lt1939 モノリシック2a...

LT1939

11939f

標準的応用例

モノリシック2A降圧レギュレータおよび

リニア・レギュレータ/コントローラ

デュアル降圧コンバータ出力電圧リップルスイッチング・コンバータの効率

6.8µH0.47µF

22µF

22µF

42.2k

8.06k

2.2µF

0.47µF

VIN6V TO 25V

40.2k

53.6k330pF

1939 TA01a

VOUT15V1A

VOUT23.3V1A

BAT54

B240A

BSTVIN

SW

FB

SHDNSS

LT1939

RT/SYNCVC

LDRV

LFB

PGPG

8.06k

24.9k1k

LOAD CURRENT (A)0

EFFI

CIEN

CY (%

)

90

85

80

75

70

65

60

55

501.6

1939 TA01b

0.4 0.8 1.2 2.01.40.2 0.6 1.0 1.8

VIN = 12VIOUT2 = 0AFREQUENCY = 800kHz

500ns/DIV 1939 TA01c

VOUT1 = 5V AT 1AAC COUPLED

2mV/DIV

VOUT2 = 3.3V AT 1AAC COUPLED

2mV/DIV

特長広い入力電圧範囲：3V～25V 入力電圧の全範囲にわたる短絡保護 2Aの出力電流が可能調整可能/同期可能な固定周波数動作：250kHz～2.2MHz ソフトスタート/トラッキング機能最小0.8Vまで調整可能な出力 13mA出力が可能な可変リニア・レギュレータ/ドライバコンプリメンタリ出力を備えたパワーグッド・コンパレータ低いシャットダウン電流：12µA 熱特性が改善された3mm×3mm DFNパッケージ

アプリケーション車載バッテリの安定化産業用制御 ACアダプタ・トランスの安定化分配電源の安定化

概要LT®1939は2.3Aスイッチを内蔵した電流モードPWM降圧DC/DCコンバータです。LT1939は入力電圧範囲が3V～25Vと広く、車載バッテリ、産業用電源、安定化されていないACアダプタなど様な々電源を安定化するのに適しています。

抵抗で設定可能な250kHz～2.2MHzの周波数範囲と同期機能により、効率と外付け部品サイズ間の最適化が可能です。サイクルごとの電流制限、周波数フォールドバック、サーマル・シャットダウンによって短絡出力からデバイスを保護します。ソフトスタート機能は出力電圧のランプ・レートを制御して起動時の入力電流サージをなくすとともに、出力トラッキングも行います。

LT1939はフィードバック制御付きのNPNトランジスタを内蔵しています。このトランジスタはリニア・レギュレータまたはリニア・レギュレータ・コントローラとして設定可能です。

低電流(<12µA)のシャットダウン・モードにより、バッテリ駆動システムのパワーマネージメントが容易になります。、LT、LTCおよびLTMはリニアテクノロジー社の登録商標です。

他の全ての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。

LT1939

21939f

ピン配置絶対最大定格(Note 1) VIN、PG、PGの動作 ...................................................25V/-0.3V SW ........................................................................................ VIN BST ...........................................................................45V/-0.3V SWを超えるBSTピン ........................................................... 25V LDRV、SHDN ........................................................................ 15V FB、LFB、RT/SYNC .................................................................. 5V SS、VC ................................................................................. 2.5V 動作接合部温度範囲 (Note 2、6) 　LT1939EDD ....................................................-40～125　LT1939IDD .....................................................-40～125保存温度範囲...................................................-65～150

TOP VIEW

DD PACKAGE12-LEAD (3mm × 3mm) PLASTIC DFN

12

13

11

8

9

104

5

3

2

1 SW

BST

LDRV

LFB

FB

PG

VIN

SHDN

SS

PG

VC

RT/SYNC 6 7

θJA = 45°C/W, θJC(PAD) = 10°C/W

EXPOSED PAD (PIN 13) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB

鉛フリー仕様テープアンドリールデバイスのマーキング* パッケージ温度範囲LT1939EDD#PBFLT1939IDD#PBF

LT1939EDD#TRPBFLT1939IDD#TRPBF

LDJZLDJZ

12-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN12-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN

–40°C to 125°C–40°C to 125°C

より広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社へお問い合わせください。　*温度等級は出荷時のコンテナのラベルで識別されます。鉛ベースの非標準仕様の製品の詳細については、弊社へお問い合わせください。鉛フリー製品のマーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。

PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

SHDN Threshold 710 760 780 mV

SHDN Source Current 1.5 2.5 3.5 µA

SHDN Current Hysterisis 1.25 2 3.25 µA

Minimum Input Voltage (Note 3) VFB = 0V 2.4 2.8 V

Supply Shutdown Current VSHDN = 0V 12 30 µA

Supply Quiescent Current VFB = 0.9V 2.5 3.5 mA

FB Voltage VVC = 1V VVC = 0.6V to 1.6V, VIN = 3V to 25V

0.784 0.776

0.8 0.8

0.816 0.824

V V

FB Bias Current VFB = 0.8V, VVC = 1V 50 150 nA

Error Amplifier gm VVC = 1V, IVC = ±10µA 150 250 350 µmho

Error Amplifier Source Current VFB = 0.6V, VVC = 1V 12 16 20 µA

Error Amplifier Sink Current VFB = 1V, VVC = 1V 14 18 22 µA

Error Amplifier High Clamp VFB = 0.6V 1.8 2.0 2.2 V

Error Amplifier Switching Threshold VFB = 0.6V 0.6 0.8 1.0 V

SS Source Current VSHDN = 1V, VSS = 0.4V, VFB = 0.9V 2.25 2.75 3.75 µA

発注情報

電気的特性は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTJ=25での値。注記がない限り、VVIN = 15V、VRT/SYNC = 2V。

