng người tiên phong trong lĩnh vực truyền dẫn thông tin
vào nh ng năm 1 0, c ng thời với yquist và Carson). Cơ sở toán học
chặt chẽ về lý thuyết thông tin được E. Shannon xây dựng vào năm 1 48.
21 log 10 3.32hartley bits
Đôi khi đơn vị nat cũng được sử dụng:
21 log 1.44nat e bits
Chú ý: Mặc d hoàn toàn có thể sử dụng đơn vị r-m c làm đơn vị đo
thông tin, tuy v y trong thực tế thường sử dụng đơn vị bit (r = ). Từ đơn vị
này luôn có thể chuyển đổi được sang các đơn vị khác nhờ sử dụng biểu
th c (5. ).
7.2. ENTROPY CỦA NGUỒN TIN
X t nguồn tin không nhớ m tạo ra các bản tin 1 2, , , nm m m với xác
suất tương ng là 1 2, , , nP P P trong đó 1 2 1nP P P . Một nguồn tin
không nhớ có nghĩa là mỗi bản tin được tạo ra là không phụ thuộc vào các
bản tin trước đó. Theo biểu th c (5.3) hay (5.4) thì lượng thông tin của bản
tin th im là iI , được xác định bởi:
1logi
i
I bitsP
(7.7)
hả năng xuất hiện của im là iP . o đó, trung bình lượng thông tin
trên một bản tin được tạo ra từ nguồn tin nói trên được xác định bằng
n
i iiPI bits . Th ng tin t ung b nh t n một bản tin của một nguồn tin m
đ c gọi à entropy, ký hiệu là H m . Vì v y:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 152
1
1
1
1log
log
n
i i
i
n
i
i i
n
i i
i
H m PI bits
P bitsP
P P bits
(7.8)
Entropy của một nguồn tin là một hàm theo xác suất xuất hiện của
bản tin. Ta cần tìm hàm phân bố xác suất xuất hiện của bản tin để tìm ra
entropy cực đại. o entropy là độ đo của sự không chắc chắn nên hàm phân
bố xác suất sẽ cho ta biết độ không chắc chắn cực đại tương ng với
entropy cực đại. X t về mặt định tính, entropy đạt cực đại khi tất cả các bản
tin là đồng khả năng (đồng xác suất). Th t v y:
Do H m là một hàm của 1 2, , , nP P P , nên giá trị cực đại của H m
xác định từ biểu th c 0, 1,2, ,idH m dP i n , với sự ràng buộc:
(7.9)
Do:
(7.10)
Tổng quát, ta có:
iểu th c trên bằng 0 khi i nP P . Điều này đ ng cho mọi I, có nghĩa
là:
1 2
1nP P P
n (7.11)
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 153
Chú ý: Phương trình (7.11) ch cho ph p ta tìm axm
H m mà không
tìm được min
H m , vì trong trường hợp có bản tin với xác suất chắc chắn,
chẳng hạn 1 1P và 2 3 0, 0nP P P H m , nh ng ngược lại nếu
theo phương trình (7.11) vẫn cho ta kết quả là:
Hi u Entro tr n hương di n trự gi và theo hía nh ỹ
thuật:
hư ch ng ta đã biết, cả hai quan điểm (cách nhìn nh n) theo
phương diện trực giác và kỹ thu t đều đưa tới định nghĩa về lượng thông tin
mà ở đó có liên quan tới một bản tin. Trên cơ sở các khái niệm, d sao thì
cũng có sự khác nhau r rệt gi a hai cách nhìn nh n này. o đó chung ta
phải giải thích tường t n theo hai cách khác nhau về lượng thông tin. Theo
góc độ kỹ thu t, nội dung thông tin của bản tin bất kỳ là bằng với số ký số
(digit) tối thiểu được sử dụng để mã hóa bản tin, và do v y, entropy H m
à bằng i số ký số ( igit) tối thiểu t nh t ung b nh t n bản tin đ c mã
hóa. Còn nếu nhìn nh n dưới góc độ trực giác (cảm nh n thông thường),
lượng thông tin được coi là đồng nhất với m c độ ngạc nhiện (hay độ
không chắc chắn), liên quan với sự kiện hay bản tin. hả năng xuất hiện ít
hơn có nghĩa là độ không chắc chắn của sự kiện sẽ nhiều hơn. iển nhiên
như thế có nghĩa là độ không chắc chắn liên quan với độ ngạc nhiên. V ậ
ề mặt t ực giác, ng th ng tin đ c mang bởi một bản tin à độ không
