スイッチング電源の原理中級 - gunma university...交流電圧直流電圧...

スイッチング電源の原理(中級)

201６年7月２１日

群馬大学客員教授

落合政司

1

1. 電源回路の役目

2. スイッチング電源回路の使用例

3. 定電圧回路(電圧安定回路)

3.1 シリーズレギュレータ

3.2 スイッチングレギュレータ

4. スイッチングコンバータ(スイッチングレギュレータ)の代表的な

回路方式

5. チョッパ方式非絶縁形コンバータ 5.1 降圧形 (Buck形、カレントステップアップ形) コンバータ

5.1.1 降圧形コンバータの動作原理と静特性

5.1.2 パルス幅制御方式コンバータの動作モード

5.1.3 電流不連続モードにおける出力電圧ほか

5.1.4 動特性

5.1.5 降圧形DC-DCコンバータの特徴および用途

5.2 昇圧形 (Boost形、ボルテージステップアップ形) コンバータ

5.2.1 降圧形コンバータの動作原理と静特性

5.2.2 不連続モードの出力電圧、ほか

5.2.3 動特性

5.2.4 昇圧形DC-DCコンバータの特徴およびと用途

内容

2

3

5.3 昇降圧形 (Buck Boost形、極性反転形) コンバータ

5.3.1 昇降圧形コンバータの動作原理と静特性

5.3.2 不連続モードの出力電圧、ほか

5.3.3 動特性

5.3.4 昇降圧形コンバータの特徴および用途

5.4 ３方式の纏め

6. 非共振(矩形波)絶縁形コンバータ

6.1 リンギングチョーク形コンバータ(RCC)

6.1.1 リンギングチョーク形コンバータの動作原理

6.1.2 スイッチングトランスの等価回路

6.1.3 理想的な状態における静特性と動作状態

6.1.4 実際の回路での静特性および動特性

6.1.5 リンギングチョーク形コンバータの特徴と用途

6.2 フライバック形 (オンオフ形、他励式フライバック形) コンバータ

6.2.1 フライバック形コンバータの動作原理と静特性および動特性

6.2.2 電流不連続モードでの出力電圧など

6.2.3 フライバック形コンバータの特徴と用途

内容

4

6.3 フォワード形 (オンオフ形)コンバータ

6.3.1 フォワード形コンバータの動作原理と静特性

6.3.2 電流不連続モードでの出力電圧など

6.3.3 動特性

6.3.4フォワード形コンバータの特徴と用途

6.4 ３方式の纏め

7. 共振絶縁形コンバータ

7.1 電圧共振フライバック形コンバータ (1石電圧共振回路)

7.1.1 電圧共振フライバック形コンバータの構成と一周期期間の動作

7.1.2 スイッチのZVS条件

7.1.3 出力電圧の制御

7.1.4 今後の展望

7.2 電流共振形コンバータ(SMZコンバータ)

7.2.1 電流共振形コンバータの動作原理

7.2.2 一周期間の動作

7.2.3 出力電圧の制御

7.2.4 電流共振形コンバータの特徴

7.3 部分共振形コンバータ

内容

１．電源回路の役目

一般の電気及び電子機器は直流で動きます。

パソコン

1.2V,3.3V,5V,12V，他液晶テレビ

5V,12V,18V,24V,32V，他

したがって、交流を直流に変換する回路が必要となります。これが電源回路

です。一般の電気及び電子機器には必ず電源回路が付いています。

図１．１液晶テレビとパソコンの使用電源例

5V：マイコン、デジタル信号処理回路

12V：信号処理回路

18V：音声出力回路

24V：バックライト（冷陰極管）用インバータ

32V：チューナー用電圧

・集中型発電・・・AC(電力会社:10社)

・分散型発電・・・AC/DC

5

交流電圧

直流電圧

整流出力電圧

図１．３電源回路の役目と構成

電気・電子機器

電源回路は、交流電圧から安定化された直流電圧を作り負荷回路に供給します。

負荷回路

メイン電源回路(AC-DCコンバータ)

整流・平滑回路

・整流

・平滑

DC-DCコンバータ

・安定化

・絶縁


・電圧変換・安定化

負荷回路

POL電源

iE

oE

oE

1E

iE

+


・ムーアの法則

・スケーリング

・感電防止

6

待機電源回路(AC-DCコンバータ)


・整流

・平滑


・安定化

・絶縁

電気・電子機器リモートコントロール受光部

μコンピュータ

電磁リレー

ほとんどの電気及び電子機器はリモートコントロールが付いているために、メイン

電源とは別に待機電源を備えています。

図１．４リモートコントロールを備えた機器の電源回路構成－１

主電源

スイッチ

負荷回路

メイン電源回路(AC-DCコンバータ)


・整流

・平滑


・安定化

・絶縁


・電圧変換・安定化

負荷回路

POL電源

+

+

主電源スイッチが電磁リレーの電源に

入っているものもある。


7

出典：サンケン電気ホームページ、http://221.253.80.196/prod/powersp/sw/swc/index.htm

図１．６電源ユニット例

印刷配線板、トランス、放熱板、

キャパシタ及びダイオード、

ＦＥＴ、ＩＣ等の半導体により

構成されている。


8

第１章:演習問題

１．１現在は集中型発電が主であるが、交流による送配電が行われている。

その主たる理由は何か?

発電所から高電圧で送電し電流を減らすことにより、送電損失を少なくしています。

送電を開始した当時には直流を変圧する技術がなく，容易に変圧できる交流送電

が採用されました。

9

２．スイッチング電源回路の使用例

図２．１スイッチング電源回路使用例（液晶テレビ）

液晶テレビ(CCFL、LED)

・待機電源

5V：マイコン、デジタル信号処理回路

・メイン電源

24V：バックライト（冷陰極管）用インバータ

32V：チューナー用電圧

・サブ電源

12V：信号処理回路

18V：音声出力回路

（財）省エネルギーセンター平成20年度待機時消費電力調査報告書

・家庭にある液晶テレビの待機電力：0.44W(n=26)

・現在販売している液晶テレビの待機電力：0.29W(n=175)

エネルギーの使用の合理化に関する法律(省エネ法)でテレビ、エアコン、蛍光灯器具、複写機、電子計算機、磁気ディスク装置、VTR、乗用自動車、貨物自動車、電気冷蔵庫、電気冷凍庫、他、合計23品目のエネルギー消費効率が定められている。

出展：スイッチング電源の現状と動向2010，(社)ＪＥＩＴＡ，2010年3月．

10


図２．２スイッチング電源回路使用例（複合機）

・待機電源

3.3V,5V:マイコン、デジタル信号処理回路

・メイン電源

12V,24V


11


図２．３スイッチング電源回路使用例（プロジェクタ）

回路構成： PFC＋矩形波コンバータ（PWM1コンバータ）

5V ： IC、デジタル信号処理

12V ：信号処理

18V ：音声出力（無いものもあり）

360V～380V ：バラスト出力用（PFC出力） 280W～360W

（電子安定器）

⇒ランプ用電圧：20V～90V

High Intensity Discharge Lamp（高輝度放電灯）

PFC

回路

AC100V

矩形波

コンバータ

360V～380V

5V,12V,18V

電子

バラスト 20V～90V


12


図２．４スイッチング電源回路使用例（航空機内）

入力：三相AC200V（相電圧115V）/400Hz⇒周波数変換後AC110V/60Hz

出力：DC24V、他（コンセント出力：AC110V/60Hz、Em Power出力：DC10-15V）

周波数

変換回路

整流・平滑

スイッチング

コンバータ

AC110V/60Hz 24V、他三相AC200V/400Hz

相電圧：115V


Em Power：最近の旅客機に搭載されている乗客席用の航空機内直流(ＤＣ)電源の世界標準規格。 DC10-15Vの

電圧が出力される。コネクタは円形。中央に2本の接続端子がある。

)(

)((sec))()(

Hzf

WPTWPJW

W:一周期間に供給されるエネルギー

13


図２．５スイッチング電源回路使用例（ハイブリッド車）

入力（HVバッテリー）：201.6V

⇔出力：DC500Vモータ用・ジェネレータ用インバータ、他⇔三相AC電圧

⇒出力：DC14V(補器バッテリー)

バッテリー

201.6V

昇圧

コンバータ

モーター用

インバータ

ジェネレータ用

インバータ

降圧

コンバータ

補器

バッテリー

500V

14V

三相

AC

三相

AC


ﾌﾞﾗｼﾚｽDCモータ

14


図２．６スイッチング電源回路使用例（太陽光発電システム：パワーコンディショナ）

パワーコンディショナ

家庭用（5.5kW以下）定格入力電圧：250V ,最大入力電圧：380V程度,出力：AC100V

産業用（10kW以上）定格入力電圧：300V ,最大入力電圧：500V程度,出力：AC100V

パワーコンディショナの駆動回路用電源、制御用電源

駆動回路用電圧：10V～15V

制御回路用電圧：±12V, 5V,3V

AC

100V

家庭用

DC250V-380V


15


図２．７スイッチング電源回路使用例（ACアダプタ）

標準出力電圧:19V

(16Vもある)

出力電圧:5V～12V

出力電圧:12V

出展：スイッチング電源の現状と

動向2010，(社)ＪＥＩＴＡ，

2010年3月．

16

第２章:演習問題

２．１スイッチング電源回路にはいろいろな機器に使われている。どのような事が必要と

されるか？

・高い信頼性

・安全性

・高効率、低消費電力(動作時及び待機時の電力)

・高性能

・小型、軽量

・低コスト

・低ノイズ

17

図３．１定電圧回路の分類

定電圧回路とは、入力電圧や負荷電流が変動したときに出力電圧Ｅoが変化するのを

防止し一定にするための回路であり、安定化された直流電圧（出力電圧Ｅo）を負荷

に供給する役割を果たしている。図3.1 に示すように，定電圧回路にはリニア方式とス

イッチング方式があります。リニア方式にはシリーズレギュレータとシャントレギュレータがありますが，現在は，シャントレギュレータはほとんど使われておらず，シリーズレギュレータで代表されます。

３．定電圧回路(電圧安定回路)

18

スイッチング方式

定電圧回路

リニア方式

シリーズレギュレータ

シャントレギュレータ

スイッチングレギュレータ

図３．２リニア方式定電圧回路の原理

)1.3()( oio IRrEE

)2.3(

1

)1(

)()(

Rr

rIEE

ER

rrI

EIR

ErEIIrE

oi

o

oo

oo

o

ooi

(a) シリーズレギュレータ (b) シャントレギュレータ


19

Ei Eo

r R

Ro

Io

Ei Eo

r

R Ro

Io

I

入力電圧Eiもしくは出力電流（負荷電流）Ioが変化すると出力電圧Eoが変化してしまう。

このときに抵抗Rを変え、出力電圧Eoを一定にする。図３．２（ａ）では出力電圧Eoが低下

するとこれと連動して抵抗Rが減少する。また、図３．２（ｂ）では、出力電圧Eoが低下する

とこれと連動して抵抗Rが増大する。このような動作で出力電圧Eoの低下が補償され

るが、一般的には図３．２（ａ）の方式が広く用いられている。

図３．３リニア方式定電圧回路の特性図

(a) (b)

Eo

R

Eo

R

oi rIE

rIER

IRrE

oi

oi

)(

oi rIE

図３．２（ａ）に示すシリーズレギュレータは、実際には次のような構成になっている。

00

oio IRrEE )(

Rr

rIEE oi

o

1


20

Ei Eo

制御回路

比較回路

誤差増幅器

検出回路

基準電圧

図３．４シリーズレギュレータの構成

差動増幅器、ゲイン：α

帰還量：β

帰還回路

＋－

Eo

Vref

βEo

図３．５シリーズレギュレータの考え方

Vref.

Ei


21

となります。

　

なら

より

)3.3(

11

)1(

2

21

ref

ref

o

refo

orefooref

VR

RRVE

VE

EVEEV

図３．４に示すシリーズレギュレータは図３．５に示す差動増幅器と考えることができる。ここで、出力電圧Eoを求めると以下のようになる。

つまり、式（３．３）で決まる一定の出力電圧Eoを得ることができる。

（式（３．３）のR1とR2は図３．６を参照）

以下、シリーズレギュレータとスイッチングレギュレータについて説明する。


22

３．１シリーズレギュレータ

入力と出力の間に直列に接続されており、 Q1のベース電流をiB1調節してコレクタ・

エミッタ間vCE1を変化させることにより出力電圧Ｅoを一定にしている。このときの入力

電圧Eiと出力電圧Eoとの差はトランジスタの損失Pcとして消費される。

)4.3()( ooic IEEP

図３．６シリーズレギュレータの構成


23

+

iB1 出力電圧

Eo

入力電圧

Ei

熱

IO

Q1

vCE1

R1

R2

R3 R4

Q2

vBE2

VZ DZ

r

時間 t0

電圧

V

出力電圧

Eo

入力電圧Ei

ここの部分はトランジスタの熱として捨てる。

この部分を負荷に供給する。

図３．７シリーズレギュレータの動作説明図


24

)6.3(

)5.3()(

42

1

2

2

211

42

1

Rh

R

E

ES

VVR

RRVrIE

Rh

RE

fei

o

ZBEBEoi

fe

o

このときのシリーズレギュレータの出力電圧と入力電圧に対する出力電圧の変動率(安定指数)は以下のようになります。

25

このシリーズレギュレータには以下のような特徴がある。

・部品点数が少ない。

・動作が安定しており、ノイズがない。

・損失が大きい。

・放熱板などがあり、大きく重い。

・入力電圧より高い出力電圧は出ない。

・入出力の絶縁が困難


)7.3()(

)5.3(

0164.02001136

2

212

2

21

2

241

ZZBEo

ofe

fe

VR

RRVV

R

RRE

Eh

ShkRkR

ます。決まる直流電圧となり電圧と分圧抵抗だけで

は基準とすると，出力電圧第一項が十分に小さいが十分に大きく式ここで

になります。とすると，，

IO

出力電圧

Eo

入力電圧

Ei C Ro

図３．８スイッチングレギュレータの回路例:降圧形(Buck形)コンバータ

D

Q L

＋

比較回路

誤差増幅器

基準電圧

時比率制御回路

(V-PW変換器)

発振器

３．２スイッチングレギュレータ

スイッチングレギュレータはDC-DCコンバータと発振器および制御回路(基準電圧、比較回路、

増幅回路、時比率制御回路もしくは周波数制御回路)から成り、 DC-DCコンバータのスイッチ

Ｑの時比率(ﾃﾞｭｰﾃｨﾚｼｵD=Ton/T) もしくは周波数を制御し出力電圧Eoを一定にする。これらは

①パルス幅制御(PWM：Pulse Width Modulation)方式

②周波数制御(FM：Frequency Modulation)方式 (※) という。


発振器及び

制御回路

注)※印

スイッチング周波数制御方式、

パルス周波数制御方式ともい

う。

3つの方法がある。・D一定でfを変える。

・Ton一定でToffを変える。

・Toff一定でTonを変える。


26

)8.3(0

)(

)2/( 2

tL

EEt

L

Ei

dt

diLE

dt

diLEeE

E

iL

LI

oi

P

電流となる。

線的に増加する電流は時間に対して直が加わった時に流れる定電圧このことよりコイルに

が誘起される。を打ち消す方向に電圧が流れると、その電流に電流インダクタンスコイル

られることになる。なるエネルギーが蓄えの終わりには

流が流れ、オン期間て直線的に増加する電コイルには時間に対しスイッチがオンすると

t

i

onT

PI

を求める。タの出力電圧として降圧形コンバー流れる電流（平均値）

をコイル，一周期間オフ期間，オン期間，次に

o

Loffonoffon

E

LITT(TTTT :):::