LT1939

31939f

PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

SS Sink Current VFB = 0V, VSS = 2V 300 600 900 µA

SS POR Sink Current (Note 4) VFB = 0V, VSS = 2V, Cycle SHDN 400 600 800 µA

SS POR Threshold VFB = 0V 50 100 150 mV

SS to FB Offset (VSS – VFB) VVC = 1V, VSS = 0.4V 70 100 120 mV

PG/PG Leakage VFB = 0.9V/0.7V, VPG/VPG = 25V 0.1 1 µA

PG/ PG Threshold VPG = 0.4V 0.685 0.708 0.730 V

PG/ PG Hysteresis VPG = 0.4V 20 30 40 mV

PG Sink Current VPG = 0.4V, VFB = 0.7V 250 500 750 µA

PG Sink Current VPG = 0.4V, VFB = 0.9V 500 800 1100 µA

RT/SYNC Reference Voltage VFB1/2 = 0.9V, RRT/SYNC = 15k 0.75 0.850 0.975 V

Switching Frequency RRT/SYNC = 90.9k RRT/SYNC = 90.9k RRT/SYNC = 15k

450 425 2

500 500 2.4

550 625 2.8

kHz kHz

MHz

SYNC Frequency Range 250 2500 kHz

Minimum Switch On Time VFB = 0.7V, RRT/SYNC = 90.9k 140 ns

Minimum Switch Off Time VFB = 0.7V, RRT/SYNC = 90.9k 120 ns

Switch Leakage Current VSW = 0V 1 10 µA

Switch Saturation Voltage ISW = 2A, VBST = 18V, VFB = 0.7V 450 mV

Switch Peak Current VBST = 18V, VFB = 0.7V

2.3 2.1

2.8 2.8

3.5 3.5

A A

Boost Current ISW = 2A, VBST = 18V, VFB = 0.7V 20 30 45 mA

Minimum Boost Voltage (Note 5) ISW = 2A, VFB = 0.7V 2.2 3 V

LFB Voltage VLDRV = 1.2V 0.784 0.8 0.816 V

LFB Line/Load Regulation VVIN = 3V to 25V, VLDRV = 8V 0.776 0.8 0.824 V

SS to LFB Offset (VSS – VLFB) VVC = 1V, VSS = 0.8V, VLDRV = VLFB 90 115 140 mV

LFB Bias Current VLFB = 0.8V, VVC = 1V 115 300 nA

LDRV Dropout VLDRV = 3V, ILDRV = 5mA 0.8 1.2 1.6 V

LDRV Maximum Current VLDRV = 0V 9 13 18 mA

Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える可能性がある。

Note 2：LT1939EDDは0°C～125°Cの接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。 -40～125の動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LT1939IDDは-40～125の動作接合部温度範囲で動作することが保証されている。

Note 3：最小入力電圧は、内部バイアス・ラインが安定化されており、したがって基準電圧と発振器が一定に保たれているときの電圧として定義されている。安定化された出力を維持する実際の最小入力電圧は出力電圧と負荷電流に依存する。「アプリケーション情報」を参照。

Note 4：内部のパワーオン・リセット(POR)ラッチは、SHDNピンが正方向に遷移してそのスレッショルドを通過するとセットされる。ラッチの出力により、SSピンの標準600µAをシンクする電流源がアクティブになり、SSコンデンサを放電する。SSピンがソフトスタートPORスレッショルドより下にドライブされると、またはSHDNピンがそのスレッショルドより下に引き下げられると、ラッチがリセットされる。

Note 5：これは内蔵パワー・スイッチが完全に飽和するのを保証するのに必要な、昇圧コンデンサ両端の最小電圧である。

Note 6：このデバイスには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過熱保護機能が備わっている。過熱保護がアクティブなとき、接合部温度は最大動作接合部温度を超える。規定された最大動作接合部温度を超えた動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なうおそれがある。

電気的特性は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTJ=25での値。注記がない限り、VVIN = 15V、VRT/SYNC = 2V。

LT1939

41939f

標準的性能特性

帰還電圧と温度 RT/SYNC電圧と温度

シャットダウン・スレッショルドおよび最小入力電圧と温度

シャットダウン・ピンの電流と温度

シャットダウン時消費電流と温度誤差アンプのgmと温度

ソフトスタートのソース電流と温度

ソフトスタート帰還オフセットと温度

VCスイッチング・スレッショルドと温度

TEMPERATURE (°C)–50

VOLT

AGE

(V)

0.800FB

LFB

0.810

150

1939 G01

0.790

0.7800 50 100–25 25 75 125

0.820

0.795

0.805

0.785

0.815


0.90

VOLT

AGE

(V)

0.92

0.96

0.98

1.00

1.10

1.04

0 50 75

1939 G02

0.94

1.06

1.08

1.02

–25 25 100 125 150

RRT/SYNC = 90.9k

RRT/SYNC = 15k


VOLT

AGE

(V) 2.0

2.5

3.0

25 75

1939 G03

1.5

1.0

–25 0 50 100 150125

0.5

0

MINIMUM INPUT VOLTAGE

SHUTDOWN THRESHOLD


0

CURR

ENT

(µA)

1

2

3

4

0 50 100 150

1939 G04

5

6

–25 25 75 125

VSHDN = 0.7V

VSHDN = 0.9V


0

CURR

ENT

(µA)