chắc chắn (t nh bất ngờ) của bản tin đó. ởi v y, log 1 iP là lượng đo độ
không chắc chắn của bản tin im , và 1
log 1n
i iiP P
là độ không chắc chắn
tính trung bình (trên một bản tin) của nguồn tin phát ra các bản tin
1 2, , , nm m m với xác suất tương ng là 1 2, , , nP P P . Cả hai cách giải thích
trên đều hợp lý kể cả trên phương diện toán học. Entropy cũng có thể được
xem như là một hàm theo biến ngẫu nhiên m nh n các giá trị 1 2, , , nm m m
với các xác suất tương ng 1 2, , , nP m P m P m :
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 154
(7.12)
Vì thế ch ng ta có thể liên hệ entropy với mỗi biến ngẫu nhiên rời
rạc. ếu nguồn tin có nhớ, thì entropy của nguồn tin sẽ là nh hơn H m
(của nguồn tin không nhớ), đó là vì sự phụ thuộc của một bản tin vào các
bản tin trước đó làm giảm đi độ không chắc chắn.
7.3. MÃ H A NGUỒN
7.3.1. Độ dài từ mã và entro nguồn tin
Số ký số nhị phân tối thiểu cần thiết để mã hóa cho một bản tin được
xác định theo trên bằng với entropy của nguồn tin là log 1 P nếu như tất
cả các bản tin của nguồn là đồng xác suất (mỗi bản tin đều có xác suất xuất
hiện là P). ây giờ ch ng ta sẽ suy ra kết quả này cho trường hợp các bản
tin không đồng khả năng (xác suất). Ch ng ta sẽ ch ra rằng số ký số nhị
phân trung bình cần thiết cho một bản tin để mã hóa là được cho bởi H m
(tính theo bits) cho một dạng phân phối xác suất t y ý của các bản tin.
Cho một nguồn tin m tạo ra các bản tin 1 2, , , nm m m với xác suất
tương ng là 1 2, , , nP P P . X t một chuỗi gồm bản tin với N . Gọi ik
là số lần bản tin im xuất hiện trong chuỗi này. hi đó biểu diễn theo tần
xuất của các biến cố (hay lu t số lớn), ta có:
lim ii
N
kP
N
hư v y, bản tin im xuất hiện iNP lần trong một chuỗi gồm bản
tin N . o đó, trong một chuỗi đặc trưng gồm bản tin, 1m sẽ xuất
hiện 1NP lần, 2m sẽ xuất hiện 2NP lần, , nm sẽ xuất hiện nNP lần. Tất các
các trường hợp còn lại hầu như không xuất hiện 0P . Giả sử nguồn tin
là không nhớ, có nghĩa là bản tin được tạo ra từ nguồn độc l p với các bản
tin được tạo ra trước đó.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 155
ây giờ ta xem x t một chuỗi đặc trưng NS gồm bản tin được tạo
ra từ nguồn tin. o n bản tin (có xác suất tương ng là 1 2, , , nP P P ) xuất
hiện 1 2, , , nNP NP NP lần, và mỗi bản tin là độc l p, nên xác suất xuất hiện
của một chuỗi NS đặc trưng được xác định bởi:
(7.13)
o tất các chuỗi khả dụng gồm bản tin được tạo ra từ nguồn là
được cấu thành giống nhau, nên các chuỗi là đồng khả năng, với xác suất
NP S . Chúng ta xem x t các chuỗi như là các bản tin mới (đồng khả
năng). Để mã hóa cho một chuỗi như v y ch ng ta cần NL ký số nhị phân,
trong đó:
(7.14)
Thay phương trình (7.13) vào (7.14), ta có:
(7.15)
Ch ý rằng NL là chiều dài (số ký số nhị phân) từ mã cần thiết để mã
hóa bản tin trong chuỗi. Vì v y, là số ký số trung bình cần thiết trên
bản tin, được xác định bởi:
(7.16)
Đây là kết quả mong muốn, điều này cho thấy rằng có thể mã hóa
các bản tin được tạo ra bởi một nguồn tin, tính trung bình sử dụng H m số
ký số nhị phân trên một bản tin, trong đó H m là entropy của nguồn tin
nhị phân. Đây là số ký số tối thiểu cần d ng để mã hóa, hay H m chính là
giá trị nh nhất. Có nghĩa là ta không thể mã bản tin với chiều dài từ mã
trung bình nh hơn H m .