図３．９コイルに流れる電流

0


27

oLonii

on

o

o

LooffonLoonLioffLoonLoi

IITTDEDET

TE

E

TIETTIETIETIETIEE

，ただし，

は以下となる。これより

　

、次の式が成立つ。に

ネルギーに負荷に放出されるエエネルギーはオフ期間蓄えられるオン期間にコイルに

　 )9.3(

,

等しく

i

o

E

E

)/( TTD on

図３．１０降圧形コンバータにおける時比率（デューティレシオ）と入出力電圧比

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

ＩＬ

0

oL II

t

Li

iEoEoR

L

D C

Q


28

oI

oi EE

oE

iE

iE

oE

oE

(a) Ｑオン期間


Q

Q

D

D

(b) Ｑオフ期間

LI

LI

2

1

000

0

Ls

E

s

isI

s

EissIL

Edt

diLt

L

Etii

oLL

oLL

oLo

LL

offT

t

Li

T

onT

00t 1t T

Lo II

)0(L

oi

L itL

EEi

図３．１１降圧形コンバータにおけるコイル電圧と電流

oR

oR

L

L

C

C

平均値はゼロになる。する電圧の一周期間のとなり，コイルに発生

電流の変化はなく，時刻にコイルに流れると定常状態では 0/0 dtdiLeTtt

29

oE

oi EE LV

0

iE

面積が等しくなる。 oI

oI

図３．１２降圧形コンバータにおけるスイッチのオン期間と出力電圧

)9.3(　ii

on

o EDET

TE

オン期間に入力電圧がダイオード両端に現れる。この電圧がLCで平滑され、その平均値

が出力電圧になる。


高い:oE 低い:oE

oE

Q

D oR

L

C

30

iE

oI

DV

Ei Eo


比較回路

誤差増幅器

基準電圧

時比率制御回路

(V-PW変換器)

発振器

これらのスイッチングレギュレータの実際の構成は図３．１５になります。

(a) 他励式のパルス幅制御式

誤差

(電圧)


31 図３．１４スイッチングレギュレータの実際の構成

スイッングレギュレータ

他励式

自励式

パルス幅制御方式

周波数制御方式

周波数制御方式

図３．１３発振方式によるスイッチングレギュレータの分類

スイッチングレギュレータには発振器の付いていないものもあり、これを自励式といいます。

Ei Eo


比較回路

誤差増幅器

基準電圧

(c) 自励（Self-commutated ）式の周波数制御方式

・発振器やPWM制御回路が付いてない。

・入力電圧や出力電圧が変化⇒自動的にDが変化する。

・負荷電流が変化⇒自動的に周波数が変化する。


32

(b) 他励式の周波数制御方式

Ei Eo


比較回路

誤差増幅器

基準電圧

周波数制御回路

(V-F変換器)

発振器

誤差

(電圧)

図３．１５スイッチングレギュレータの実際の構成

33

３．定電圧回路(電圧安定回路) スイッチングレギュレータはシリーズレギュレータに比較して以下のような特徴を持っている。

・損失が少ない。

・小型、軽量。

・入力電圧より高い出力電圧を出すことができる。

・入出力の絶縁が容易

・部品点数が多い。

・ノイズが大きい。

・安定性はシリーズレギュレータより劣る。

降圧形コンバータの入力電圧の変動に対する出力電圧の変動率Sは以下となります。

帰還量:)19.5()10.3(

/1

22

ooooi

o

ED

D

ERZD

D

E

ES


図３．１６降圧形コンバータにおける出力電圧の変動率S

0164.011200

36

42

1

k

k

Rh

R

E

ES

fei

o


0

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0 20 40 60 80 100 120

β=0.1

β=0.2

Eo(V)

S 5.0D

34

0164.0S


rt ft

onToffT

t

T

QQ iv ,

rPonP fP

PI

QPVQV

PI

QP

00t

0

Qv

Qi

３．定電圧回路(電圧安定回路) リンギングチョークコンバータの一周期間におけるスイッチの損失を図３．１７に示している。リンギングチョークコンバータの場合、この他にも、スイッチングトランスの損失（鉄損と銅損）及びダイオードの損失（順方向損失とリカバリー損失）等を生じるがシリーズレギュレータと比較すると非常に小さい。

Pon:オン期間の損失、PrおよびPf:立上りおよび立下り時間におけるスイッチング損失

図３．１７一周期間におけるスイッチの損失（リンギングチョークコンバータの場合） 35


36

ます。はオン抵抗を示していの実効電流，ははスイッチング損失，ただし， onQrmsQSW

onrmsQfPQPrPQ

onrmsQfPQPrPQonSWQ

onrmsQon

frSW

fPQPt

f

P

f

QP

t

QQf

rPQt

r

P

r

Q

t

QQr

RiiP

RitIVtIVf

RitIVtIVT

PPP

RiP

PPP

T

tIVdt

t

tI

t

tV

Tdtiv

TP

T

tIVdt

t

tI

t

tV

Tdtiv

TP

rf

rr

)11.3(6

6

1

61

11

61

11

2

2

2

00

00

それぞれの特徴をまとめると表３．１のようになります。現在は、小型・軽量で

あるために、いろいろな製品にスイッチングレギュレータが採用されている。

表３．１二方式の比較

シリーズレギュレータスイッチングレギュレータ

効率低い（30～80%程度）高い(85～97%程度)

大きさ・重さ大きい、重い小型、軽い

部品点数少ない多い

安定性良好普通(シリーズレギュレータより劣る)

出力電圧の

変動率S

小さい

シリーズレギュレータより大きい

ノイズない輻射ノイズ、伝導ノイズともに大

出力電圧入力電圧以下入力電圧以上も可

出力リプル電圧

小さい（１０ｍＶ以下）

大きい（大きさは出力電流と出力コンデンサ

のインピーダンスによる）

出力インピーダンス小さいシリーズレギュレータより大きい

過渡応答速度早いシリーズレギュレータより遅い (減衰時定数は降圧形で200μs程度)

ワイド入力対応困難可能

信頼性部品点数が少なく、高い。普通（部品点数が多い分シリーズレギュレータより劣る）

絶縁困難（大きな電源トランスが必要になる。）容易


37

42

1

Rh

R

E

ES

fei

o

oED

DS

2

３．１（）内に適当な言葉を入れなさい。

・定電圧回路を大別すると（ ① ）と（ ② ）に分けることができる。現在は、小型・軽

量であるために、いろいろな製品にスイッチングレギュレータが採用されている。

・スイッチングレギュレータはDC-DCコンバータと制御回路から成り、スイッチング素子Ｑの

（ ③ ）もしくは（ ④ ）を制御し出力電圧Eoを一定にする。

これらは( ⑤ )方式及び ( ⑥ )方式という。

（ ⑤ ）方式ではスイッチング周波数は一定で（ ③ ）を制御する。

（ ⑥ ）方式では

（１）（ ⑦ ）期間は一定で（ ⑧ ）期間を変化させ周波数を変える方式

（２）（ ⑧ ）期間は一定で（ ⑦ ）期間を変化させ周波数を変える方式

（３）（ ⑦ ）期間と（ ⑧ ）期間の比率は一定で周波数を変える方式

の3つの方式がある。

この他にも自励式がある。この方式では入力電圧等が変化すると自動的に（ ③ ）が変化

し出力電圧を一定にするように制御し、負荷が変動すると（ ④ ）も変化する。

（注）サンケン電気では、矩形波コンバータをオフ期間固定でオン期間を制御する方式を特にＰＲＣ（Pulse Rate Control）と言っている。

第３章演習問題

38

代表的回路方式

スイッチ

素子数制御方式用途

非共振形

（矩形波）

コンバータ

チョッパ方式

非絶縁形

降圧形（バック形、カレントステップアップ形）

一石式

他励式/PWM方

式

DC-DC

コンバータ

昇圧形（ブースト形、ボルテージステップアップ形）

昇降圧形（バックブースト形、極性反転形）

絶縁形

リンギングチョーク形（ＲＣＣ、自励式フライバック形）

一石式

自励式/FM方式

AC-DC

コンバータ

フライバック形（オンオフ形、他励式フライバック形）

他励式/PWM方

式

フォワード形（オンオフ形）

プッシュプル形（センタータップ形）

多石式

ハーフブリッジ形

フルブリッジ形

共振形

コンバータ

絶縁形

電流共振形多石式他励式/FM方式 AC-DC

コンバータ電圧共振形一石式

部分共振形一石式自励式/ FM方式

表４．１スイッチングコンバータの代表的な回路方式

４．スイッチングコンバータの代表的な回路方式

39

ioiQP

i

ii

off

on

o

ED

EEV

ED

D

ED

DE

T

TE

1

1

1

Ei Eo C Ro D

Q L

＋

D

Q

L

C Ro ＋

C Ro

D Q

L ＋

(a) 降圧形

(buck形)

(b) 昇圧形

(boost形)

(c) 昇降圧形

(buck-boost形)

Ei

Ei

Eo

Eo

iQP

on

ii

on

o

EV

TTD

DEET

TE

ioQP

off

ii

i

off

i

off

on

io

ED

EV

TTD

ED

ED

ET

TE

T

TEE

1

1

1

11

図４．１チョッパ方式非絶縁形コンバータ

Io

Io

Io


)( offL TV

)( offL TV

)( offL TV

40

(Step down 形)

41


図４．２フライバック形コンバータへの展開

(b) フライバック形コンバータ（絶縁）

(a) 昇降圧形コンバータ（非絶縁）

42


図４．３フォワード形コンバータへの展開

(a) 降圧形コンバータ（非絶縁） (b) フォワード形コンバータ（絶縁）

43


図４．４矩形波絶縁形コンバータ

(a) リンギングチョーク形

(b) フライバック形

(c) フォワード形

)1(

1

21

DEnEEV

NNn

n

E

D

D

n

E

D

DE

ioiQP

ii

o

DEnEEV

n

E

D

D

n

E

D

DE

ioiQP

iio

1

1

)1( DEV

n

EDE

iQP

io

D1

D2

44


(d)プッシュプル形

(e) ハーフブリッジ形

(f) フルブリッジ形

図４．４矩形波絶縁形コンバータ

iQP

io

EV

n

EDE

2

2

iQP

iio

EV

n

ED

n

EDE

2

2

iQP

io

EV

n

EDE

2

)1.4(2

)(

:

(sec):,)(:,)((sec)1)(

)(1)(:,:

)(:,)(:

o

2

f

PTP

ILJW

W

THzfJWsPWP

JWsWP

ALIHL

RCC

oPP

oo

o

PPP

エネルギー一周期間に供給される

一周期間スイッチング周波数

秒間の電力量出力電力トランスの電力効率

ーク値を流れる励磁電流のピクタンストランスの励磁インダ

の場合

スイッチング周波数を上げると、一周期間に供給する消費電力量(エネルギー)が減少する

ためにスイッチングコンバータを小形化できるが、スイッチング損失が増えてしまう。そのた

めに、実際には小形化が出来ません。


45

)11.3(6

6

1

2

2

onrmsQfPQPrPQ

onrmsQfPQPrPQonSWQ

RitIVtIVf

RitIVtIVT

PPP

スイッチング損失オン期間の損失

t

ＶQ，ｉQ

ゼロクロスでスイッチさせる。

0

図４．５ ZVS及びZCSの説明図


46

そこで、スイッチング損失を減らす技術として共振形コンバータが開発されました。電圧も

しくは電流を共振させ、ZVS(Zero voltage switching)又はZCS(Zero current switching)

させることによりスイッチング損失を大幅に減らすことができました。

)11.3(6

2

onrmsQfPQPrPQonSWQ RitIVtIVf

PPP

電圧か電流のいずれかをゼロにするとスイッチング損失を削減できる。

47

(a) 電流共振形（SMZ ; Soft-switched Multi-resonant Zero-cross ｺﾝﾊﾞｰﾀ）

Ci:電流共振コンデンサ、Cv:電圧共振コンデンサ

・ハーフブリッジ構成・電流共振コンデンサと電圧共振コンデンサが付いている。・二次側は全波整流。・Ｑ1とＱ2が交互にDuty50%でオンオフする。・出力電流(励磁電流)が共振し正弦波になる・Ｑ1,Ｑ2はZVS動作している。 ZVS : Zero Voltage Switching ・出力電圧はFM制御。・効率が比較的に良く、ノイズも少ない。

図４．５共振絶縁形コンバータ


ie ie

(b) 電圧共振形

（電圧共振

フライバック形）

(c) 部分共振形

(部分共振形

RCC)

Lr:共振用リアクトル、Cｒ:共振コンデンサ

・ＱはZVS動作している。・出力電圧はFM制御。

Cｒ:共振コンデンサ

・オンディレー回路でΔt遅らせ、ターンオン時の損失Prを削減している。

図４．５共振絶縁形コンバータ

QV

Qi

LossPQ :


48

rPΔt

表４．２回路方式の特徴と主な用途

注１）POL : Point of load 注２）PFC ( Power factor correction ) 回路：力率改善回路

注３）出力電圧

主な回路方式特徴主な用途

1. チョッパ方式非絶縁形

・DC入力の昇圧、降圧、昇降圧・非絶縁形

・DC／DCコンバータ・降圧形：ＰＯＬ電源・昇圧形：PFC回路

2. フライバック形リンギングチョーク形

・部品点数が少なく、コストが安い・昇降圧形であるために出力電圧が高い回路に有利

・AC-DCコンバータ・消費電力の少ない電気・電子機器用・出力電力の目安：250W/150W程度

3. フォワード形・制御等も安定で、最も一般的な方式

・AC-DCコンバータ・フライバック形より電力が多い機器で広範囲に使用可能・出力電力の目安：数10W～1.5kW程度

4. プッシュプル形ハーフブリッジ形フルブリッジ形

・回路が複雑、部品点数多い・AC-DCコンバータ・フォワード形以上の電力を供給するとき

に使用

・出力電力の目安：数百W～数kW 程度

5. 共振形コンバータ

・高効率であり、小形化可能・低ノイズ

・AC-DCコンバータ・広範囲に使用可能


49 nDEEnEDE

NNnn

E

D

D

n

E

D

D

n

E

T

TERCC

ioio

iii

off

on

o

/2:/:

,1

: 21

ルブリッジ形，プッシュプル形，フブリッジ形フォワード形，ハーフ

フライバック形，

４．１ POL(Point of load)電源として最も多く使われている方式はどれか？

また、それはどういう理由からか？

４．２プッシュプル形、ハーフブリッジ形、フルブリッジ形の使い方の差について説明せよ。

ただし、各方式の出力電圧とスイッチに加わる電圧は以下となっている。４．３スイッチング周波数を上げるとトランス等小形化できるが、スイッチング損失が増えて

しまう。そこで、これを解決するためにスイッチング損失を減らす技術として考え出され

たコンバータとは何か? また、どのような技術か?