2.5

5.0

7.5

10.0

0 50 100 150

1939 G05

12.5

15.0

–25 25 75 125TEMPERATURE (°C)

–50100

TRAN

SCON

DUCT

ANCE

(µm

hos)

150

200

250

300

0 50 100 150

1939 G06

350

400

–25 25 75 125


1.5

CURR

ENT

(µA)

1.7

2.1

2.3

2.5

3.5

2.9

0 50 75

1939 G07

1.9

3.1

3.3

2.7

–25 25 100 125 150TEMPERATURE (°C)

–5050

VOLT

AGE

(mV)

75

100

125

150

LFB

FB

–25 0 25 50

1939 G08

75 100 125 150


0.50

VOLT

AGE

(V)

0.55

0.65

0.70

0.75

50

0.95

1939 G09

0.60

0–25 75 10025 150125

0.80

0.85

0.90

LT1939

51939f


パワーグッド・スレッショルドと温度

パワーグッド・シンク電流と温度

周波数と温度

ピーク・スイッチ電流と温度

LDRV短絡電流と温度

外部同期デューティ・サイクル範囲と外部同期周波数

最小スイッチング時間

周波数とRRT/SYNC

スイッチ飽和電圧とスイッチ電流


0.65

VOLT

AGE

(V)

0.66

0.68

0.69

0.70

0.75

0.72

0 50 75

1939 G10

0.67

0.73

0.74

0.71

–25 25 100 150125

RISING EDGE

FALLING EDGE


0

CURR

ENT

(µA)

100

300

400

500

1000

700

0 50 75

1939 G11

200

800

900

600

PG

PG

–25 25 100 150125TEMPERATURE (°C)

–50400

FREQ

UENC

Y (k

Hz)

420

460

480

500

600

540

0 50 75

1939 G12

440

560

580

520

–25 25 100 150125

RRT/SYNC = 90.9k


2.5

CURR

ENT

(A)

2.6

2.8

2.9

3.0

3.5

3.2

0 50 75

1939 G13

2.7

3.3

3.4

3.1

–25 25 100 150125TEMPERATURE (°C)

–5010

CURR

ENT

(mA)

11

13

14

15

20

17

0 50 75

1939 G14

12

18

19

16

–25 25 100 150125SYNCHRONIZATION FREQUENCY (kHz)

2500

DUTY

CYC

LE (%

)

10

30

40

50

100

70

750 1250

19939 G15

20

80

90

60

1750 2250

MINIMUM DUTY CYCLE

MAXIMUM DUTY CYCLE


50

TIM

E (n

s)

75

125

150

175

300

225

0 50 75

1939 G16

100

250

275

200

–25 25 100 125 150

MINIMUM ON TIME

MINIMUM OFF TIME

RRT/SYNC (kΩ)0

FREQ

UENC

Y (k

Hz)

1500

2000

2500

160

1939 G17

1000

500

1250

1750

2250

750

250

04020 8060 120 140 180100 200

SWITCH CURRENT (A)

0

SWIT

CH S

ATUR

ATIO

N VO

LTAG

E (m

V)

200

400

600

100

300

500

0.4 0.8 1.2 1.6

1939 G18

2.00.20 0.6 1.0 1.4 1.8

–50°C

150°C

25°C

LT1939

61939f


ブースト電流とスイッチ電流

最小ブースト電圧と温度

最小入力電圧

LDRVのドロップアウト電圧と温度

2A最大負荷電流用インダクタの値 (VOUT = 3.3V、IRIPPLE = 250mA)

VIN（ピン1）：VINピンは内部制御回路に電力を供給し、低電圧コンパレータによってモニタされます。VINピンは内部パワーNPNスイッチとリニア出力NPNのコレクタにも接続されています。VINピンのdI/dtエッジは高いので、デバイスのピンの近くでグランドにデカップリングする必要があります。

SHDN（ピン2）：SHDNピンはLT1939をシャットダウンして消費電流を12µAの標準値に下げるのに使います。0.76Vの精確なスレッショルドと入力電流ヒステリシスは低電圧ロックアウトとして使うことができ、入力電圧が予め定められたレベルに達す

るまでレギュレータが動作するのを防ぎます。通常動作させるには、SHDNピンをスレッショルドより上に強制するか、フロートさせたままにします。

SS（ピン3）：SSピンはスイッチング・レギュレータとリニア・レギュレータの両方の出力のスルーレートを制御するのに使います。SSピンからグランドに接続した1個のコンデンサにより、レギュレータのランプレートが決まります。ソフトスタートの詳細については「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

スイッチャのドロップアウト動作

SWITCH CURRENT (A)0

BOOS

T CU

RREN

T (m

A)

30

40

50

1.6

1939 G19

20

10

25

35

45

15

5

00.40.2 0.80.6 1.2 1.4 1.81.0 2.0

150°C

25°C

–50°C


1.5

BOOS

T VO

LTAG

E (V

)

1.7

1.9

2.1

2.3

0 50 100 150

1939 G20

2.5

2.7

–25 25 75 125

MINIMUM BOOST FORSWITCH SATURATION

LOAD CURRENT (A)0

INPU

T VO

LTAG

E (V

)

8

7

6

5

4

3

2

1

01.6

1939 G21

0.4 0.8 1.2 2.01.40.2 0.6 1.0 1.8

VOUT1 = 5V

VOUT1 = 3.3V

FSW = 1MHzL = 3.3µH


1.00

VOLT

AGE

(V)