5.3.2. Mã Huffman
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 156
ý thuyết mã hóa nguồn cho thấy rằng để mã hóa một nguồn tin có
entropy nguồn là H m , trung bình ch ng ta cần tối thiểu H m ký số nhị
phân trên một bản tin, hay rH m ký số r-m c trên một bản tin (với rH m
là entropy của nguồn tin r-m c). Số ký số trong từ mã gọi là độ dài của từ
mã. hư v y, độ dài trung bình của từ mã tối ưu là H m . Đáng tiếc là để
đạt được độ dài này, nói chung, ch ng ta phải mã một chuỗi bản tin
N một cách riêng biệt. ếu như ch ng ta muốn mã hóa mỗi bản tin
một cách trực tiếp mà không sử dụng các chuỗi dài hơn, khi đó chiều dài
trung bình của từ mã trên một bản tin sẽ lớn hơn H m . Thực tế, không
mong muốn sử dụng các chuỗi dài vì như thế sẽ gây ra trễ truyền dẫn và
thiết bị trở nên ph c tạp hơn. Vì v y tốt hơn là mã hóa trực tiếp các bản tin,
th m chí có thể phải trả giá là chiều dài từ mã sẽ tăng. Trong hầu hết các
trường hợp việc mã hóa trực tiếp các bản tin là hoàn toàn có thể th a hiệp
được. Sau đây ch ng ta sẽ đề c p đến một quy trình để tìm ra mã nguồn tối
ưu, được gọi là mã Huffman.
Để minh họa cho quy trình tìm mã uffman, ta x t một ví dụ là sử
dụng từ mã nhị phân. Trước hết ch ng ta sắp xếp các bản tin theo trình tự
giảm dần về xác suất xuất hiện của mỗi bản tin, như bảng dưới đây:
ảng 7.1: Quy trình tìm mã Huffman.
đây, ch ng ta có sáu bản tin với xác suất tương ng là:
0.30, 0.25, 0.15, 0.12, 0.10, 0.08 . Tiếp theo ta kết hợp hai bản tin cuối để tạo
thành một bản tin có xác suất là 5 6 0.18P P . Theo cách này ta sẽ có 5 bản
tin với xác suất là 0.30, 0.25, 0.15, 0.12, 0.18 . Các bản tin này lại được sắp
xếp lại như trong cột th hai theo chiều giảm xác suất. ặp lại thao tác kết
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 157
hợp hai bản tin cuối trong cột th hai và sắp xếp lại theo chiều giảm xác
suất các bản tin. Q a trình này được lặp lại cho đến khi số lượng bản tin
còn lại là . hi đó hai bản tin (được r t gọn) này được gán tương ng cho
0 và 1, là các ký số đầu tiên trong chuỗi mã. Tiếp tục suy ngược trở lại và
gán các số 0 và 1 cho ký số th hai của hai bản tin được kết hợp trong bước
trước đó. Tiếp tục suy ngược lại cho đến cột đầu tiên. Mã thu được cuối
c ng (trong cột đầu tiên) được xem là tối ưu. Quy trình tìm mã đầy đủ được
ch ra ở bảng dưới đây:
ảng 7. : Quy trình tìm mã uffman đầy đủ.