プッシュプル形ハーフブリッジ形フルブリッジ形

用途

n

DEi　2oE

n

DEi　

n

DEi　2

QPViE2 iE iE

表Ａ４．１

第４章演習問題

50

５．チョッパ方式非絶縁形コンバータ

５．１降圧形(Buck形、カレントステップアップ形)コンバータ

５．１．１降圧形コンバータの動作原理と静特性

降圧形は入力電圧より低い出力電圧を取り出す回路です。

表５．１降圧形コンバータの動作状態

チョッパ方式非絶縁形コンバータは固定周波数でスイッチングしており、出力電圧はPWM

により一定に制御されている。

1 2

Q on off

D off on 51

Ei Eo C Ro D

Q L

＋

Io

図５．１降圧形コンバータの構成

VL

iEoE

VL

0

Li

DQL iii

oL II

0t 1t T

1 2

VQ

VD

iL

iQ

iD

0

0

0

0

0

0

VG

iEoE

PI

QPi

t

iQP EV

oi EE

1:スイッチオン期間

2:スイッチオフ期間

図５．２降圧形コンバータの動作波形


52

スイッチQがオンするとコイルLの両端に電圧(Ei－Eo)が加えられコイルが励磁される。回路には時間に対して直線的に増加する電流iLが流れ、その結果、コイルに蓄えられるエネルギーも時間に対して直線的に増加する。スイッチQがオフすると、ダイオードDがオンし先程とは逆方向にコイルLに電圧Eoが加えられる。このため、回路を流れる電流iLは時間に対して直線的に減少し、先の動作でコイルLに蓄えられたエネルギーはキャパシタCに放出される。スイッチQがオン期間にコイルに蓄えられるエネルギーとオフ期間に放出されるエネルギーは等しく、この動作を繰り返すことにより負荷に電力を供給する。

図５．３降圧形コンバータの各動作状態における等価回路

(a)動作状態1 (b)動作状態2

降圧形コンバータはスイッチング電源の基本的な動作をする回路であり、スイッチ素子Q

を高周波でスイッチさせ矩形波の入力電圧を作る。これを、LCフィルタにより平滑しDCの

出力電圧を得ている。


53

となる。

はこれより

　

つ。ーに等しく次式が成立に放出されるエネルギエネルギーはオフ期間

れる期間にコイルに蓄えら連続している時，オンコイルに流れる電流が

（時比率），オンデューティレシオ電圧，スイッチ両端のピーク

のピーク電流，スイッチの電流，スイッチ平均出力電流，

平均入力電流，の変化分，の平均値，コイルを流れる電流，

一周期間のオフ期間，スイッチのオン期間，スイッチ

める。定め出力電圧、他を求それぞれを次のように

　 )7.3(

1/

:)/(:

:::

::::

:)(::

ii

on

o

o

LooffonLoonLi

offLoonLoi

off

onQP

QPQo

iLLLLL

offonoffon

EDET

TE

E

TIETTIETIE

TIETIEE

DTTD

TTDV

QiQiI

IiiiIi

TTTQTQT

ＩＬ

0

oL II

t

LiQPi

Li

D oR

L

CiE

Q


54

oE

oI

)4.5(

)3.5(22

)2.5(

)1.5(

iQP

oio

LoQP

oion

oiL

QPQPL

i

i

o

i

ooo

i

o

i

ooii

EV

DTL

EEI

iIi

DTL

EET

L

EEi

Vii

D

II

E

EIorIDI

E

EI

IEIE

は以下となる。、、が得られる。さらに

よりまた、


55

式(3.7)の出力電圧は理想的な状態における理論式である。実際にはスイッチの抵抗分

やコイルの抵抗およびダイオードの抵抗分に相当する抵抗が存在するために、出力電

圧は式(3.7)の出力電圧より下がってしまう。

56

C

iＬ

＋

Ei Ro

L

eo

r1

＋ eo C Ro

L

iＬ

r2 Io Io


r1:スイッチがオン期間における等価抵抗(スイッチの抵抗とコイルの抵抗)

r2:スイッチがオフ期間における等価抵抗(ダイオードの抵抗とコイルの抵抗)

図５．４降圧形コンバータの各動作状態における実際の等価回路


を代入する。ここで、

。等しく次式が成り立つ

エネルギーにオフ期間に放出されるえられるエネルギーはオン期間にコイルに蓄

oL

offLoonoLi

offLLooffLLonLoLi

II

TrIETErIE

TIrIETIVTIErIE

21

21

57

)7.5(/1

1

)6.5(/1

)5.5(

)5.5(21

21

21

21

2121

ooi

o

oo

i

oo

o

o

iooio

o

o

offon

o

oo

o

offono

i

offonooni

o

offonooniooffoooffLonooi

RZD

E

EG

RZ

DEEZ

R

EDEZIDEE

GE

Er

rrDDrT

TrTr

I

EZ

Z

TrTrT

IDE

T

TrTrITEE

TrTrITETETrIETVTErIE

が求められる。と昇降圧

るとの等式に代入し整理すを。次に式を平均損失抵抗という上式において

は以下となる。の出力インピーダンス上式より，コンバータ


oI

oE

0

58


図５．５出力インピーダンスと出力電圧

図５．６出力インピーダンスと出力抵抗の比に対する出力電圧

59


)9.5(1

88

88

1

)8.5(1

1

1

1

2

2

2

2

3

1

o

o

oo

o

ooLL

t

t

LLLo

oooo

i

ioi

oo

ii

oo

R

rE

LC

TD

L

TDrIE

C

Te

rIEVL

TDV

C

T

C

TidtIi

Ce

RZRZ

DE

DEDIE

IE

IE

IE

を代入します。　ここでリプル電圧

電力効率

図５．７降圧形コンバータのコイル電流と出力電圧

C

TiTT

C

i

T

T

i

C

T

T

i

C

tTt

T

i

C

t

T

i

C

dtT

tT

itdt

T

i

C

dtIiC

e

LoffonL

off

off

Lon

on

L

T

off

off

L

T

on

L

T

off

off

L

T

on

L

t

tLLo

offon

offon

888

8

1

8

1

2

1

2

1

2

1

1

22

2

0

22

0

2

2

0

2

0

3

1

コイルの鉄損による効率

低下は含んでいません。

電流連続モード(CCM: Continuous current mode)

電流臨界モード(BCM: Boundary current mode)

電流不連続モード(DCM: Discontinuous current mode)

動作モード

iL

t

iL

iL

0

0

0

図５．８パルス幅制御降圧形コンバータの動作モード

t

t

oI

oI

oI

Li

2Lo iI

2Lo iI

2Lo iI


60

５．１．２パルス幅制御方式コンバータの動作モード

コイルを流れる電流が連続しているときを電流連続モード(CCM: Continuous current

mode)､不連続のときを電流連続モード(DCM: Discontinuous current mode)という。

また、この中間のモード、コイルを流れる電流がゼロになったときにスイッチをオンさせ

電流を増加させるモードを臨界モード(BCM: Boundary current mode)という。

61

５．１．３電流不連続モードにおける出力電圧ほか


oooffd

i

offon

on

oi

don

on

o

dLoonLoi

EETT

ETT

TEE

TT

TE

TIETIEE

のため

電流連続時の出力電圧

は以下となります。ードにおける出力電圧これより電流不連続モ

:)10.5(

つまり，電流不連続になると式(5.10)のTdがToffより小さいために電流臨界モードのときよりも上昇してしまうことになります。図5.9はその様子を表したものです。

※Tdについては図5.9を参照してください。コイル電流が不連続になる限界を求めると以下となります。

次にTdを求める。

)11.5(

2222 L

T

E

EEET

E

E

L

EEDT

L

EEiII

i

ooi

i

ooioiLLo

)12.5(10 DT

E

E

E

DTEETT

L

EDT

L

EE

o

i

o

oi

dd

ooi

より

t

Li

dt

T

offT

oE

oi EE

onT

LV

0

0

図５．９降圧形コンバータの電流不連続モードでの動作波形

t

0t 1t 2t T

LiLo II

iE

面積が等しくなる。

電流連続モード

電流不連続モード


62

oE



※出力電圧

:

:

o

o

E

E

dT

ゼロになる。の一周期間の平均値はコイルに発生する電圧

となり，化はなく，時刻のコイル電流の変と 0/20 dtdiLvtt L

出力電流が少なくなり電流不連続になると、出力電圧が上昇する。

る。になり電流不連続になのときにより，式 0)13.5()14.5(

)13.5(11

tE

ED

E

ED

DE

ET

E

EEDTTTTTt

i

o

i

o

o

i

o

oi

don

不連続期間Δtも以下のように求めることができます。

出力電流を一定にして時比率を小さくしていくと電流不連続現象が発生しますが，そのときの時比率は式(5.14)で与えられます。式(5.14)の時比率で降圧形コンバータは電流不連続モードに入ります。

また、電流不連続モードでの出力電流は式(5.15)になります。

63


)15.5(

2

222)(

2

1

2

L

TD

E

EEEI

E

EDDT

L

EE

E

ED

i

T

TTi

T

TTT

i

TI

o

oii

o

o

ioi

o

iL

on

donLon

donL

o

o

i

on

don

i

don

on

oE

E

T

TTE

TT

TE

)10.5(

ここで、とおくと式(5.16)と式(5.11)から電流不連続のときの昇降圧比Gと電流不

連続が発生する限界KIが求められます。

64


次に電流不連続モードにおける出力電圧を式(5.15)から求めることができます。

)16.5(2

1

2

2

2

i

o

i

o

oiioo

TED

LI

EE

TDEEEILE

より

I

i

o KE

LfI

)18.5(2

22222

)17.5(2

1

1

21

1

21

1

222

DDK

DD

E

LfI

Lf

DDE

L

TDE

L

DTEEiI

D

K

ED

LfI

TED

LIE

EG

I

i

oiooiLo

I

i

o

i

oi

o

より，

時比率Dを変えたときの出力特性，電流不連続が発生する限界のKIと電流不連続のときの

昇降圧比Gを図5.10に示します。

図５．１０降圧形コンバータの出力特性

i

oI

E

LfIK

i

o

E

E

CCM

DCM


65

66

５．１．４動特性

◆出力電圧のレギュレーション機構と変動率


図５．１１スイッチングレギュレータの直流に対するレギュレーション機構

)19.5(

1/1

/1

1

1

1

1

2

2

2

2

2

o

ooo

o

ooo

oo

oo

oo

vd

vv

i

o

ED

DS

rRZR

R

rERZD

D

RZ

R

r

D

E

RZ

D

G

G

E

ES

ります。とすると次のようにな，ここで，

変動率

i

vd

vv

o

oovdivv

ovdovdvd

ovdivv

EG

GE

EEGEG

EGEGDG

EDGEG

1

より

ここで，

67


)20.5(

111

1/1

1

1/1

11

11

11

))((

22

2

2

22

o

o

o

o

o

o

o

ooo

o

o

o

ooo

o

o

o

o

o

o

o

o

o

o

o

o

o

o

o

o

o

o

o

o

oo

o

o

o

o

o

o

oo

o

oo

o

oo

o

ooooooooooooooooooooo

R

r

D

E

Z

R

rED

DZ

R

rERZD

R

rED

R

rERZD

DZ

R

E

E

R

R

E

E

R

E

R

R

E

R

I

EZ

Z

E

R

R

E

RE

I

E

R

R

E

E

IR

E

RI

E

IR

E

RIRIRIRIRIRIRIRIRRIIE

は以下となります。，出力インピーダンスとなります。これより

で割り整理すると両辺を

◆出力インピーダンス ΔEo:負荷抵抗が微小変化しとしたときの出力電圧の微小変化

詳細計算を

次ページに示す。

68

ここで，β=0.1，Eo=12V，D=0.5，r2=0.2Ω，Ro=12V/2A=6Ωすると，出力インピーダンスZは帰還をかける前の降圧形コンバータの出力インピーダンスZoの0.287倍に小さくなります。

o

oo ZZZ

Z 287.048.21

6

2.01

5.0

121.01


o

ooo

o

o

o

ooo

o

oo

o

o

o

o

o

o

o

ooo

o

o

ooo

o

oo

o

o

o

o

o

o

o

ooo

o

oo

oo

oo

ooo

oo

vd

vr

o

o

R

rERZD

R

rED

R

rERZD

R

EZD

E

R

R

E

E

R

R

rERZD

DZ

R

rERZD

R

EZD

E

R

R

E

E

R

R

rERZD

R

EZD

RZ

R

r

D

E

RZR

EZ

G

G

R

E

2

2

2

2

22

222

2

2

2

2

1/1

1

1/1

11

1/11/1

1/1

/1

1

1

/1

1

1

５．１．５降圧形DC-DCコンバータの特徴および用途

（特徴）

・出力電圧は入力電圧より低い。

・出力電流は入力電流より大電流になる。

・入力電圧と出力電圧は同一極性になる。

・スイッチには入力電圧と同じ電圧がかかる。

・出力が低電圧だと変動率が大きくなります。

・帰還量βを大きくしても制御機構が不安定になる領域がありません。

・入力電圧がステップ変化したときの出力電圧の応答はシリーズレギュレータより遅い。

（用途）

・12Vバッテリ－から5Vを取り出す場合。

・AC-DCコンバータの二次側出力である高電圧から低電圧を作り、負荷に供給する場合。

・POL(Point of load)電源


69

帰還量変動率 :)19.5(

/1

22

ooooi

o

ED

D

ERZD

D

E

ES

程度時定数 s

CRL

Z

o

o

200)21.5(1

2

1

1

iE

oE

0

0t

t

oE

1t

iE

５．２昇圧形(Boost形、ボルテージステップアップ形)コンバータ

図５．１２昇圧形コンバータの構成

５．２．１昇圧形コンバータの動作原理と静特性

昇圧形は入力電圧より高い出力電圧を取り出す回路です。

表５．２昇圧形コンバータの動作状態

1 2

Q on off

D off on


70

D

Q

L

C Ro ＋

Ei Eo

Io

VL

71


o

off

L IT

TI

Li

DQL iii

iE

1 2

VL

0

0t 1t T

VQ

iL

iQ

iD

0

0

0

0

0

VG

iL II

PI

t

QPi

i

off

QP ET

TV

oEio EE

1:スイッチオン期間


図５．１３昇圧形コンバータ

の動作波形

oI

スイッチがオンするとコイル両端には入力電圧Eiが加えられ励磁される。回路には時間に対して直線的に増加する電流iLが流れ、その結果、コイルに蓄えられるエネルギーも時間に対して直線的に増加する。スイッチQがオフするとダイオードDがオンし、先程とは逆方向にコイルLに電圧(Eo-Ei)が加えられる。このため、回路を流れる電流iLは減少しコイルLに蓄えられたエネルギーは入力電圧に加算されてキャパシタCに放出される。スイッチQがオ

ン期間にコイルに蓄えられるエネルギーとオフ期間に放出されるエネルギーは等しく、この動作を繰り返すことにより負荷に電力を供給します。

図５．１４昇圧形コンバータの各動作状態における等価回路



72

コイルを流れる電流が連続しているとき、出力電圧Eo、入力電流Ii、他は以下のように

求められます。

)26.5(

)25.5(2

1

222

)24.5(

:/

)23.5(1

)22.5(1

,

D

EEV

L

DTEI

DL

DTEI

T

TiI

iIii

L

DTE

L

TEi

DTT

IDIorID

IE

EI

ED

ET

TE

E

TIETTIETIEETIE

i

oQP

i

o

i

o

off

LL

LiDPQP

ioni

L

off

iooo

i

o

i

ii

off

o

o

offLooffonLioffLioonLi

オフ期間の時比率

となる。

はこれより

　

　


73 損失抵抗を考慮した実際の回路での出力インピーダンス、出力電圧、昇降圧比は

次のようになります。

74


)29.5(/1

11

)28.5(/1

1

)27.5(

)27.5(11

22122121

2121

21212

11

oo

oo

i

oo

o

oi

oo

i

o

o

off

on

offo

o

o

o

off

on

o

off

i

off

on

o

off

i

off

o

o

off

LooffL

off

on

Li

off

LLi

off

on

iLLio

Li

off

onLoffLonLi

RZDG

RZD

EEZ

R

E

D

EZI

D

EE

E

D

rrDDr

Drr

D

D

Drr

T

T

T

T

I

EZ

Z

rrT

TI

T

T

D

Err

T

TI

T

TE

T

TE

IT

TITITI

rrT

TIE

T

TrIrIE

T

TErIVEE

rIET

TVTVTrIE

の等式に代入する。を次に式

が求められる。これより

する。が求められこれを代入よりここで、

ことができます。降圧形と同様に求めるEi

D

Q L

C Ro ＋

Eo

Io

1r

2r－＋ LV

75


)31.5(

2/

)30.5(1

1

/1

1

o

oo

oo

o

o

on

o

o

ooo

o

ooi

i

ii

oo

ECR

DT

CR

DTeE

CR

DTeT

t

ee

RZI

DI

RZDE

E

IE

IE

リプル電圧

電力効率

図５．１５昇圧形コンバータのコイル電流と出力電圧

2

o

o

eE

t

Li

dt

T

offT

io EE

iE

onT

LV

0

0

t

0t 1t 2t T

Li

DiLi

0 Do II

図５．１６昇圧形コンバータの電流不連続

モードでの動作波形

oE

o

d

L It

TI

LI



DL

d

o

DL

off

o

o

IIT

tI

IIT

TI

I

電流不連続のとき

電流連続のとき

注)