1.05

1.15

1.20

1.25

1.50

1.35

0 50 75

1939 G22

1.10

1.40

1.45

1.30

–25 25 100 125 150

ILDRV = 5mA

INPUT VOLTAGE (V)2.5

0

OUTP

UT V

OLTA

GE (V

)

1

2

3

4

6

3.0 3.5 4.0 4.5

1939 G23

5.0 5.5

5

IOUT1 = 1A

VOUT1 = 5V

VOUT1 = 3.3V

INPUT VOLTAGE (V)5

250

FREQ

UENC

Y (k

Hz)

500

1000

1250

1500

2500

1939 G24

750

1510 20 25

1750

2000

2250

L = 3.3µH

L = 4.7µH

L = 6.8µH

L = 10µH

L = 1.5µH

L = 2.2µH

L = 1µH

ピン機能

LT1939

71939f

ピン機能PG（ピン4）：パワーグッド・ピンはオープン・コレクタ出力で、FB

またはLFBが公称レギュレーション電圧の90%より下に下がると、電流をシンクします。VINが2Vを超えていると、このピンの出力状態は有効に保たれますが、SHDN、VINの低電圧ロックアウトまたはサーマル・シャットダウンの間、その電流シンク能力が減少します。

VC（ピン5）：VCピンは誤差アンプの出力であり、同時にピーク・スイッチ電流コンパレータの入力です。これは周波数補償に普通使われますが、電流クランプにも、制御ループの無効化にも使うことができます。誤差アンプがVCを最大スイッチ電流レベルよりも上にドライブすると、電圧クランプが作動します。これは、出力が過負荷になっており、SSピンから電流が引き出され、レギュレーション・ポイントが下がることを示しています。

RT/SYNC（ピン6）：このRT/SYNCピンは固定スイッチング周波数を設定する2つのモードを与えます。

RT/SYNCピンからグランドに抵抗を接続すると、RT/SYNCピンは1Vの標準値に設定されます。その結果得られるスイッチング周波数は抵抗値によって設定されます。15kΩの最小値と200kΩの最大値によって、スイッチング周波数がそれぞれ2.5MHzと250kHzに設定されます。

RT/SYNCピンを外部クロック信号でドライブすると、スイッチは与えられた周波数に同期します。クロック信号が検出された後、クロック信号の立上りエッジで同期が行われます。クロックの立上りエッジごとに発振器のランプのリセットが開始されます。利得制御ループにより、発振器の充電電流がサーボ制御され、一定の発振器振幅が維持されます。したがって、スロープ補償は不変に保たれます。クロック信号が取り去られると発振器は抵抗モードに復帰し、同期検出回路がタイムアウトした後、1VのバイアスをRT/SYNCピンに再度加えます。クロックのソース・インピーダンスは、抵抗モードでRT/SYNCピンから流れ出す電流が同期周波数にほぼ等しい周波数を発生するように設定します。RT/SYNCピンをフロートさせても、または1.1Vより上に保っても、デバイスに損傷を与えることはありませんが、発振が停止します。

PG（ピン7）：パワーグッド・ピンはオープン・コレクタ出力で、FB

またはLFBが公称レギュレーション電圧の90%より上に上がると、電流をシンクします。

FB（ピン8）：FBピンはスイッチの誤差アンプへの負入力です。出力スイッチはこのピンを（露出グランド・パッドを基準にして）0.8Vに安定化します。バイアス電流はFBピンから流れ出します。

LFB（ピン9）：LFBピンはリニア誤差アンプへの負入力です。LDRVピンはサーボ制御によりこのピンを（露出グランド・パッドを基準にして）0.8Vに安定化します。バイアス電流はLFBピンから流れ出します。

LDRV（ピン10）：LDRVピンは内部NPNのエミッタで、リニア・レギュレータの出力として、または外部NPN高電流レギュレータのドライブとして構成設定することができます。LFBピンの電圧が0.8Vより低いとき、電流はLDRVピンから流れ出します。LDRVピンは13mAの標準最大電流能力があります。

BST（ピン11）：BSTピンはVINより高いベース・ドライブをパワーNPNに与え、低いスイッチ・ドロップを保証します。BSTピンの電圧が下がりすぎると、VINへのコンパレータがSWピンに最小オフ時間を強制します。SWにオフ時間を強制すると、昇圧コンデンサの再充電が可能になります。

SW（ピン12）：SWピンは内蔵パワーNPNのエミッタです。スイッチがオフすると、インダクタはこのピンを高いdV/dtでグランドより下にドライブします。過度の負電圧からSWピンを保護するため、このピンとそれぞれのVINデカップリング・コンデンサのグランドの近くに、グランドに接続した外部キャッチ・ダイオードを使う必要があります。

露出パッド（ピン13）：GND。露出パッドはデバイスの唯一のグランド接続です。露出パッドを大きな銅領域に半田付けして熱抵抗を下げます。GNDピンは小信号グランドとしても機能します。最適動作のため、すべての小信号グランド経路を一点でGNDピンに接続し、どんな高電流グランド・リターンも避けます。

LT1939

81939f

ブロック図

図1.