Mã tối ưu ( uffman) nh n được theo cách trên được gọi là mã
compact. Độ dài trung bình của từ mã compact trong trường hợp này được
xác định bởi:
Và entropy H m của nguồn là:
Vì v y, độ dài từ mã tối thiểu có thể đạt được là ,418 ký số nhị
phân. Sử dụng cách mã hóa trực tiếp (mã uffman), có thể đạt được độ dài
trung bình của từ mã trong ví dụ trên là ,45 bit. Có nghĩa là mã uffman
gần sát với giá trị tối ưu về độ dài từ mã.
Để đánh giá tính hiệu quả của mã uffman, hiệu suất mã được định
nghĩa:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 158
đó là độ dài trung bình của từ mã. Trong ví dụ trên, ta có:
hi đó độ dư thừa của từ mã được xác định bởi:
Mã uffman được giải mã theo một cách duy nhất. ếu ch ng ta
nh n được một chuỗi gồm các bản tin mã hóa uffman, thì ch có thể giải
mã theo một cách duy nhất, có nghĩa là không thể giải mã theo cách khác.
Ví dụ, nếu nguồn tin trong ví dụ trên tạo ra chuỗi các bản tin:
1 5 2 1 4 3 6 ,m m m m m m m sẽ được mã hóa là 001101000011010111 . Chúng ta
có thể xác minh rằng chuỗi bản tin này ch có thể được giải mã theo một
cách, đó là 1 5 2 1 4 3 6 ,m m m m m m m th m chí không có ranh giới gi a các bản
tin.
Sử dụng quy trình tương tự để tìm ra mã compact r-m c. Trong
trường hợp ch ng ta sắp xếp các bản tin theo chiều giảm dần về xác suất,
kết hợp r bản tin cuối c ng để tạo thành một bản tin, và sắp xếp lại theo tr t
tự mới cũng theo chiều giảm về xác suất. ặp lại các bước này cho đến khi
ch còn r bản tin. Mỗi bản tin khi đó được gán tướng ng cho một trong r số
0, 1, , , r-1. hi đó chúng ta cũng suy ngược theo cách giống như đối
với trường hợp mã nhị phân cho tới khi các bản tin ban đầu đều được gán
mã tương ng.
Đối với mã r-m c, ch ng ta sẽ nh n đ ng r bản tin trong bước r t
gọn cuối c ng khi và ch khi tổng số các bản tin gốc bằng 1r k r , ở đó
k là một số nguyên. Đó là vì mỗi lần r t gọn làm giảm số bản tin đi là
1r . Vì v y, nếu có tổng số k lần r t gọn, thì tổng số bản tin gốc phải là
1r k r . Trong trường hợp các bản tin gốc không th a mã điều kiện
trên, ch ng ta phải bổ sung các bản tin giả với xác suất là 0 để th a mã điều
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 159
kiện trên. Ví dụ, nếu 4r và số các bản tin n là , khi đó ch ng ta phải
thêm một bản tin dư thừa với xác suất bằng 0 để có tổng các bản tin ban
đầu bằng 7, th a mãn 1 4 1 4 1r k r , và tiếp tục quy trình tìm
mã.
Ví ụ 7.1: Cho nguồn tin không nhớ tạo ra bản tin với xác suất
0,3;0,25;0,15;0,12;0,1; và 0,8. Tìm mã Huffman 4-m c. Xác định độ dài
trung bình của từ mã, hiệu suất mã và độ dư thừa ?
Trong trường hợp này, ch ng ta cần bổ sung thêm một bản tin để
th a mã điều kiện 1r k r bản tin và thực hiện quy trình tìm mã
uffman như đối với bản tin nhị phân. Mã uffman được tìm như trong
bảng dưới đây:
ảng 7.3: Quy trình tìm mã uffman trường hợp nguồn tin r-m c.