76

５．２．２不連続モードの出力電圧、ほか

oE



※出力電圧

:

:

o

o

E

E

dT

図５．１７昇圧形コンバータの出力特性

出力電流が減少しコイルを流れる電流が不連続になると、出力電圧が上昇してしまう。下図はこの様子を示したものです。電流不連続モードにおける出力電圧、他を表５．６に示しています。

i

oI

E

LfIK

i

o

E

E

CCM

DCM


77

78


５．２．３動特性

表５．７に示しています。

５．２．４昇圧形DC-DCコンバータの特徴およびと用途

（特徴）

・出力電圧は入力電圧より高い電圧になる。

・出力電流は入力電流より小電流になる。

・入力電圧と出力電圧は同一極性になる。

・スイッチには出力電圧と同じ高い電圧がかかる。

・帰還量β を限度を超えて大きくすると，制御機構が不安定になる・入力電圧がステップ変動したときの応答は，シリーズレギュレータより遅い

（用途）

・5V等の低電圧から15Vに昇圧する場合等

・力率改善回路(PFC回路: Power factor correction 回路)

・ワイドレンジ対応(AC 85V～265V)電源のプリレギュレータ

• ハイブリッド自動車や電気自動車の昇圧形コンバータ

+

r

D1

D2 D4

e

L D6

CQ2

D5

C2

Q1

R+

T

D3

DC-DCコンバータ昇圧形PFC回路

図５．１８力率改善回路例と交流入力電流

t 0

i i

e


79

昇圧形PFC 回路を図5.18 に示します。交流電圧を整流した脈動波電圧を，数十kHz 以上

の周波数で全周期にわたって入力電流の平均値が正弦波状に流れるようにスイッチします。この動作により，高調波電流が減少します。図5.19 に，昇圧形PFC 回路を動作させたとき

の交流入力電流波形と，基本波電流および高調波電流の発生量を示します。交流入力電流波形はほぼ正弦波になっており，電流は基本波電流だけで，高調波電流の発生はなくなります。

i

e

i

e

PFC回路なし

PFC回路付き

0

e:50v/div

i:5A/div

2ms/div

1A/div

100Hz/div

0

基本波電流

e:50v/div

i:5A/div 1A/div

100Hz/div

0

クラスD規格値

基本波電流

2ms/div

図５．１９交流入力電流波形と高調波電流の発生量（P=380W,r=1Ω,C=1000μF）

クラスD規格値


80

５．３昇降圧形(Buck Boost形、極性反転形)コンバータ

５．３．１昇降圧形コンバータの動作原理と静特性

昇降圧形は入力電圧より低い電圧と高い電圧の両方を出力電圧として取り出すことが

できます。なお、出力電圧は入力電圧と逆極性になります。

図５．２０昇降圧形コンバータの構成

表５．３昇降圧形コンバータの動作状態

1 2

Q on off

D off on


81

C Ro

D Q

L ＋

Ei Eo

Io

VL

82


図５．２１昇降圧形コンバータ

の動作波形

oE

iE

0

VG

VL

0

VQ

iL

iQ

iD

0

0

0

o

off

L IT

TI

Li

DQL iii

PI

1 2

0t 1t T0

t

i

off

QP ET

TV

QPi

oI

LI1:スイッチオン期間


図５．２２昇降圧形コンバータの各動作状態における等価回路


スイッチQがオンするとコイル両端には入力電圧Eiが加えられ励磁される。回路には時間

に対して直線的に増加する電流iLが流れ、その結果、コイルLに蓄えられるエネルギー

も時間に対して直線的に増加する。スイッチがオフするとコイル電流は連続しているために、ダイオードDがオンになる。そうするとコイルに逆方向に出力電圧Eoが加えられ、ここ

に流れる電流は減少し蓄えられていたエネルギーが放出される。スイッチがオン期間に

コイルに蓄えられるエネルギーとオフ期間に放出されるエネルギーは等しく、この動作を

繰り返すことにより負荷に電力を供給する。

昇降圧形は反転形ともいわれ、入力電圧と逆極性の出力電圧を取り出すことができる。また、出力電圧の可変にできる範囲が非常に広い特徴がある。 (入力電圧よりも低い出力電圧、高い出力電圧ともに取り出すことができる。)


83

コイルを流れる電流が連続しているとき、出力電圧Eo、入力電流、他は以下のように求められる。

)36.5(

::

2

1

22

)35.5(222

)34.5(

)33.5(

)32.5(

,

D

EEEV

II

L

DTEI

DL

DTEI

D

DDiIIii

L

DTE

D

IiI

T

TiIii

L

DTEi

ID

DIorI

D

DI

E

EI

ED

DE

T

TE

ETIETIE

i

oiQP

oi

i

o

i

oL

oiLPQP

ioLo

off

LLDPQP

i

L

iooo

i

o

i

ii

off

on

o

ooffLoonLi

オフ期間の平均電流オン期間の平均電流、

または、

となる。

は　これより

　


84

85

５．チョッパ方式非絶縁形コンバータ損失抵抗を考慮した実際の回路での出力インピーダンス、出力電圧、昇降圧比は

次のようになります。

)39.5(/1

1

)38.5(/1

1

)37.5(11

210

22122121

210

21

21

oo

oo

io

o

o

o

iooi

off

on

off

i

off

on

o

off

on

offo

o

o

off

on

off

i

off

on

off

offonL

i

off

on

o

oo

off

LooffL

offLooffLonLi

RZD

DG

RZE

D

DE

ZR

EE

D

DZIE

D

Drr

T

TI

T

TE

T

TE

D

rrDDr

Drr

D

D

Dr

T

Tr

T

T

I

EZ

rrT

TI

T

TE

T

T

T

rTrTIE

T

TE

EIT

TITITI

TrIETVTrIE

を求める。となり、これを代入しよりここで、

C Ro

D Q

L ＋

Ei Eo

Io

VL

1r

2r

－

＋

86


)41.5(

2/

)40.5(1

1

/1

1

o

oo

oo

o

o

on

o

o

ooo

o

ooi

i

ii

oo

ECR

DT

CR

DTeE

CR

DTeT

t

ee

RZDI

DI

RZDE

DE

IE

IE

リプル電圧

電力効率

電力効率と出力電圧に含まれるリプル電圧は昇圧形と同じになります。

DL

d

o

DL

off

o

o

IIT

tI

IIT

TI

I

電流不連続のとき

電流連続のとき

注)

図５．２３昇降圧形コンバータの

電流不連続モードでの動作波形




87

５．３．２不連続モードの出力電圧、ほか



※出力電圧

:

:

o

o

E

E

0

0

0

LViE

oEoE

t

Li

Li

Do II

t

offTonT

T

Di

0t 1t 2t T

dT

LI

図５．２４昇降圧形コンバータの出力特性

出力電流が減少しコイルを流れる電流が不連続になると、出力電圧が上昇してしまう。下図はこの様子を示したものです。電流不連続モードにおける出力電圧、他を表５．６に示しています。

i

oI

E

LfIK

i

o

E

E

CCM

DCM


88

５．３．３動特性

表５．７に示しています。

５．３．４昇降圧形コンバータの特徴および用途

（特徴）

• 極性反転形とも呼ばれ，入力電圧と逆極性の出力電圧を取り出すことができる

• 出力電圧は入力電圧より低い電圧と高い電圧のどちらも取り出すことができ，出力電圧の

範囲が非常に広い

• スイッチには高い電圧がかかる

• 出力電圧が低電圧だと変動率が大きくなる

• 帰還量β を限度を超えて大きくすると，制御機構が不安定になる

• 入力電圧がステップ変動したときの応答は，シリーズレギュレータより遅い

（用途）

• 電池などの正電源から負電源を作る場合

• メモリIC 用負電圧を作る場合（ただし，以前は負電圧が必要だったが，現在は必要と

しない）

５．４３方式の纏め

次ページ以降に表として示します。


89

90

出力電圧Eo 入力電流Ii コイル電流の

交流分ΔiL スイッチのピーク電流iQP

スイッチ電圧 VQP

降圧形

昇圧形

昇降圧形

iDE

iED

1

iED

D

oDI

oID

1

oID

D

DTL

Ei

DTL

EE oi DTL

EEI oi

o2

DTL

EI

D

i

o2

1

DTL

EI

D

i

o2

1

iE

D

Ei

D

Ei

DTL

Ei

表５．４理想的な状態におけるチョッパ方式非絶縁形コンバータの静特性，ほか


小小

Ii=2Io

D=0.5,

Ii=0.5Io

Ii=Io

高電圧

高電圧

昇降圧比

平均損失抵抗 r

出力インピー

ダンスZo リプル電圧 Δeo

電力効率 η

降圧形

昇圧形

昇降圧形

oo RZD

/1

1

oo RZD /1

11

oo RZD

D

/1

1

21 rDDr

21 rDDr

21 rDDr

r

2D

r

2D

r

oR

r

LC

TD 2

2

18

oCR

DT

oCR

DT

oo RZ /1

1

oo RZ /1

1

oo RZ /1

1

表５．５実際の回路でのチョッパ方式非絶縁形コンバータの静特性

小

G

大きい

大きい

0

1

2

3

4

5

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

昇圧形昇降圧形

降圧形

G

D

io DEE

iio ED

ED

E

1

11iio E

D

DE

D

DE

1

図５．２５チョッパ方式非絶縁形コンバータにおけるデューティレシオ

と入出力電圧比(無負荷時)

0.5


91

92


電流不連続の発生点出力電圧

出力電流Io 時比率D

降圧形

昇圧形

昇降圧形

L

T

E

EEEI

i

oio

o2

L

T

E

EEEI

o

ioi

o22

2

L

T

EE

EEI

oi

oi

o22

2

i

o

E

ED

o

io

E

EED

oi

o

EE

ED

i

o

i

TED

LI

E

2

21

o

ii

LI

TEDE

21

2

o

i

LI

TED

2

22

表５．６理想的な状態における電流不連続の発生点と不連続モードでの出力電圧

oE

2

DDK I

2

21

1

D

K I

IK

D

21

2

IK

D

2

2

2

DDK I

2

DDK I

i

oI

E

LfIK ※

制御機構の安定限界

降圧形限界はありません。

昇圧形

昇降圧形 93


変動率S

出力インピーダンスZ 減衰時定数τ

降圧形

昇圧形

昇降圧形

io EES

oED

D

2

o

o

o

R

r

D

E

Z

211

o

o

CRL

Z 1

2

1

1

oED

1

1

1

2

1

1

2

D

E

CRL

ZD

o

o

o

L

CRZD

E

D oo

o

l

2

1

oEDD

1

1

1

2

1

1

2

D

E

CRL

ZD o

o

o

L

CRZD

E

D oo

o

l

2

1

o

o

o

RD

r

D

E

Z

2

111

o

o

o

RD

rDDr

DD

E

Z

2

211

表５．７実際の回路でのチョッパ方式非絶縁形コンバータの動特性

※変動率Sはr1とr2が小さく無視したときの近似式です。また，βlは制御機構の安定限度の帰還量を意味します。

５．１降圧形コンバータにおいて負荷電流の最小値が１Ａから０．８Ａに減少した。

電流不連続を起こさないようにするためにはどうしたら良いか？

ただし、負荷電流が１Ａのときの条件を以下とする。

５．２昇降圧形コンバータにおいてデューティレシオ（Ｄ）が0.2と0.5におけるEo/Eiを求めよ。

第５章演習問題

sTkHzfHLVEVE oi 10,100,5.12,5,10

5.2,02.0,03.0,05.0,12 oDLQi RrrrVE条件：

で不連続になる。A

L

T

E

EEEDT

L

EEiI

i

ooioiLo 0.1

222

ヒント：D’ , r , Zo を先ず求める。次に G=Eo/Ei を求める。

94

・自励式で発振器がない。

・周波数制御により出力電圧を一定にする

・動作電流が三角波⇒必ず臨界モードで

動作する。⇒電流不連続現象は発生

しない

・負荷で周波数が変動する。

・ Eiが変化するとEoを一定にするようD

が変化する。

６．１リンギングチョーク形コンバータ(RCC)

６．１．１リンギングチョーク形コンバータの動作原理

６．非共振（矩形波）絶縁形コンバータ

95

+

R8

T

R7

R6

R5

R4

R3

R2

D4

D3

D2

Q3

Q2

Q

C1

C2

R1

D

RoC+

Eo

Ei

Io

図６．１リンギングチョーク形コンバータの構成

1 2

Q on off

D off on

表６．１リンギングチョーク形コンバータ

の動作状態

図６．２リンギングチョーク形

コンバータの動作波形

96


６．非共振（矩形波）絶縁形コンバータスイッチQがオンしている期間にトランスにエネルギーを蓄積し、オフ期間にダイオードを通して二次側に放出する。スイッチの電流とダイオードの電流は三角波であり、二次側ダイオードの電流がゼロになった後にスイッチがオンする。負荷が変動すると動作周波数が変化し、スイッチを流れる電流のピーク値が変わる。

(a) 動作状態1 (b) 動作状態2

図６．３リンギングチョーク形コンバータの各動作状態における等価回路

(c) 二次換算の動作状態1

97


98

Ri mi

ei

2R1R

PLPR1v2v

1i 2i

1SL 2SL

６．１．２スイッチングトランスの等価回路

2R1R

PL1v

2vPR

ei

Ri mi

1SL 2SL

21 ii

R1：一次巻線抵抗、R2´：一次側に換算された二次巻線抵抗、LS1：一次漏洩インダクタンス、

LS2 ´ ：一次側に換算された二次漏洩インダクタンス、LP：励磁インダクタンス、RP：鉄心の鉄損に相当する等価抵抗

v1:一次電圧、v2 ´ :一次側に換算された二次電圧、I 1 ：一次電流、I2 ´ :一次側に換算された二次電流

ie:励磁電流、iR:鉄損電流、Im:磁化電流

図６．４スイッチングトランスの等価回路

(a)等価回路

(b)簡易等価回路

タンスのリーケージインダクの励磁インダクタンス

の自己インダクタンス

タ注）昇降圧形コンバー

　

111

1111

1

1

2

:,:

,:

)3.6(

)33.5(,)32.5(

)2.6(

)1.6(

NLNL

LLLLNL

iL

DTE

L

TE

L

TEi

L

ID

DIE

D

DE

T

TE

nID

DIor

n

I

D

D

n

E

D

D

E

II

E

EI

n

E

D

DE

T

T

N

NE

SP

PSP

QP

P

i

P

onioni

P

P

oiii

off

on

o

io

oi　

i

o

o

i

o

i

i　i

off

on

o

で以下となる。は、トランスの一次側を流れる電流の変化分クタンストランスの励磁インダ


99

６．１．３理想的な状態における静特性と動作状態

ここで、出力電圧、入力電流、他をここで求めると以下となる。ただし、トランスの一次巻

線数をN1、二次巻線数をN2、巻線比をn(=N1/N2)とする。

昇降圧形コンバータとの相違点


)5.6(

)4.6(22

)4.6(

D

EE

D

DEnEEV

Di

T

TiI

i　iioiQP

PonPi

で与えられる。値は式また、入力電流の平均

次にスイッチのオンタイムとオフタイム及びスイッチング周波数について求める。二次側の負荷電力はトランスに蓄えられた電磁エネルギーに等しく（エネルギーの不変の法則）、これから求めることができる。ただし、トランスの電力効率をηとする。また、負荷電流をＩo、トランスの一次巻線電流と二次巻線電流のピーク値をＩP、ＩSとする。

onToffT

PI

図６．５トランスの励磁電流

100

が求められる。また、

得られる。

)7.6(より　

が(6.6)より

1

1

1

1

o

PPoff

P

offo

P

offoff

P

i

PPon

P

onioni

P

nE

ILT

L

TnE

L

TE

L

TEI

E

IL　T　

L

TE

L

TEI


101

、次式が成り立つ。は出力電力量に等しくれるエネルギー次にトランスに蓄えら

が得られる。

に代入するととなる。これを式

がよりここで式

ことができる。は以下のように求める以上より、

を意味する。力電圧、は一次側に換算した出ただし、

)(

)10.6(1

)8.6(

)9.6(1

)1.6(

)8.6(

1

1

11

JW

DE

ILT

EE

E

EnE

nEDEnEDnEDEDnE

D

EnE

EnEIL

nE

IL

E

ILTTT

T

nEEE

i

PP

iio

o

iooio

io

io

PP

o

PP

i

PPoffon

o

)1.6(1

2

n

E

D

DE

T

T

N

NE i　

i

off

ono

)12.6(2

)12.6(

:)11.6(2

2

2

P

oo

P

o

oooPP

L

TIEI

f

PTPTIE

ILW

が求められる。これより、式

トランスの効率


102

)14.6(22

22

)13.6(2

22

)8.6(

22

2

2

o

o

ooo2

io

iooP

i

io

o

ooP

i

io

o

oP

i

ioo

io

io

P

io

io

PP

i

io

P

i

i

PP

P

o

P

o

P

io

io

PP

EnE

EnE

η

PL

nE

EnE

ηE

IEL

nE

EnE

ηE

IL

nE

EnE

η

I

EnE

EnEL

EnE

EnEILT

T

nE

EnEII

EnE

EnEIL

L

IE

L

TIEI

EnE

EnEILT

４）のようになる。を求めると式（６．１６．８）に代入し、式（６．１３）を式（

が得られる。入し、整理すると次式）に式（６．８）を代さらに、式（６．１２

Eo・Io=Poと置く Eoを分子と分母に掛ける。

)15.6(22

offon

i

io

i

oP

i

ioo

i

P

i

PPon

nE

EnE

ηE

IL

nE

EnE

η

I

E

L

E

ILT

TT

以下となる。

に付いて求めると）を代入し、それぞれの等式に式（６．１３と同様に


103

)9.6(

)17.6(222

1

)16.6(22

1

1

222

o

o

2

o

o

iio

o

oP

i

i

i

oPi

i

oP

i

io

o

oP

i

ioo

o

P

o

PPoff

EE

E

EnE

nED

PL

DηE

EnE

EnE

PLEnE

nE

IL

E

Tf

f

nE

EnE

ηnE

IL

nE

EnE

η

I

nE

L

nE

ILT

ただし、

は以下のようになる。また、動作周波数

一周期間Ｔは負荷電流に対して単純比例するために、動作周波数は負荷電流に

対して逆比例の関係で変化する。

図６．６リンギングチョーク形コンバータでの

負荷電力と動作周波数

f

oP PL 、


104

６．１．４実際の回路での静特性および動特性

ここで、出力電圧、他を求めると以下となる。


105


図６．７リンギングチョーク形コンバータの実際の等価回路


である。ただし，

。ンスは以下となりますまた，出力インピーダ

求められます。これより，出力電圧が

ちます。において次式が成り立図

)20.6(

)19.6(11

)18.6(

7.6

21

221221

2121

2121

21

rDDrr

D

rrDr

Drr

D

D

DI

EZ

rrD

D

D

I

n

E

D

Drr

T

TI

T

T

n

E

T

T

rrT

TI

n

E

T

TrIrI

n

E

T

TE

TrIEVTrIn

E

o

o

o

oi

off

on

o

off

i

off

on

off

on

L

i

off

on

LL

i

off

on

o

offLoLonL

i

106


昇降圧形コンバータに同じ



107


)22.6(/1

1

/1

1

)21.6(/1

1

ooo

o

ooi

i

ii

oo

oo

i

oo

i

o

o

RZDI

IDn

RZDnE

DE

IE

IE

RZn

E

D

DZI

n

E

D

DE

Z

一になります。降圧形コンバータと同電力効率は非絶縁の昇

なります。計算すると次のようにを用いて出力電圧を再

出力電圧に含まれるリプル電圧Δeoも昇降圧形コンバータと同じになります。

)23.6(

2/o

oo

oo

o

o

on

o

o ECR

DT

CR

DTeE

CR

DTeT

t

ee

動特性としての変動率Sは式(6.24)になります。また，出力インピーダンスZ，減衰時定数τ，

制御機構が安定動作をする帰還量βの限度は昇降圧形コンバータと基本的に同じになりま

す。しかし，トランスを使うためにすべての値はトランスの出力側(二次側)に換算する必要

があり，それぞれは以下となります。なお，式(6.26)及び(6.27)のLはL=LS (二次励磁インダ

クタンス)です。




108


)27.6(,12

)26.6(,

11

2

1

1

)25.6(

11

)24.6(11

2

0

2

221

2

2

S

oo

ovd

vd

S

o

o

o

o

o

o

o

oi

o

LLL

CRZD

E

D

ωG

ω

LL

D

E

CRL

ZD

D

rZrDDrr

RD

rDDr

DD

E

ZZ

EDDnE

ES

です。，＋ただし，

６．１．５リンギングチョーク形コンバータの特徴と用途

リンギングチョーク形コンバータは以下の特徴があります。

・安価で，出力電力の少ない電気・電子機器（概ね150W 以下）に使用されています。

oEDDS

1昇降圧形





・オン期間に蓄えたエネルギーをオフ期間に放出し，負荷に電力を供給します。この動作は

フライバック形コンバータと同じですが，動作周波数が出力電力によって変化します。出力

電力が大きいと動作周波数が下がり，1 周期間に出力するエネルギーが大きくなるため，

スイッチやダイオードは定格電力・電流が大きいものが必要になります。トランスも大きなもの

が必要になります。そのため，一定の周波数で動作するフライバック形コンバータより供給

できる電力が小さくなります。

・リンギングチョーク形コンバータの励磁電流は三角波ですが，フライバック形コンバータでは

台形波です。同一周波数および同一時比率で同じ出力電力を取り出したときの一次巻線に

流れる電流のピーク値IP1 は，フライバック形コンバータのIP2 に比べて(1 + KP ) 倍に大きく

なります。


図６．８リンギングチョーク形コンバータとフライバック形コンバータの励磁電流波形

(a) リンギングチョーク形

コンバータ

(b) フライバック形

コンバータ

109

110


)28.6(1

2

1

2

11

22

1

21

21

2

0

22

1

0

11

21

PPP

oo

PPoT

PPooff

soo

PoT

Pooff

soo

oo

KII

PP

DKnIEKnIE

T

TdtiE

TP

DnIEnIE

T

TdtiE

TP

PP

off

off

す。とおくと以下となりま

の出力電力とします。

バータをフライバック形コン力，形コンバータの出力電をリンギングチョーク

・図６．９に示すようにスイッチングトランスのヒステリシス損失もリンギングチョーク形コンバー

タの方が大きくなります。

・リンギングチョーク形コンバータでは，ダイオード電流（二次励磁電流IS）がゼロになってから

次の動作に移ります。そのため，ダイオードのリカバリー電流による損失とノイズが少ないと

いう特長があります。この点はフライバック形コンバータより優れています。詳細は6.2 節で

説明します。

111


図６．９リンギングチョーク形コンバータとフライバック形コンバータの磁束密度変化

マイナーループ

６．２フライバック形(オンオフ形、他励式フライバック形)コンバータ

６．２．１フライバック形コンバータの動作原理と静特性および動特性


112

・昇降圧形コンバータを絶縁した回路

・周波数は固定でPWM制御する。

・他励式で発振器が付いている。

・励磁電流波形が台形波

1 2

Q on off

D off on

表６．２フライバック形コンバータの動作状態

図６．１０フライバック形コンバータ

このコンバータは昇降圧形コンバータのコイルをトランスに置き換えて絶縁したもので，出力は正極性の電圧になっています。基本的な動作は昇降圧形コンバータと同じです。動作周波数は一定で，パルス幅制御により出力電圧が一定に保たれます。他励式で発振器が付いており，励磁電流波形は台形波になります。

113

図６．１１フライバック形コンバータ

の動作波形


Li

Do II

図６．１２フライバック形コンバータの等価回路


114



)26.6(

::

2

1

22

)25.6(2

1

2

)24.6(

)33.5(,)32.5(

)23.6(

)22.6(1

2

D

EE

D

DEnEEV

II

L

DTE

n

I

DL

DTE

n

I

D

DDΔi

n

IIii

L

DTE

n

I

D

Δi

n

I

T

T

n

ii

L

DTEi

ID

DIE

D

DE

T

TE

n

I

D

D

n

E

D

D

E

II

E

EI

n

E

D

DE

T

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N

NE

i　iioiQP

oi

P

io

P

ioPo

iPPQP

P

ioPo

off

DPQP

P

i

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oiii

off

ono

oi　

i

o

o

i

o

i

i　i

off

on

o

オフ期間の平均電流オン期間の平均電流、

または

タ注）昇降圧形コンバー

　

。の一次側で以下となるの変化分は、トランスクタンスを流れる電流トランスの励磁インダ

出力電圧、ほかの以下に基本式を以下に示します。iQPを除いてリンギングチョーク形コンバータと同じ式になります。



115


116

実際の回路での出力電圧、ほかはリンギングチョーク形コンバータの式と同じになります。

・出力電圧：式(6.21)

・出力インピーダンス：式(6.19)

・電力効率：式(6.22)

・出力電圧に含まれるリプル電圧Δeo：式(6.23)

動特性を表す式もリンギングチョーク形コンバータの式と同じになります。

・変動率：式(6.24)

・出力インピーダンス：式(6.25)

・減衰時定数：式(6.26)

・制御機構の安定限度：式(6.27)


６．２．２電流不連続モードでの出力電圧など

出力電流が減少するとトランスの一次側を流れる励磁電流が不連続になのます。この

ときの不連続条件は以下となります。出力側で考えます。

注）RCCは不連続にはならない。

周波数を固定でPWM制御しているものはある条件で発生する。

117

が求められます。

より

これを代入します。

となりよりは式ととなる。ここで，

より

)27.6(2/

/

2/

/

/

/

/,

/)22.6(

2

/

2

/

2

22

2

Soi

i

oo

Soi

i

oi

oi

o

oi

i

oi

o

S

i

S

iLoff

o

LPo

off

L

L

T

EnE

nEEI

L

T

EnE

nE

EnE

E

n

EI

EnE

nED

EnE

EDDD

TL

nEDDDT

L

nED

i

T

TI

iinI

T

TI


また、動作が電流不連続モードになったときに，コイル電流が最大値よりゼロに達するまでの時間Td と不連続期間Δt は，以下のように求められます。

より0/

d

o

S

i TL

EDT

L

nE


出力電流を一定にして，時比率を小さくしていくとコイル電流が不連続になります。そのときの時比率は式(6.29)より以下となります。

また，電流不連続モードでの出力電流は式(6.31)となります。

式(6.31)より電流不連続モードにおける出力電圧は以下となります。

118


)29.6(/

1/

1

)28.6(/

DE

EnET

E

nEDTTTTTt

DTE

nET

o

oi

o

idon

o

id

)30.6(/ oi

o

EnE

ED

)31.6(

2/

/

2

//

2

/1

2

12222

Soi

o

o

i

So

i

o

i

S

i

dL

oL

T

EnE

E

E

nE

L

TD

E

nEDT

E

nEDT

L

nE

TT

i

TI

)32.6(

2/

/

2

/2222

Soi

o

o

i

So

i

oL

T

EnE

E

I

nE

L

TD

I

nEE

式(6.32) のEo はコイル電流が不連続になり上昇した後の出力電圧であり，その値を式

(6.28) および式(6.29) に代入することにより，Td とΔt を求めることができます。


６．２．３フライバック形コンバータの特徴と用途

フライバック形コンバータは出力が30W～250W程度の単出力や多出力電源に広く使われ

ています。以下のような特徴があります。

・動作周波数が固定のために，リンギングチョークコンバータよりも周波数を上げることができ，

トランスを小さくできます。

・一方，ノイズは出力ダイオードのリカバリノイズが大きく不利になります。ゲート電圧がなくな

るとスイッチはオフし，出力ダイオードには逆バイアスされます。このとき出力ダイオードには

まだ順方向に電流が流れており，このためにストレージ期間に大きなリカバリ電流が流れます。

119

れます。も以下のように求めらの流が不連続となる限界となります。コイル電

はとおくとここで，

I

IoS

i

So

i

i

o

io

i

oS

I

K

K

D

nfIL

nE

n

D

L

TD

I

nE

nE

EG

EEGnE

fILK

)33.6(2

1

2

/

2

/1

//

222


)34.6(2/

2

/

DDK

nE

fIL

TL

nEDDI

I

i

oS

S

io

より



120

したがって，ダイオードのリカバリ損失とリカバリノイズはリンギングチョーク形コンバータよりも大きくなります。ノイズが大き過ぎるときは，ソフトリカバリダイオードを使うなどの工夫が必要になります。図5.18はこの様子を図示したものですが，時刻t2でオフした後に電流が急激

にゼロに向かうために，回路の寄生インダクタンスに逆起電力が発生し，浮遊容量などと共振し図5.18のような振動が発生しノイズが放射されやすい状態になります。リンギングチョー

ク形コンバータでは出力ダイオード電流がゼロになってからスイッチがオンしますので，リカバリノイズはほとんどありません。


図６．１３フライバック形コンバータの出力ダイオード電流波形

2tオフ

逆バイアス印加

:

:

2

0

t

t

リカバリ電流

６．３フォワード形(オンオフ形)コンバータ

６．３．１フォワード形コンバータの動作原理と静特性

図６．１４フォワード形コンバータの構成

フォワード形コンバータは入力電圧をトランスで絶縁しダイオードを通してコイルに加えるようにしたものであり、動作は基本的に降圧形コンバータと同じである。スイッチがオフすると大きなキックバック電圧がスイッチ両端に発生するため，トランススナバーなどを使用して，スイッチに加わる電圧VQがスイッチの耐圧を超えないようにする必要があります。

•・降圧形コンバータを絶縁形にした回路 •・トランスが同極性。Qがオンしているときに • エネルギーを伝達する。 •・他励式で発振器が付いている。 •・周波数は一定でPWM制御する。 •・励磁電流が台形波


121

1 2

Q on off

D1 on off

D2 off on

表６．３フォワード形コンバータの動作状態

122


図６．１５フォワード形コンバータ

の動作波形

トランスTのキックバック電圧

Tの逆起電力によりTのインダクタンスと

分布容量が共振し発生する。

降圧形コンバータとの差

iD2


図６．１６フォワード形コンバータの各動作状態における等価回路


123

)39.6(

)38.6(2

1

2

1

)37.6(

2

oi

ii

i

off

i

off

on

iQP

oi

oL

oQP

oi

L

nEE

E

D

EE

T

TE

T

TEV

DTL

EnEI

n

iI

ni

DTL

EnEi

コイルL電流の変化分、スイッチのピーク電流、スイッチに加わるピーク電圧は以下となる。

以下にフォワード形コンバータの基本式を示す。

)36.6(

)35.6(1

2

n

ID

n

DE

E

II

E

EI

n

EDE

T

T

N

NE

oi　

i

o

o

i

o

i

i　i

on

o

oi

i

oi

iion

o

IDIE

EI

EDET

TE

　