LT1939のブロック図

–+–+ +

–+ +

–+ –

– +

1

INTE

RNAL

REGU

LATO

RAN

D RE

FERE

NCES

OSCI

LLAT

ORAN

D AG

C

POW

ER O

N RE

SET

THER

MAL

OVER

LOAD

S

QR

PRE

S

QR

2µA

2.75

µA

2.5µ

A

C1

0.76

V –+

100m

V

R5

R6

V IN

13GN

D

210 11

SHDN

6R T

/SYN

C

5V C

3SS

DRIV

ERCI

RCUI

TRY

SLOP

ECO

MPE

NSAT

ION

0.8V

SS11

5mV

LDRV

R3

R1 R2

R4C5

D2

D1

V OUT

2

V OUT

1

1939

BD

9LF

B

BST

12SW

8FB

4PG PG

0.8V

100m

V

0.7V LF

B

SS

7

C6

L1

C2C4C3

C7

+

+

LT1939

91939f

動作LT1939は固定周波数、電流モード降圧コンバータで、内部2.3Aスイッチおよび出力能力が13mAのリニア・レギュレータを備えています。両方の出力の制御は、共通のSHDNピン、内部レギュレータ、発振器、低電圧検出、ソフトスタート、サーマル・シャットダウンおよびパワーオン・リセットを使って行われます。

SHDNを0.8Vのスレッショルドより下に引き下げると、LT1939

は低消費電流モードになります。このモードでは、LT1939には標準でVINピンから12µAの電流が流れます。

SHDNピンがフロート状態のとき、または1.28Vより上にドライブされると、内部バイアス回路がオンし、内部の安定化された電圧、0.8リファレンス(VFB)および1Vリファレンス(RT/SYNC)、およびソフトスタート・ラッチをセットするPOR信号を発生します。

RT/SYNCピンが1Vのレギュレーション・ポイントに達すると、RT/SYNCピンからグランドに接続した抵抗によって定まる周波数で、内部発振器がクロック信号を発生し始めます。あるいは、LT1939がRT/SYNCピンに同期信号を検出すると、同期パルスの立上りエッジで、入力周波数のクロック信号を発生します。さらに、内部スロープ補償が自動的に調整され、同期中に低調波発振を防ぎます。

LT1939は固定周波数の電流モード降圧コンバータです。電流モード・レギュレータは、パワー・スイッチのデューティ・サイクルを制御する、内部クロックと2つの帰還ループによって制御されます。通常の誤差アンプに加えて、サイクル毎にスイッチ電流をモニタする電流検出アンプを備えています。つまり、この手法では、誤差アンプは(電圧ではなくて)出力に供給される電流を支配します。

電圧帰還型システムでは、インダクタと出力コンデンサの共振周波数までは位相シフトが小さく、そこを超えると突然180°のシフトが生じます。電流帰還型システムでは、はるかに低い周波数で90°の位相シフトが生じますが、LC共振周波数を大きく超えるまでは追加の90°シフトは生じません。このため、帰還ループの周波数補償がはるかに容易になり、過渡応答もはるかに速くなります。

起動時にPOR信号がソフトスタート・ラッチをセットすると、SS

ピンが放電し、適切な起動動作を保証します。SSピンの電圧が100mVより下に下がると、VCピンが“L”にドライブされてスイッチングがディスエーブルされ、ソフトスタート・ラッチがリ

セットされます。ラッチがリセットされると、ソフトスタート・コンデンサが2.75µAの標準値で充電を開始します。

SSピンの電圧が100mVより上に上昇すると、誤差アンプによりVCピンが“H”にドライブされます。VCピンの電圧が0.8Vを超えると、クロックのセット・パルスにより、ドライバのフリップ・フロップがセットされ、内部パワーNPNスイッチをオンします。これにより、VINからNPNスイッチ、インダクタおよび内部センス抵抗を通って流れる電流が増加します。内部センス抵抗両端の電圧降下が、VCピンの電圧によって予め定められているレベルを超えると、フリップ・フロップがリセットされ、内部NPNスイッチをオフします。スイッチがオフすると、外部ショットキー・ダイオードが導通し始めるまで、インダクタがSWピンの電圧を“L”にドライブし、インダクタの電流が減少します。このサイクルが、各クロック・サイクルの開始により繰り返されます。ただし、内部センス抵抗の電圧がクロック・サイクルの開始点で予め定められたレベルを超えていると、フリップ・フロップはセットされないので、インダクタ電流がさらに減少します。出力電流はVC電圧で制御されますので、出力のレギュレーションはVCピンの電圧を連続的に調整する誤差アンプによって実現されます。

誤差アンプはトランスコンダクタンス・アンプで、FB電圧をSS

ピンの電圧から100mVを差し引いた電圧または内部で安定化された800mVのどちらか低い方の電圧と比較します。ループ補償は、VCピンからグランドに接続したコンデンサまたは直列抵抗/コンデンサを使って、簡単に実現できます。

SSピンは定電流源によってドライブされますので、ソフトスタート・ピンに1個のコンデンサを接続すると、出力電圧の制御されたリニアなランプが発生します。

出力によって要求される電流がVCピンのクランプによって支配される最大電流を超えると、SSピンが放電し、最大電流によって出力電圧をサポートできるまで、レギュレーション・ポイントを下げます。過負荷が解消すると、出力は過負荷レギュレーション・ポイントからソフトスタートします。

VINの低電圧が検出されると、またはサーマル・シャットダウンが生じると、ソフトスタート・ラッチかセットされ、完全なソフトスタート・シーケンスが開始されます。

スイッチ・ドライバはVINまたはBSTのどちらかの電圧で動作します。

LT1939

101939f

外部のダイオードとコンデンサを使ってVINより高いドライブ電圧を発生し、出力NPNを飽和させて高効率を維持します。

スイッチング・レギュレータに加えて、LT1939には0.8Vのリファレンス付きで電流能力が13mAのNPNリニア・レギュレータが備わっています。0.8Vのリファレンスはスイッチング・レギュレータと同様にSSピンをトラッキングします。リニア出力は外部NPNをドライブするように構成設定することもでき、もっと電流能力の高いリニア・レギュレータを与えます。