Độ dài từ mã khi đó sẽ là:
Entropy của nguồn tin trong trường hợp này là:
o đó hiệu suất mã sẽ là:
Vì thế độ dư thừa mã hóa là:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 160
Để đạt được hiệu suất mã 1 , ch ng ta cần N . Mã Huffman
sử dụng 1N , nhưng cho hiệu suất mã, thường là nh hơn 1. o đó cần có
sự th a hiệp gi a hai m c 1N và N . Ch ng ta có thể sử dụng
2 3N or . Trong nhiều trường hợp, sử dụng 2 3N or có thể đạt được
hiệu suất mã gần bằng 1, chẳng hạn như trong ví trụ 5.2 mà ta sẽ x t dưới
đây.
Ví ụ 7.2: X t nguồn tin không nhớ tạo ra các bản tin 1m và 2m với
xác suất tương ng là 0,8 và 0, . Tìm mã nhị phân tối ưu (mã uffman)
cho nguồn tin này cũng như mở rộng cho b c và b c 3 (có nghĩa là cho
trường hợp = và =3). Xác định các hiệu suất mã trong mỗi trường hợp
tương ng.
Mã uffman cho nguồn tin đơn giản nhất là 0 và 1, với độ dài trung
bình của từ mã 1L , và entropy của nguồn tin là:
Vì v y, hiệu suất mã đạt được là: 0,72 .
X t trường hợp mở rộng b c hai của nguồn tin 2N , có 4 tổ hợp
bản tin là 1 1 1 2 2 1 2 2, , ,m m m m m m m m , với xác suất tương ng
0,64;0,16;0,16;0,04 . Mã Huffman tìm được như bảng dưới đây:
ảng 7.4: Tìm mã uffman cho trường hợp mở rộng b c .
Trong trường hợp này, độ dài trung bình của từ mã là:
0,64 1 0,16 2 0,16 3 0,04 3 1,56L
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 161
Đây là độ dài của hai bản tin gốc. Vì v y, độ dài trung bình của
từ mã trên một bản tin là: 2 0,78L L và hiệu suất mã đạt được sẽ là:
0,72 0,78 0,923 .
ếu thực hiện quy trình trên với 3n (mở rộng b c 3 của nguồn
tin), ch ng ta có 8 bản tin khả dụng, và theo quy trình tìm mã Huffman ta
tìm được mã như bảng sau:
ảng 7.5: Tìm mã uffman cho trường hợp mở rộng b c 3.
Độ dài từ mã khi này sẽ là:
Vì v y ta có độ dài trung bình của từ mã trên một bản tin:
0,7283
LL
Và hiệu suất mã là: 0,72
0,9890,728
.
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 162
PH L C - PHÂN TÍCH TÍN HIỆU
1. Định nghĩa hàm sinc(t):
sin x
sin c xx
Ví dụ:
. àm xung cửa và biến đổi Fourier của nó:
3. Tính chất song hành của chuyển đổi Fourier:
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 163
4. Xung đơn vị và phổ của nó
5. iểu diễn chuỗi Fourier theo hàm mũ của đoàn xung dirac oT t được
cho bởi:
o
o
jn t
T n o
n o
2t D e ,
T
Trong đó: o
o
o
jn t
n T
o oT
1 1D t e dt
T T
Vì v y: o
o
jn t
T o
no o
1 2t e ,
T T
. Chuyển đổi Fourier của đoàn xung
b
b
jn T
b
jn t
b
t nT e
e 2 n
Khoa Công nghệ Điện tử - Truyền thông 2011
Hoàng Quang Trung – Bộ môn Công nghệ Truyền thông Page 164
TÀI LIỆU THAM KHẢO
[1] Modern Digital and Analog Communication Systems, B.P.Lathi.
[2] Digital Communication, John G. Proakis.
[3] Space – Time Coding, Branka Vucetic.
[4] ỹ thu t truyền dẫn số, Thái ồng hị, Nxb: Giáo dục.
[5] ỹ thu t viễn thông, guyễn Tiến a.
[6] ỹ thu t thông tin số T1, , d: Trương h Tuyên, xb: ưu điện.
2004.
[7] ỹ thu t thông tin số, guyễn Văn Đ c, xb: T.