降圧形コンバータと違うのは巻線比が入っていること。

降圧形

コンバータ

iQP EV 降圧形コンバータ

ＶＱＰはキックバック電圧が発生するので降圧形コンバータより大きくなる。

ＶＱＰはスナバー回路で変化し特定できないが、トランススナバーを除けばスイッチスナバー

(アクティブスナバ―)を採用したときが最も低く、式(6.39)の値になる。


124

降圧形コンバータとの相違点

スイッチスナバーを使用した時

)40.6()39.6(3

1iiQP

ii

off

oniQP E

N

NEV

D

EE

T

TEV

125


(a) CRD スナバー (b) CR スナバー (c) LC スナバー

(d) ダイオードスナバー (e) スイッチスナバー (f) トランススナバー

－

＋

－

＋

図６．１７主なスナバー回路

i

off

on ET

T

VQの振動を吸収する。

VQPの大きさを抑制する。

組合せて使います。

最も良く使われる。

126


iQPiiQP

ii

off

i

off

oniQP

EVNNEN

NEV

D

EE

T

TE

T

TEV

2)40.6(

)39.6(

31

3

1

トランススナバ―

スイッチスナバ―

図６．１８スイッチに加わるピーク電圧VQP

ダイオードスナバー（リーケージインダクタンス小）

(f)が良く使われるトランススナバーです。(a)～(d)のスナバーは対策効果が少なく、フォワード形コンバータに使用するときは主に(b)のCRスナバーと(d)のダイオードスナバーの両方を

組合せて使います。 CRスナバーでVQの振動を吸収し、ダイオードスナバーでVQPの大きさ

を抑制します。

127

６．非共振（矩形波）絶縁形コンバータスイッチやダイオードおよびコイルの抵抗を考慮に入れた実際の回路での出力電圧などを求めると，以下のようになります。ただし，オン期間の損失抵抗r1 とオフ期間の損失抵抗r2

は，トランス二次側での値です。

)42.6(1

1

)41.6(

/

/

,/

21

21

21

21

21

oo

i

oo

i

o

i

o

o

offon

o

o

o

oooo

offonooni

o

offonoonio

o

oLoffLLoonLLoi

RZn

EDZI

n

EDrI

n

EDE

Z

rrDDrT

TrTr

I

EZ

IEZZ

T

TrTrITnEE

TrTrITnETE

E

IITIrIETIrIEnE

なります。計算すると次のようにを用いて出力電圧を再となります。

よりは，ンスまた，出力インピーダ

ます。を求めると以下となりコンバータの出力電圧これよりフォワード形

　


降圧形コンバータに同じ

128

６．３．２電流不連続モードでの出力電圧など

出力電流が減少すると，コイルに流れる電流iL が不連続になります。その限度は以下と

なります。

動作が電流不連続モードになったときにコイル電流が最大値よりゼロに達するまでの時間をTdと不連続期間Δtは以下のように求められます。

出力電流を一定にして，時比率を小さくしていくと，コイル電流が不連続になります。そのときの時比率は，式(5.45) より以下のようになります。


)43.6(

2/

/

/222 L

T

nE

EnEET

nE

E

L

EnEDT

L

EnEiII

i

oio

i

ooioiLLo

)45.6(/

1/

1

)44.6(/

0/

DE

nET

E

EnEDTTTTTt

E

DTEnETT

L

EDT

L

EnE

o

i

o

oidon

o

oidd

ooi より

)46.6(/ nE

ED

i

o

また，電流不連続モードでの出力電流は式(6.47)となります。


ここで、とおくと式(6.43)と式(6.48)から電流不連続のときの昇降圧比Gと

電流不連続が発生する限界のKIが求められます。

129

)48.6(

/

21

///2

)47.6(2

////

2

/

2

)44.6()37.6(

2)/1(

2)(

2

1

2

2

2

nTED

LI

nEETDEnEnEILE

L

TD

E

EnEnEDT

L

EnE

E

nED

E

nED

iI

T

TTD

iTT

i

T

TTT

i

TI

i

o

iooiioo

o

oiioi

o

i

o

iLo

on

donLond

Lon

donL

o

より

めることができます。ードでの出力電圧を求さらに，電流不連続モ

を代入します。と式ここに，式

I

i

o KnE

LfI

/

)50.6(2

2/2

/

222

)49.6(2

1

11

/

21

11

/

21

/1

222

DDK

DD

nE

LfI

Lf

nEDDD

n

E

L

DTDT

L

EnEiII

D

Kn

nED

LfIn

nTED

LI

n

E

EG

I

i

oiioiLLo

I

i

o

i

oi

o

より，


降圧形コンバータ

との相違点


６．３．４フォワード形コンバータの特徴と用途

リンギングチョーク形コンバータやフライバック形コンバータは，オン期間にトランスに蓄えたエネルギーをオフ期間に放出することにより，トランスの二次側に電力を供給します。このため，供給できる電力には限度があります。一方，フォワード形コンバータはオンオン形コンバータとも呼ばれ，スイッチがオンしている期間にトランスの二次側に電力を供給します。そのため，リンギングチョーク形コンバータやフライバック形コンバータより出力電力を大きくすることができ，一般的には数十Wから1.5kW 程度まで広範囲に対応できます。

130

６．３．３動特性

動特性は変動率Sを除いて、出力インピーダンスZ，減衰時定数τは降圧形コンバータの式

に同じになります。しかし，トランスを使うためにすべての値はトランスの出力側(二次側)に

換算する必要があり，それぞれは以下となります。なお，制御機構の安定限界は降圧形

コンバータですので存在しません。


)53.6(1

2

1

1

)52.6(

11

,)51.6(1

2121

2

2

o

o

o

o

o

o

oi

o

CRL

Z

rZrDDrrrr

R

r

D

E

ZZ

ED

D

nE

ES

となります。

，また，換算した抵抗値です。はトランスの二次側にとただし，




出力

電圧

入力電流

(平均値)

コイル電流の

変化分

スイッチの

ピーク電流

スイッチ両端ピーク電圧

リンギングチョーク形

フライバック形

フォワード形

表６．８理想的な状態における非共振（矩形波）絶縁形コンバータの静特性など

Li QPi QPVoE

iI

n

E

D

D i　 n

I

D

D o

DTL

E

nD

I

P

io

2

DTL

EnE oi

n

ED i　

n

ID o

DT

L

EnEI

n

oi

o2

1

n

E

D

D i　 n

I

D

D o D

Ei

昇降圧形

DTL

E

P

iDT

L

nEDT

L

En

S

i

P

i /

昇降圧形

降圧形


131

６．４３方式の纏め

DTL

nEDT

L

En

S

i

P

i /

D

Ei

D

Ei

・リンギングチョーク形とフライバック形:昇降圧形であるために出力電圧が高いときに有利で

あり、可変幅も大きい

・キックバック電圧が発生するためにフォワード形のスイッチ電圧は非常に高い。

高く可変幅が大きい

高く可変幅が大きい

低いキックバック電圧

があり大きい。

132


昇降圧比平均損失

抵抗

出力インピーダンス

リプル電圧電力効率



フォワード形

表６．９実際の回路での非共振（矩形波）絶縁形コンバータの静特性など

oo RZnD

D

/1

11

oo RZnD

D

/1

11

oo RZnD

/1

11

21 rDDr

21 rDDr

21 rDDr

2D

r

2D

r

r

o

o

ECR

DT

o

o

ECR

DT

o

oR

rE

LC

TD 2

2

18

oo RZ /1

1

oo RZ /1

1

oo RZ /1

1

G r oZ oe

・リンギングチョーク形とフライバック形の昇降圧比は大きい。

・リンギングチョーク形とフライバック形の出力インピーダンスは大きい。

・フォワード形のリプル電圧は小さく、大電流の出力に適している。

大きい

大きい

小さい

高く、可変幅が大きい

高く、可変幅が大きい

低い

133


電流不連続の発生点出力電圧Eo

出力電流Io 時比率D


フォワード形

表６．１０理想的な状態における電流不連続の発生点と不連続モードでの出力電圧

KI 電流不連続の発生点昇降圧比G


フォワード形

表６．１１理想的な状態における電流不連続の発生点と不連続モードでの出力電圧

Soi

i

ooL

T

EnE

nEEI

2/

/2

L

T

E

nEEEI

i

oio

o2

oi

o

EnE

ED

/

So

i

L

TD

I

nE

2

/ 22

nE

ED

i

o

/

nTED

LI

nE

i

o

i

/

21

/

2

nE

fIL

i

oS

/

nE

fIL

i

oS

/

2

DDK I

2

DDK I

IK

D

n 2

1 2

2

21

11

D

Kn I

134


変動率S

出力インピーダンスZ 減衰時定数τ



フォワード形

表６．１２実際の回路での非共振（矩形波）絶縁形コンバータの動特性

io EES /

oEDDn

11

oEDDn

11

oED

D

n

21

o

o

o

RD

rDDr

DD

E

Z

2

211

o

o

o

RD

rDDr

DD

E

Z

2

211

o

o

o

R

r

D

E

Z

211

S

o

o

o

LL

D

E

CRL

ZD

ただし，

11

2

1

1

2

S

o

o

o

LL

D

E

CRL

ZD

ただし，

11

2

1

1

2

o

o

CRL

Z 1

2

1

1

６．１リンギングチョーク形コンバータにおいて入力電圧が低下すると自動的にデューティレシオ

Dが大きくなり出力電圧を一定にする。その理由についての図と式を示し説明せよ。

ヒント：一次巻線を流れる電流がどうなるかを考える。

６．２リンギングチョークコンバータとフライバック形コンバータを比較した場合、どのような得失

があるか説明せよ。

リンギングチョーク形コンバータフライバック形コンバータ

動作周波数変化する。固定

スイッチ電流の形状と大きさ

三角波、大きい台形

トランスの大きさフライバックより大きくなる。コア損失が少なく、また、周波数固

定のために小さくできる

出力電力小電力用、概ね150W以下。約30W以下は殆どがこの方式である。

小電力用、概ね30～250W以下

ノイズ周波数が変化するために

フライバック形より有利

二次側ダイオードのノイズが大きい

周波数が一定のために不利

第６章演習問題

135

７．共振絶縁形コンバータ

７．１電圧共振フライバック形コンバータ(1石電圧共振回路)

７．１．１電圧共振フライバック形コンバータの構成と一周期間の動作

図７．１電圧共振ﾌﾗｲﾊﾞｯｸ形ｺﾝﾊﾞｰﾀの構成

・ Lr：共振コイル(ｲﾝﾀﾞｸﾀﾝｽ)、トランスのリーケージを使うのが一般的。

・ Cr：共振コンデンサ・スイッチ両端に発生する共振電圧を二次側でピーク整流する。

・オン期間を変え、FM制御する。

・スイッチはターンオン・オフ時ZVS（Zero Voltage Switching）動作をする。

・高耐圧のスイッチ素子が必要になる。高耐圧のスイッチ素子が

できれば有効な回路です。

・ CRTテレビの高圧発生回路に使われていた。

136

1 2 3 4

Q/DQ off off on on

D off on on off

表７．１電圧共振ﾌﾗｲﾊﾞｯｸ形ｺﾝﾊﾞｰﾀ

の動作状態

注）2:共振期間

図７．２電圧共振フライバック形

コンバータの動作波形 137


GV

LV

Cri

Qi

Di

QCr VV QPV

oi nEE

oE

nEi /

PI

PI

■動作状態１

スイッチがオフしており、Crが励磁電流(ほぼ

定電流)で充電される。

■動作状態２

二次側ダイオードがオンする。トランス(LP)は

短絡状態で、LrとCrが共振する。

■動作状態３

スイッチ(DQ)がオンし、Crが短絡される。

■動作状態４

二次側ダイオードがオフし、ほぼ定電流が

トランスに流れる。

LV

QD

138


(c) 動作状態3 (d) 動作状態4

図７．３電圧共振フライバック形コンバータの各動作状態における等価回路


二次側ダイオードがオンする。

トランス(LP)は短絡状態で、

LrとCrが共振する。

スイッチがオンしCrが

短絡される。二次側ダイオードがオフし

ほぼ定電流がトランスに流れる。

Crが励磁電流(ほぼ定電流)

で充電される。

ここで、それぞれを以下のように定義し、各期間における電圧・電流を求める。

)6.7(1

1

)5.7(/

)4.7(/)(

)3.7(

)2.7(

)1.7(

22

2

1

2

1

n

IGIGIII

nE

E

E

EG

RnIEnI

ER

n

Ii

n

II

nEEN

NE

N

Nn

IL

o

ooiP

i

o

i

o

ooo

o

o

o

DD

o

o

ooo

PP

入出力電圧比：

抵抗負荷一次側換算荷出力

電流一次側換算ダイオード

一次側換算出力電流

，一次側換算出力電圧

を定電流とする。電流としてトランスの励磁


139

■動作状態2

ダイオードDが導通しており負荷に電力を供給しながら共振コイルLrと共振コンデンサCrが共振をしています。このとき、励磁インダクタンスLPは短絡される。共振コンデンサCrの電流・電圧、ダイオード電流は以下となる。この期間は共振コンデンサ両端電圧VCr がゼロになると、スイッチの寄生ダイオードDQがオンし終了します。

)10.7(sin

)9.7(cos1

cos1

)8.7(cos

1

1

1

1

ttZIEEVV

ttnIini

ttIiInii

ttIi

PoiQCr

PDD

PCrPDD

PCr

■動作状態1

時刻t0でゲート電圧がなくなりスイッチQはオフ状態にあります。共振コンデンサCrが励磁電流IPで充電される。このときの共振コンデンサ両端電圧VCrは定電流で充電されるために直線的に増加する。時刻t1でトランスの二次励磁インダクタンス電圧VLが出力電圧Eoに等しくなるとダイオードDが導通し、この期間は終了します。

がオンする。となり、で DEVtt

ttC

IVV

oL

r

PQCr

1

0 )7.7(


140

■動作状態3

スイッチQとダイオードDはオンしており，負荷に電力を供給し続けています。ダイオードDが

導通しているためにトランスの励磁インダクタンスは短絡されており，共振コイルのインダクタンスで決まる電流がスイッチの寄生ダイオードに流れ，時間に対して直線的に増加します。この電流はいずれ負から正になり寄生ダイオードがオフしますが，その前の時刻t3にゲート電圧VGが加えられるためにスイッチは継続して導通し，電流は流れ続けます。このときのスイッチ電流iQとダイオード電流iDは以下となります。なお，この期間はスイッチを流れる電流が励磁電流に等しくなると，ダイオードを流れる電流がゼロとなり終了します。

)13.7(

)12.7(

22

22

22

ttL

EEtinnIini

ttL

EEtiIiIi

ttL

EEtii

r

oi

QPDD

r

oi

QPQPD

r

oi

QQ


141

です。ただし，rrr

r

oPiCr

L

CLω,

C

LZ

En

ttZI

n

EVV

1

)11.7(sin 1

142

■動作状態4

ダイオードはオフしており，励磁インダクタンスが現れます。その結果，ほぼ一定の電流IPがスイッチに流れます。この期間はスイッチQのゲート電圧がなくなり終了します。

７．１．２スイッチのZVS条件

この電圧共振フライバックコンバータは出力電流が少ないと，動作状態2の期間においてスイッチ電圧（共振コンデンサの電圧）が負にならなくなり，スイッチがZVSできなくなります。ここでスイッチがZVSする条件を求めると以下のようになります。