動作30mVのヒステリシスのあるパワーグッド・コンパレータは、FB

とLFBの両方が0.8Vのリファレンスの90%を超えるとトリップします。PG出力はオープン・コレクタのNPNで、出力がレギュレーション状態のときはオフしているので、抵抗を使ってPGピンを望みの電圧に引き上げることができます。PG出力はオープン・コレクタのNPNで、出力がレギュレーション状態のときオンして、出力切断トランジスタまたは反転パワーグッド・ロジックのどちらもドライブします。

アプリケーション情報出力電圧の選択出力電圧は出力とFBピンの間に接続した抵抗分割器を使ってプログラムします。次式に従って1%抵抗を選択します。

R1=R2

VOUT10.8V

– 1

バイアス電流による誤差を避けるため、R2は10k以下にします。参照名については図1に示されているブロック図を参照してください。

スイッチング周波数の選択LT1939のスイッチング周波数は図1の抵抗R5によって設定されます。RT/SYNCピンは内部で1Vに安定化されます。抵抗R5

を設定すると、RT/SYNCピンの電流が設定され、図2に示されているように発振器の周波数を定めます。

スイッチング周波数は一般にできるだけ高く設定し、ソリューション全体のサイズを小さくします。LT1939には高い周波数でドロップアウトを改善する技法が採用されていますが、スイッチング損失と最小スイッチ・オン時間により、効率と最大入力電圧が低下します。最大推奨周波数は次式で近似することができます。

Frequency (Hz)=

VOUT1 + VDVIN − VSW + VD

•1

tON(MIN)周波数(Hz)=

ここで、VDはキャッチ・ダイオード(図1のD1)の順方向電圧降下、VSWは内部スイッチの電圧降下、tON(MIN)はスイッチの最小オン時間です(全て最大負荷電流での値)。

図2. 周波数とRT/SYNCの抵抗

RRT/SYNC (kΩ)0

FREQ

UENC

Y (k

Hz)

1500

2000

2500

160

1939 G17

1000

500

1250

1750

2250

750

250

04020 8060 120 140 180100 200

LT1939

111939f

アプリケーション情報

表1. RRT/SYNCの異なる値に対する効率とサイズの比較(3.3V出力)

FREQUENCY RT/SYNC EFFICIENCY VIN(MAX) L C C + L AREA (mm2)

2.5MHz 15k 73.6 12 1µ 10µ 24

2.0MHz 20k 81.5 14 1.5µ 10µ 24

1.5MHz 24.9k 84.5 18 2.2µ 10µ 24

1.0MHz 40.2k 87.3 25 3.3µ 22µ 34

500kHz 90.9k 88.9 25 4.7µ 47µ 40

次の例と表1のデータは、スイッチング周波数の選択のトレードオフを示しています。

例：

VIN = 25V、VOUT1 = 3.3V、IOUT1 = 2A、

温度 = 0～85

tON(MIN) = 185ns(「標準的性能特性」のグラフから85)、 VD = 0.6V、VSW = 0.4V(85)

Max Frequency = 3.3 + 0.6

25 − 0.4+ 0.6•

1185ns

~835kHz最大周波数 =

RT/SYNC～49.9k

周波数 ≈ 820kHz

入力電圧範囲スイッチング周波数を決めたら、レギュレータの入力電圧範囲を決めることができます。最小入力電圧は、LT1939の約2.8V

の最小動作電圧またはその最大デューティ・サイクルのどちらかによって決まります。デューティ・サイクルは、内部スイッチがクロックの周期に対してオンしている時間の割合です。最大デューティ・サイクルは、「標準的性能特性」のグラフのクロック周波数と最小オフ時間から決定することができます。

したがって、最小入力電圧は次のようになります。

VIN(MIN) =

VOUT1 + VDDCMAX

− VD + VSW

ここで、VSWは内部スイッチの電圧降下です。また、次のようになります。

DCMAX = 1-tOFF(MIN) • 周波数

3.3Vと5Vのアプリケーションの最小入力電圧と負荷電流の標準的グラフを図3に示します。

最大入力電圧は、VINピンとBSTピンの絶対最大定格、および周波数と最小デューティ・サイクルによって決まります。

最小デューティ・サイクルは次のように定義されます。

DCMIN = tON(MIN) • 周波数

最大入力電圧は次のように定義されます。

VIN(MAX) =

VOUT1 + VDDCMIN

− VD + VSW

図3. 最小入力電圧と負荷電流

LOAD CURRENT (A)0

INPU

T VO

LTAG

E (V

)

3

4

5

1.0 1.6 1.8

1939 F03

20.2 0.4 0.6 0.8 1.41.2

6

7

8

2.0

VOUT1 = 5V START-UPVOUT1 = 5V RUNNINGVOUT1 = 3.3V START-UPVOUT1 = 3.3V RUNNING

FSW = 1MHzL = 3.3µH

LT1939

121939f

アプリケーション情報計算された最大電圧より上に入力電圧が引き上げられても、VINピンとBSTピンの最大定格が破られない限り、LT1939はレギュレーションを行うことに注意してください。ただし、入力電圧のこの領域での動作はパルス・スキップ動作を示します。