式(7.10)において、最悪でものときにとなれば，ZVSできることになります。

)14.7(PQ Ii


　　Vttω Q 01sin 1

)15.7(

1

1

1

01

)6.7(

0

Z

EnI

Z

E

ZG

GE

ZG

EE

n

II

ZGIEEVV

ZIEEVV

i

o

iioio

o

ooiCrQ

PoiQCr

られる。これより、以下が求め

を代入する。これに式

)6.7(1

1

)10.7(sin

)

1

n

IGIGIII

ttZIEEVV

o

ooiP

PoiQCr

注－1

動作状態2の終わり、時刻t2において

143

７．１．３出力電圧の制御

次に動作周波数と入出力電圧比の関係について求める。先ず、時刻t1で


が得られます。

を代入して

ここで，

と求められます。

がが成り立ち，これより

)16.7(1

1

11

1

1

1

1

1

)(

)()(

01

01

01

0111

ZG

R

GGIZ

GEtt

G

GE

GEEE

Z

C

L

CL

C

GI

EEC

I

EECtt

tt

EEnEEttC

ItVtV

o

o

o

o

ooi

r

r

rr

r

o

oir

P

oir

oioi

r

PQCr


が得られます。となり，これより以下

を求めると，次側換算の出力電圧となります。ここで一

のの関係にあり，は動作波形より

となりますがを求めると，

が求められます。が成り立ち，これから

より

において次に時刻

1

0

2

1

1)()(

)18.7(1cos

2/3

ZG1coscos

)17.7(sin1

1

1sin

0sin

'''

2

12

1212

2

1212

1

12

12

12

12

2

t

t

t

tCrCroiioio

o

o

o

o

o

o

o

P

oi

PoiCrQ

dtVdtVT

EEEEEE

E

ZG

Rtt

tttt

Rtttt

ZG

Rtt

tt

ZG

R

ZIGG

GE

ZI

EEtt

ttZIEEVV

t

G

GEE

G

EEE oo

ooi

1)(注

144

1

0

2

1

1

0

2

1 )1(

11

)(

11

1 ''

't

t

t

tCrCr

i

t

t

t

tCrCr

oioi

o dtVdtVTGE

dtVdtVTEEG

G

EE

E


ここに、式(7.16)～式(7.18)を代入し整理すると式(7.19)が求められる。

2

'

''1

2'

'

'

1212

2

01

10

111sin1

2

1

)1(

11

1

11)6.7(

cos112)1(

11

sin)1(

11

1

1

0

2

1

ZG

RG

R

EZ

ZG

RGE

ZG

R

RC

GE

TGE

G

G

R

GEIGI

ttZI

ttGEC

ttI

TGE

dtttZIEEdtttC

I

TGEG

G

o

o

ooio

or

o

i

o

o

oP

Pi

r

P

i

t

t

t

tPoi

r

P

i

を代入する。，また、前述の式

145

です。は動作周波数は共振周波数，ここで，

を代入する。次に，

を代入する。ここで，

)/1(

)19.7(

11sin2

1

2

11sin22

11

2

1

11sin2

11

1

11sin1

2

11

1

1,

0

2

'

'

1

'0

2

'

'

1

'

0

0

2

'

'

1

'

2

'

'

1

2'

'

Tfff

ZG

R

R

ZG

ZG

R

ZG

RG

f

f

ZG

R

R

ZG

ZG

R

ZG

R

f

f

G

G

f

f

T

ZG

R

R

ZG

ZG

R

ZG

R

TG

G

ZG

R

R

ZG

ZG

R

ZG

R

R

ZG

TG

G

ZC

GE

E

o

o

oo

o

o

oo

o

o

oo

o

o

oo

o

ri

o


周波数比と昇降比を求めると次ページの図のようになる。 )/( 0ff G 146

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

o

o

o

o

o

o

i

o

i

o

rrr

r

RnI

En

I

ER

E

nE

E

Ex

CLf,

C

LZ

2

2

'

02

1

(注)

0ff

G

・動作周波数を下げるとオン期間が長くなり、出力電圧が上昇する。

・負荷が大きくなると動作周波数が低下し、小さくなると高くなる。

図７．４電圧共振フライバック形コンバータの出力特性

負荷大


147

148

７．１．４今後の展望

電圧共振フライバック形コンバータでは，高耐圧の素子が必要になります。高耐圧に

なると素子のオン抵抗が増加し，ZVS しているにもかかわらずスイッチの損失が増加

し，効率が下がってしまうことになります。耐圧が高く，しかもオン抵抗が低く速度の

速い素子が開発されれば，有効な回路になるでしょう。


149

Ci:電流共振コンデンサ、Cv:電圧共振コンデンサ

・ハーフブリッジ構成・電流共振コンデンサと電圧共振コンデンサが付いている。・二次側は全波整流。・Ｑ1とＱ2が交互にDuty50%でオンオフする。・出力電流(励磁電流)が共振し正弦波になる・Ｑ1,Ｑ2はZVS動作している。 ZVS : Zero Voltage Switching ・出力電圧はFM制御。・効率が比較的に良く、ノイズも少ない。

ie

７．共振絶縁形コンバータ７．２電流共振形コンバータ：SMZ ( Soft-switched Multi-resonant Zero-cross)コンバータ７．２．１電流共振形コンバータの動作原理

図７．５電流共振形コンバータの構成

ie

150


ダクタンス：一次リーケージイン

ンス：一次励磁インダクタ

：共振電圧電圧，：励磁インダクタンス

電圧，：電流共振コンデンサ

1

11

)21.7(

22

)20.7(2

S

P

CiLP

Ci

j

Ci

i

SP

PCi

i

i

SP

PLP

Cii

Ci

L

L

VV

V

VE

LL

LV

EE

LL

LV

VE

V

励磁インダクタンスLPには，電圧（ Ei / 2+ΔVciεjπ）を励磁インダクタンスLPとリーケージイン

ダクタンスLS1とでインピーダンス分割した電圧VLPが発生します。このときの励磁インダクタンスに発生する電圧を式(7.21)に示します。式(7.21)において，動作周波数がインダクタンス（LP+LS1）と電流共振コンデンサCiの共振周波数f1付近になると，共振電圧ΔVciε

jπが最大になるためにVLPも最大になります。また，動作周波数が非常に高くなると電流共振コンデンサCiが短絡状態になるために，共振電圧ΔVciε

jπがゼロになりVLPは最低値になります。このときの出力電圧はVLPに比例して変化するために，動作周波数に対して図6.10

のように変化します。電流共振形コンバータはこの特性を利用して出力電圧を周波数制御します。

Q1オン、無負荷時の等価回路

iE

PL

1SL

iC

ei

CiV

LPV1LSV

151


図７．６電流共振形コンバータの出力特性

fが動作周波数を，f1がインダクタンス(LP+LS1)と電流共振コンデンサCiの共振周波数を意

味しています。出力電流があるときは，一周期間の一部の期間で出力ダイオードが導通し一次励磁インダクタンスが短絡されるために，共振周波数は高くなります。

iSP CLLf

1

12

1

一次励磁インダクタンスに発生する電圧

0

12 SP

Pi

LL

LE

T

LPV

2/T

1SP

Pj

CiLL

LV

152

７．２．２一周期間の動作

一周期間の動作は６つに分けられる。


1 2 3 4 5 6

Q1 on on off off off off

Q2 off off off on on off

D1 on off off off off off

D2 off off off on off off

表７．２電流共振形コンバータの動作状態

注）動作状態3,6：デッドタイム期間，

電圧共振期間

C

153


2t0t 1t 3t T

0

0

0

0

0

Eｉ / 2

0

0

VG1

VG２

VCi

VLＰ

ie+iD/n

iD=iD1+iD2

VDS１

VDS２

Ei

Ei

4t 5t

1 2 3 4 5 6

ZVS

ZCS

ZVS

2

1

G

G

V

V

2

1

21

/

DS

DS

DDD

De

LP

Ci

V

V

iii

nii

V

V

図７．７電流共振形コンバータの動作波形



(c) 動作状態3 (d) 動作状態4 154

155


(e) 動作状態5 (f) 動作状態6

図７．８電流共振形コンバータの各動作状態における等価回路形

LS1：一次リーケージインダクタンス，LS2´：一次換算の二次リーケージインダクタンス，LP：一次励磁

インダクタンス，Ci：電流共振コンデンサを，ie：励磁電流を，iD/n：一次換算のダイオード電流，

C´，Ro´：一次換算のコンデンサと出力抵抗

電流の向きは実際に流れている方向に書いてありますが，動作状態1と動作状態4の期間において，

電流(ie+iD/n)が図の方向と逆に流れる期間があります。ご注意ください。

156


)25.7()/(

2/

)/(2/0)(

)24.7()/(

2/

)/(2/

)/()(

)23.7(,)22.7(1

21

1

21

1

43

11

1

11

1

11

1

10

00

dt

nidLVE

LL

L

dt

nidLVE

LL

LttV

dt

nidLVE

LL

L

dt

nidLVE

LL

L

dt

nidLVE

LL

LttV

C

LZ

CL

DSCii

SP

P

DSCii

SP

PLP

DS

j

Cii

SP

P

DSCii

SP

PDSCii

SP

PLP

i

S

iS

～

～

■動作状態1，4

スイッチがオン状態にあります。励磁インダクタンスLP及びリーケージインダクタンスLs1，

LS2´と電流共振コンデンサCiが共振しており，ダイオードを通して負荷に電力を供給して

います。このとき，ダイオード電流iD1/nのピーク値はリーケージインダクタンス(LS1+ LS2´)に

よって制限されます。励磁インダクタンスの電圧VLPは直流電圧に共振電圧が加算される

ために，出力電圧は共振電圧により昇圧されることになります。この期間の共振周波数ω0，

共振回路のインピーダンスZ0，励磁インダクタンスの電圧VLPは以下のようになります。

なお，式中のΔVCiは共振電圧を意味します。

)33.7()1

1

1

SP

SP

SSLL

LLLL

注

無負荷時よりもこの分

低下する。

157


■ 動作状態2，5

励磁インダクタンスLP及びリーケージインダクタンスLs1と電流共振コンデンサCiが共振しており，出力電圧が共振電圧（ΔVci）の分，昇圧されます。この期間の共振周波数ω1，共振回路のインピーダンスZ1，励磁インダクタンスの電圧VLPは以下のようになります。

)29.7(2/2/0)(

)28.7(2/

2/)(

)27.7(,)26.7(1

11

54

1

11

21

1

1

1

1

Cii

SP

PCii

SP

PLP

j

Cii

SP

P

Cii

SP

PCii

SP

PLP

i

SP

iSP

VELL

LVE

LL

LttV

VELL

L

VELL

LVE

LL

LttV

C

LLZ

CLL

～

～

158


■動作状態3，6

スイッチQ1，Q2はオフ状態にあります。励磁インダクタンスLP及びリーケージインダクタンスLs1と電流共振コンデンサCi及び電圧共振コンデンサCVが共振しており，これを利用してスイッチQ1，Q2をZVSさせることができます。この期間の共振周波数ω2，共振回路のインピーダンスZ2，励磁インダクタンスの電圧VLPは以下のようになります。ただし，CV<<Ciです。

)31.7(

)30.7(11

1

2

1

1

2

2

V

SP

iV

VSP

Vi

Vi

SP

C

LLZ

CCCLL

CC

CCLL

t0 t1 t2 t3 t4 t5

Q1 on off

Q2 on off

表７．３電流共振形コンバータのZVS動作点

159

７．２．３出力電圧の制御

次に昇降圧比Gを交流近似解析により求めます。トランスの一次巻線には0～T/2 期間はEi/2 が，T/2～T 期間は−Ei/2 が加わっており，この電圧が入力電圧になります。この矩形波電圧をフーリエ展開して基本波を取り出すと，振幅が2Ei/π の交流電圧になります。交流近似解析では，このように矩形波電圧を交流に変換し，交流に対する等価回路から昇降圧比を近似します。


図７．９入力電圧の交流への変換

0

2

iE

T

iV

i

im

EV

2

2/T

)32.7(sin2

sin

5sin5

13sin

3

1sin

25sin

5

13sin

3

1sin

4

2

tE

tVV

tttE

tttE

V

i

imi

ii

i

ります。，入力電圧は以下とな基本波だけを考えると

。ます展開でき以下のようにフーリエな矩形波電圧とすると図のよう下入力電圧を

電流共振コンデンサを無限大としたときの入力電圧

160

先ず図7.5より交流近似解析における等価回路を求めると下図のようになります。


PL

1SL

iC

ACoR

iV

oV

12 SS LL

iC

ACoR

iV

oV

SL

PL

(a) 等価回路1 (b) 等価回路2

図７．１０電流共振形コンバータの交流近似解析における等価回路

交流出力抵抗

クタンス二次リーケージインダ

一次側換算の

クタンス一次リーケージインダ

共振コンデンサ

励磁インダクタンス

交流出力電圧

交流入力電圧

:

:

:

:

:

:

:

AC-

2

1

o

S

S

i

P

o

i

R

L

L

C

L

V

V

参照してください。詳細は次ページ以降を

)34.7(

)33.7(

1

1

1

1

1

SP

SP

PP

SP

SP

SS

LL

LLLL

LL

LLLL

161


)34.7(

)(),(10.7

)(10.7

1

)33.7(

1)(10.7

1

1

1

1

111

1

1

1

1

1

2

2

1

SP

SP

P

SP

SP

SSPSSPP

P

SPPSACo

SP

ACo

SP

SP

S

SP

SP

SS

S

ACo

LL

LLL

LL

LLLLLLLLL

L

LLLLRba

b

LL

R

LL

LLL

LL

LLLL

L

Ra

す。を求めることができます。これより，

が成り立ちまが開路状態のときはにおいて，図

になります。求めると図簡易化した等価回路を

，さらに周期間の平均をとってより，となります。このことダクタンスは

成インが開路状態にとき，合で力ダイオードが非導通となります。また，出

とすると，合成インダクタンスを短絡され，このときの

は抗ドが導通すると交流抵において出力ダイオーの等価回路図


162

0T

ooom In

II22

'

nII oo '

t

oi

2/T

oo

om

nEEV

44 '

0oo nEE '

T

oV

t2/T

ここで、交流出力抵抗を求めておきます。

(a) 出力電圧の交流変換 (b) 出力電流の交流変換

電圧・電流はすべて一次側に換算したものになっています。

図７．１１出力電圧・電流の交流への変換

)37.7(81.08824

)36.7(22

2

)35.7(sin4

sin4

sin

)(

)(

22

2

2

2

''

'

DCoDCo

o

o

o

o

om

omACo

ooomom

o

o

oo

omo

RnRnI

En

I

nnE

I

VR

Ｉn

IIIn

II

tnE

tE

tVV

b

a

ます。抗を求めることができこれより，交流出力抵

より

のようになります。波電流は同図また，出力電流の基本

のようになります。けを取り出すと下図のーリエ展開し基本波だ矩形波の出力電圧をフ

163

次に図7.10(a)における昇降圧比Gを求めます。

します。

とおき，等式を整理，，，，

を代入します。ここで，

0

1

1

2

1

2

0

1

1

1

1

1

1

2

11

2

2

111

1

1

11

1

1

1

1

11

11

)(1

)(1

1

)(1

1

f

fy

L

LK

CLLCLLL

LLLL

LL

LLLCLLjRCLL

RCL

LjRLjLLjRCj

Lj

RLj

RLLjR

Lj

LLjR

LjRLj

CjLj

V

VG

LLjR

LjRLj

CjLjZ

RLLjR

Lj

Z

V

VV

VG

S

P

iSPiSSP

SP

SS

SP

SP

SiSPACoiSP

ACoiP

SACoPSPACo

i

S

ACoP

ACo

SPACo

P

SPACo

SACoP

i

S

i

i

SPACo

SACoP

i

ST

ACo

SPACo

P

T

i

ii

o


P L

1 S L

i C

AC o R

i V

o V

1 2 S S L L

ii

164

です。，ただし，

下のようになりますの絶対値は最終的に以したがって、

iSPiS

ACo

SP

ACo

SP

ACo

SPSPACo

ACo

iSSPACoiSP

ACoiS

CLLf

CLf

yR

LLf

yf

f

KG

G

yR

LLj

yf

f

K

RLLj

K

LLjR

RK

CLLLjRCLL

RCLKG

1

10

22

1

22

2

1

2

0

1

2

1

2

2

1

2

0

1

2

2

0

12

2

0

2

1

2

0

1

2

0

2

12

1

2

2

0

2

1

2

11

2

2

1

2

1

2

1

)39.7(

11

21

)38.7(

11

1

11

11

11


165

さらに，図7.10(b)の等価回路における昇降圧比Gを求めると以下のようになります。

す。とおき等式を整理しま

を代入します。ここで，

S

i

ACo

ACo

i

S

SP

SP

P

SP

SP

S

P

S

oiS

ACoiPPACoiS

ACoiP

ACoPPACo

i

S

ACoP

iPACo

ACoP

S

ACo

PACo

Pi

i

iPACo

ACoP

ST

ACo

PACo

P

T

i

ii

o

L

CR

Z

RQ

C

LZ

LL

LLL

LL

LLL

L

LK

f

fy

CLf

RCLLjRCL

RCL

RLjLjRCj

Lj

RLj

CjLjR

RLjLj

RLjR

LjV

VG

CjLjR

RLjLjZ

RLjR

Lj

Z

V

VV

VG

0

0

1

1

1

1

120

22

2

,,,,2

1

1

11

1

1

1


i C

AC o R

i V

o V

S L

P L

ii

166

)41.7(

111

1

.40)711

1

1

11

11

11

1

1

2

2

2

2

22

2

22

2

22

2

2

2

2

2

2

2

2

2

2

2

2

2

2

222

2

2

2

2

0

22

0

2

2

2

0

2

22

0

2

2

yy

Qy

KK

G

yy

Qj

y

KKy

Q

yjKKy

y

yQ

yjKy

y

yC

L

R

CLjKy

yG

yR

LjKy

y

yR

KLjKy

y

KRffLjRff

KRff

LRLCLLjRff

LRLCLG

i

S

ACo

iS

ACo

S

ACo

P

ACoPACo

ACo

SACoPiSPACo

SACoPiS

。終的に以下となります昇降圧比の絶対値は最

（


167

式（７．４１）で与えられるG は、ｙ＝１、つまり動作周波数ｆがｆ０に等しい時にＱの大きさに関係なく１になる。また、動作周波数ｆがｆ０より高い時は１未満になり、低い時は１を超えた値になる。

LS1/LPを０．１６～０．２４まで０．０４刻みに変化させたときの、ｙ（=ｆ/ｆ０）に対するGの変化を図７．１３以降に示す。この特性を利用して出力電圧が制御される。

1*

1

1

0

0

0

Gff

Gff

Gff

になります。～自己インダクタンス

ンスリーケージインダクタ

はのとき、～励磁インダクタンス

ンスリーケージインダクタ

注

194.0138.0:

24.016.0

)

1

1

1

11

SP

S

SP

S

P

S

LL

L

LL

L

L

L


PS LL /1

2K

図７．１２リーケージインダクタンスの比率と定数Ｋ2

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

0 0.1 0.2 0.3 0.4

Ls1/Lp 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2

K2 0.0404 0.0816 0.1236 0.1664 0.21 0.2544 0.2996 0.3456 0.3924 0.44

Ls1/Lp 0.22 0.24 0.26 0.28 0.3 0.32 0.34 0.36 0.38 0.4

K2 0.4884 0.5376 0.5876 0.6384 0.69 0.7424 0.7956 0.8496 0.9044 0.96

P

S

SP

SP

PP

SP

SP

SS

L

LK

LL

LLLL

LL

LLLL

2

1

1

1

1

1

７．共振絶縁形コンバータ表７．４

168

3456.0,16.01 KLL PS

図７．１３入出力電圧比の周波数特性（出力電圧特性）

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2

Ｇ

y=f/fo

Q=100

Q=20

Q=10

Q=9

Q=8

Q=7

Q=6

Q=5

Q=4

Q=3

Q=2

Q=1


S

i

ACo

ACo

L

CR

Z

RQ

0

169

44.0,2.01 KLL PS

図７．１４入出力電圧比の周波数特性（出力電圧特性）

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2

Ｇ

y=f/fo

Q=100

Q=20

Q=10

Q=9

Q=8

Q=7

Q=6

Q=5

Q=4

Q=3

Q=2

Q=1


170

5376.0,42.01 KLL PS

図７．１５入出力電圧比の周波数特性（出力電圧特性）

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2

Ｇ

y=f/fo

Q=100

Q=20

Q=10

Q=9

Q=8

Q=7

Q=6

Q=5

Q=4

Q=3

Q=2

Q=1


171

172

７．２．４電流共振形コンバータの特徴

電流共振形コンバータは以下に述べる特徴があり，広範囲にいろいろな電気及び電子機器

に使用されています。

① 一周期間に2回エネルギーの伝達が行われるために，トランスの利用率が上がり小型化

ができます。リンギングチョーク形コンバータ(RCC)に比べコアサイズで2ランク程度小さく

できます。

②ハーフブリッジ形であるために，1つのスイッチに加わる電圧は入力電圧以上にはならず，

したがって耐圧はリンギングチョーク形コンバータより低くて済み，オン抵抗により発生す

る損失を少なくできます。

③Q1とQ2がZVSしているためにスイッチング損失が少なく，効率が比較的に良い（RCC比2％

程度以上）。ただし，負荷に関係なく大きな励磁電流が流れているために，軽負荷のときの

効率はあまり良くありません。

④D1とD2がZCSしているためにスイッチング損失が少なく，リカバリノイズが小さい。

⑤トランスやQ1，Q2の放熱板が小さくでき，基板面積が少なくなります。

以上のような長所を持っていますが，反面，以下に述べる欠点があります。

⑥ 二次側が全波整流になっているために，トランスから供給できる電源の数が限定され，

多出力が取れません。


173

⑦共振はずれ現象（励磁電流の共振周波数よりQ1とQ2の動作周波数が下がってしまい，同期が外れる現象）を起こすと出力段に貫通電流が流れ，Q1とQ2が破壊します。現在ではパルス・バイ・パルス方式で共振はずれを検出して，動作周波数が共振周波数より低くならないようにしています。 ⑧ コストがやや高い。 ⑨ トランスの励磁電流は共振電流であるが，この電流に対してQ1とQ2はZCSしてなく，また， MOSFETを使っているために切れが速く，ある程度の輻射ノイズが発生します。


174

+

+

Q3

Q4

R2

Eo

T

R7

R3 R5

R4

R3D9

D8

D2

Q1

C2

C2

Ei

D10

RoLS

C4

C4

C3

P

D10

D11

R2

R6R4

R7QCr

R1

C

C/D

Amp

D3

D4

R5

D

７．共振絶縁形コンバータ７．３部分共振形コンバータ

0t

1 2 3

1t T

0

0

0

0

0

0

PP Ii

VL

VCr=VQ

一次励磁電流

iQ

iD

VG

oI

t

QPi

iI

nI L

nEi /

oE

QPV

2t

図７．１５部分共振形コンバータの構成と動作波形

175

動作状態1 動作状態2 動作状態3

Q on off off

D off on off

表７．５部分共振形コンバータの動作状態


構成は基本的にＲＣＣに同じすが、スイッチと並列に新たに共振コンデンサCrを設けてい

る。出力のダイオードがオフした後、スイッチを直ぐにオンさせずトランスの一次巻線インダクタンスL1と共振コンデンサCrで共振させる。その結果、メインスイッチの電圧ＶＱが共

振により徐々に低下し、最低値になったところでスイッチのゲート信号を供給しオンさせる。この動作により、スイッチング損失が少なくなり、効率が上がります。また、ノイズが少なくなります。しかし、ゲート信号を遅らせる回路が必要になり、その分部品点数が多くなります。

７．１電圧共振フライバック形コンバータにおいて動作周波数が下がると出力電圧が上がる。

その理由を式と図を書いて説明せよ。

７．２ SMZ ( Soft-switched Multi-resonant Zero-cross )コンバータにおいて動作周波数を

上げると入出力電圧比xが1に近づくが、何故か？

i

o

V

Vx

176

第７章演習問題

END

177

178

レポートの課題 1.チョッパ方式非絶縁形コンバータの三方式について出力特性(時比率に対する出力電圧) とそれぞれの方式の特徴および用途について説明しなさい。 2.共振形スイッチング電源が開発された一番の理由について説明しなさい。また、電流共振形コンバータが広く使われていますが、その特徴について説明しなさい。 3.リンギングチョーク形コンバータとフライバック形コンバータを比較した場合、どのような得失があるか説明しなさい。提出期限２０１６年８月８日（月）１４時までに３号館１Fの EL事務室に提出してください。

付録:演習問題の解答

１．１現在は集中型発電が主であるが、交流による送配電が行われている。

その主たる理由は何か?

２．１スイッチング電源回路にはいろいろな機器に使われている。どのような事が必要と

されるか？

・高い信頼性

・安全性

・高効率、低消費電力(動作時及び待機時の電力)

・高性能

・小型、軽量

・低コスト

・低ノイズ

179

発電所から高電圧で送電し電流を減らすことにより、送電損失を少なくしています。

送電を開始した当時には直流を変圧する技術がなく，容易に変圧できる交流送電

が採用されました。

３．１（）内に適当な言葉を入れなさい。

４．１ POL(Point of load)電源として最も多く使われている方式はどれか？

また、それはどういう理由からか？

ICの微細化が進み電源電圧が低下している。そのために負荷(IC)の近くに降圧形

コンバータを配置し、配線等による電圧降下でICが不動作になるのを防いでいる。

① シリーズレギュレータ

② スイッチングレギュレータ

③ デューティレシオ（時比率）

④ スイッチング周波数（周波数）

⑤ パルス幅制御(PWM：Pulse Width Modulation)

⑥ 周波数制御(FM：Frequency Modulation)

⑦ オン（オフ）

⑧ オフ（オン）


180

４．２プッシュプル形、ハーフブリッジ形、フルブリッジ形の使い方の差について説明せよ。

ただし、各方式の出力電圧とスイッチに加わる電圧は以下となっている。４．３スイッチング周波数を上げるとトランス等小形化できるが、スイッチング損失が増えて

しまう。そこで、これを解決するためにスイッチング損失を減らす技術として考え出され

たコンバータとは何か? また、どのような技術か?

プッシュプル形ハーフブリッジ形フルブリッジ形

用途

n

DEi　2oE

n

DEi　

n

DEi　2

QPViE2 iE iE

・入力電圧が低い時

・主に中～大電力用 (数100W～数kW)

・入力電圧が高い時

・フルブリッジ形よりも

出力電力が低い時

・入力電圧が高い時

・ハーフブリッジ形よりも

出力電力が大きい時

表Ａ４．１

P40,41参照


181

HH

L

kHzs

fssT

AI

AL

T

E

EEEDT

L

EEiI

sTkHzfLVEVE

o

i

ooioiLo

oi

6.158.0

5.12

1258

18108.0

8.0

0.1105.122

1010

10

55

222

10,100,5.12,5,10

6

6

る。ンスを上げる必要があ②コイルのインダクタ

①周波数を上げるか

ために、になってしまう。そのに減った場合は不連続＝したがって、

で不連続になる。

らないようにする。も小さくし不連続になが減ったら右辺 Lo

oiLo

iI

DTL

EEiI

22


５．１降圧形コンバータにおいて負荷電流の最小値が１Ａから０．８Ａに減少した。

電流不連続を起こさないようにするためにはどうしたら良いか？

ただし、負荷電流が１Ａのときの条件を以下とする。

５．２昇降圧形コンバータにおいてデューティレシオ（Ｄ）が0.2と0.5におけるEo/Eiを求めよ。

182

D 0.5 0.45 0.4 0.35 0.3 0.25 0.2

D‘=1-D 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0.8

r 0.065 0.0635 0.062 0.0605 0.059 0.0575 0.056

Zo 0.26 0.209917 0.172222 0.143195 0.120408 0.102222 0.0875

Zo/Ro 0.104 0.083967 0.068889 0.057278 0.048163 0.040889 0.035

1+Zo/Ro 1.104 1.083967 1.068889 1.057278 1.048163 1.040889 1.035

G=Eo/Ei 0.905797 0.754803 0.623701 0.50929 0.408879 0.320239 0.241546

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

0.2 0.3 0.4 0.5ooi

o

o

RZD

D

E

EG

D

rZ

rDDrr

/1

1

1

2

21

i

o

E

EG

D

図A5.2 デューティレシオと昇降圧比Ｇ

表A5.1 デューティレシオと昇降圧比Ｇ

05.003.002.0

08.003.005.0

2

1

LD

LQ

rrr

rrr


5.2,02.0

,03.0,05.0,12

oD

LQi

Rr

rrVE条件：

183

入力電圧が変化すると出力電圧が一定になるようにオンデューティが変化する。

その結果、周波数も変化する。また、出力電力が一定であるためにIPも変化する。

例えば、入力電圧が低下すると上図のようにオン期間が伸び周波数が低下する。

周波数が低下するとスイッチング1サイクル当たりの電力が増えるためにIPが上図の

ように増加する。

図A6.1 入力電圧低下時のトランスの励磁電流

T

T

PI

onT

PI

onT

Jf

PTP

ILW

ADTL

ET

L

EI

o

oPP

P

i

on

P

i

P

2

2

６．１リンギングチョーク形コンバータにおいて入力電圧が低下すると自動的にデューティレシオ

Dが大きくなり出力電圧を一定にする。その理由についての図と式を示し説明せよ。

ヒント：一次巻線を流れる電流がどうなるかを考える。


184

リンギングチョーク形コンバータフライバック形コンバータ

動作周波数変化する。固定

スイッチ電流の形状と大きさ

三角波、大きい台形

トランスの大きさフライバックより大きくなる。コア損失が少なく、また、周波数固

定のために小さくできる

出力電力小電力用、概ね150W以下。約30W以下は殆どがこの方式である。

小電力用、概ね30～250W以下

ノイズ周波数が変化するために

フライバック形より有利

二次側ダイオードのノイズが大きい

周波数が一定のために不利

表A6.1 リンギングチョークコンバータとフライバック形コンバータの比較


６．２リンギングチョークコンバータとフライバック形コンバータを比較した場合、どのような

得失があるか説明せよ。

185

T

iE

0T

iE

0

iPT EVV

一定:rt

i

r

i

rr

rii

T

riTrPi

Etf

Et

T

t

tETEV

tEVtVTE

11

1

)(

0f

TV

図A7.1 電圧共振フライバック形コンバータの動作周波数と出力電圧

(A5.1)

PV

付録:演習問題の解答７．１電圧共振フライバック形コンバータにおいて動作周波数が下がると出力電圧が上がる。

その理由を式と図を書いて説明せよ。

186

７．２ SMZ ( Soft-switched Multi-resonant Zero-cross )コンバータにおいて、動作周波数を

上げると昇降り電圧比Gが1に近づくが、何故か

となる。とすると

に近づく。がが小さくなりりは徐々に短絡状態となるとここて、周波数が上が

となる。

とすると、無負荷であり

1

1

1

121

121

1

1

2/1

2/0/

/2/

2

SP

P

j

Cii

i

j

Ci

SP

P

i

o

j

Cii

SP

Po

DSS

DSS

j

Cii

SP

Po

ii

LL

LGf

GVC

E

V

LL

L

V

VG

VELL

LV

dt

nidLL

dt

nidLLVE

LL

LV

EV


187

スイッチング電源の原理 中級 - gunma university...交流電圧 直流電圧...

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