例：

VOUT1 = 3.3V、IOUT1 = 1A、周波数 = 1MHz、

温度 = 25、

VSW = 0.3V、VD = 0.4V、tON(MIN) = 150ns、

tOFF(MIN) = 110ns

DCMAX = 1− (110ns)1MHz = 89%

VIN(MIN) = 3.3 + 0.40.89

− 0.4 + 0.3= 4.06V

DCMIN = tON(MIN) •Frequency = 15%

VIN(MAX) = 3.3 + 0.40.15

− 0.4+ 0.3 = 24.57V

周波数 = 15%

インダクタの選択と最大出力電流最初に選択するインダクタの値としては次の値が良いでしょう。

L =

(VIN − VOUT1) • VOUT1VIN • f

ここで、fはMHz単位の周波数、Lの単位はµHです。

この値を使うと、最大負荷電流は約2Aとなり、入力電圧には依存しません。インダクタのRMS電流定格は最大負荷電流より大きくなければならず、その飽和電流は約30%大きくなければなりません。高い効率を保つには、直列抵抗(DCR)が0.05Ωより小さいものにします。

デューティ・サイクルが約50%のアプリケーションでは、インダクタ・リップル電流がピーク・スイッチ電流の40%より小さくなるようにインダクタの値を選択します。

もちろん、このように簡単なデザイン・ガイドでは、個々のアプリケーションに最適のインダクタを常に与えるとは限りません。大きな値のものを使うと最大負荷電流がわずかに増加し、出力電圧リップルが減少します。負荷が1.5A以下の場合、インダクタの値を小さくして高いリップル電流で動作させることができます。この場合、物理的に小さいインダクタを使うことができ

ます。または、DCRの小さいものを使って効率を上げることができます。

インダクタを流れる電流は三角波で、その平均値が負荷電流に等しくなります。ピーク・スイッチ電流は出力電流にピーク・トゥ・ピークのインダクタ・リップル電流の半分を足したものです。LT1939は自己とシステムを過負荷フォールトから保護するためにスイッチ電流を制限します。したがって、LT1939が供給する最大出力電流は、電流制限、インダクタの値、スイッチ周波数、および入力電圧と出力電圧に依存します。インダクタは出力電流条件、出力電圧リップル条件、サイズの制限および目標効率に基づいて選択します。

スイッチがオフ状態のとき、インダクタには出力電圧にキャッチ・ダイオードの電圧降下を加えた電圧が加わります。したがって、インダクタのピーク・トゥ・ピーク・リップル電流は次のとおりです。

∆IL =

1−DC( ) VOUT1 + VD( )L • f

ここで、fはLT1939のスイッチング周波数で、Lはインダクタの値です。インダクタとスイッチのピーク電流は次のとおりです。

ISW(PK) = ILPK = IOUT1 +

∆IL2

出力を安定化された状態に保つには、このピーク電流はLT1939のスイッチ電流リミットILIMより小さくなければなりません。ILIMはデューティ・サイクルの全範囲にわたって2.3Aより大きいことが保証されます。最大出力電流は選択されたインダクタ値の関数です。

IOUT1(MAX) = ILIM −

∆IL2

=2.3 –∆IL2

リップル電流が小さくなるようにインダクタ値を選ぶと、利用可能な出力電流はスイッチ電流のリミットに近くなります。

インダクタ選択の一方法として、上述の単純な規則から始めて、利用可能なインダクタを調べ、目標とするコストおよびスペースに適合するものを選択します。次に、これらの式を使って、LT1939が必要な出力電流を供給できるかチェックします。これらの式はインダクタ電流が連続して流れると仮定していることに注意してください。

LT1939

131939f

アプリケーション情報上で計算したように、IOUTがIL/2より小さいと不連続動作になります。

最大負荷能力が2Aの3.3V出力に必要なインダクタンス値を図4に示します。図4を参照すると、入力電圧が15Vでスイッチ周波数が750kHzの場合、3.3µH～4.7µHのインダクタ値で十分です。このデータシートの「標準的性能特性」のセクションのいくつかのグラフには、いくつかのよく使われる出力電圧と出力リップル電流に対して、入力電圧とスイッチ周波数の関数としてのインダクタの選択値が示されています。また、インダクタンスが低いと不連続モード動作になることがあります。問題はありませんが最大負荷電流がさらに減少します。最大出力電流と不連続モード動作の詳細については、「アプリケーションノート44」を参照してください。最後に、50%を超えるデューティ・サイクルでは(VOUT/VIN > 0.5)、低調波発振を防ぐために必要な最小インダクタンスがあります。詳細については、「アプリケーションノート19」を参照してください。

降圧レギュレータには入力電源から高速の立上りと立下りを伴うパルス電流が流れます。そのためにLT1939に生じる電圧リップルを減らし、非常に高い周波数のこのスイッチング電流を狭い範囲のループに押し込めてEMIを抑えるために入力コンデンサが必要です。これを効果的に実現するには、入力コンデンサはスイッチング周波数でのインピーダンスが小さく、リップル電流定格が十分でなければなりません。

RMS入力電流の控えめな値は次式で与えられます。

ICIN(RMS) =

IOUT1 VOUT1 • VIN − VOUT1( ) 0.5

VIN<

IOUT12

これはVIN = 2VOUT1(50%のデューティ・サイクル)で最大になります。

入力電源のソース・インピーダンスとともに、LT1939の周波数、VIN対VOUTの比、および最大負荷電流の要求条件により、入力コンデンサのエネルギー貯蔵の必要条件が決まります。入力リップル電流の最悪条件を決めてから、入力コンデンサが入力電圧リップルを許容できるレベルまで減少させるように、入力コンデンサの大きさを決めます。入力コンデンサの標準値は低周波数の10µFから高周波数の2.2µFにまで及びます。セラミック・コンデンサはサイズが小さく、インピーダンスが低いので(低等価直列抵抗ESR)この用途に適しています。ESRが小さいと電圧リップルが非常に低くなり、コンデンサは大量のリップル電流を扱うことができます。セラミック・コンデンサは比較的堅牢でもあり、定格電圧でこの用途に使うことができます。X5RとX7Rのタイプは全温度範囲と印加電圧で安定しており、安心して使えます。他のタイプ(Y5VやZ5U)はコンデンサの温度係数や電圧係数が非常に大きいので、実使用状態では公称容量のほんの小部分しか働かないことがあります。それでもRMSリップル電流は扱えますが、入力電圧リップルがかなり大きくなることがあり、(システムはローカルのコンデンサから完全に電流供給を受けるのではなく)入力電源または他のバイパス・コンデンサからリップル電流がシステムに流れ込むことがあります。値の大きなセラミック・コンデンサの代替としては、値の小さなものを値の大きな電解コンデンサと一緒に使います。たとえば、1µFのセラミック・コンデンサを低ESRタンタル・コンデンサと並列に使います。電解コンデンサの場合、ESRとリップル電流の要件を満たすには10µFより大きな値のものが必要になります。

図4. 2A最大負荷電流用インダクタの値 (VOUT1 = 3.3V、IRIPPLE = 1A)

入力コンデンサの選択X7RまたはX5Rのタイプの4.7µF以上のセラミック・コンデンサを使ってLT1939回路の入力をバイパスします。サイズの大きな電解コンデンサやタンタル・コンデンサによって追加のバイパスが与えられるならば、もっと値の小さな、またはもっと安価なY5Vタイプを使うことができます。以下、入力コンデンサに関する検討事項をさらに詳しく説明します。

INPUT VOLTAGE (V)5

250

FREQ

UENC

Y (k

Hz)

500

1000

1250

1500

2500

1939 F04

750

1510 20 25

1750

2000

2250L = 1µH

L = 1.5µH

L = 2.2µH

L = 3.3µH

L = 4.7µH

L = 6.8µH

LT1939

141939f

入力ソースが印加されるとき入力コンデンサには大きなサージ電流が流れる可能性が高いので、タンタル・コンデンサはサージ定格が規定されている必要があります。メーカーがコンデンサの定格電圧より低い電圧での使用を推奨していることもあります。最良のノイズ耐性を得るには、1µFのセラミック・コンデンサはできるだけデバイスのVINピンとGNDピンの近くに配置します。

入力のバイパス用にセラミック・コンデンサを使用する際の最後の注意点は次のとおりです。入力のセラミック・コンデンサは浮遊インダクタンスと結合して共振タンク回路を形成することがあります。電源が瞬時に投入されると(たとえば、スイッチの入った電源に回路を差し込む場合)、このタンクがリンギングを生じて入力電圧が倍になり、LT1939を損傷することがあります。解決策としては、入力電圧をクランプするか、セラミック・コンデンサに並列に電解コンデンサを追加してタンク回路を減衰させます。詳細については、「アプリケーションノート88」を参照してください。

出力コンデンサの選択標準的な降圧レギュレータは、スイッチング周波数の1/10の出力クロスオーバー周波数で簡単に補償されます。つまり、過渡ステップの間に出力コンデンサが出力負荷に供給しなければならない時間は、スイッチング周期のおよそ2～3倍です。ステップの間に出力電圧の5%の低下が許容できる場合、出力コンデンサの出発点としての妥当な値は次式で表すことができます。

CVOUT1 = Max Load Step

Frequency • 0.05 • VOUT1

最大負荷ステップ周波数 • 0.05 • VOUT1

例：

VOUT1 = 3.3V、周波数 = 1MHz、最大負荷ステップ = 2A

CVOUT1 = 2

1MHz • 0.05 • 3.3= 12µF

計算値は検討を開始するための出発点の値にすぎません。過渡応答を改善する必要があれば、値を大きくします。サイズを優先させるなら、容量を下げます。出力コンデンサはインダクタ電流をフィルタして電圧リップルが小さい出力を発生します。また、過渡負荷に十分供給してLT1939の制御ループを安定させるためにエネルギーを貯蔵します。LT1939のスイッチング周波数により、必要な出力容量の値が決まります。また、電流モードの制御ループは出力コンデンサに直列抵抗(ESR)を

必要としません。これらの理由から、出力リップルを非常に低くし、回路のサイズを小さくするためにセラミック・コンデンサを自由に使えます。以下の式を使って出力リップルを推定します。

VRIPPLE =

∆IL8 •Frequency • COUT1

セラミック・コンデンサの場合

VRIPPLE = ΔIL • ESR

電解コンデンサ(タンタルとアルミ)の場合

ここで、ΔILはインダクタのピーク・トゥ・ピーク・リップル電流です。

このリップルのRMS成分は非常に低く、出力コンデンサのRMS

電流定格は通常心配いりません。

出力コンデンサに対する別の制限として、インダクタよりも大きなエネルギーを保存できる必要があります。インダクタに蓄えられたエネルギーが出力に転送されるとき生じる電圧ステップはレギュレーション電圧に比べて小さいことが望まれます。5%のオーバーシュートの場合、この条件は次のようになります。

COUT1 >10 •L

ILIMVOUT1

2

最後に、良好な過渡性能を得るには十分な容量が必要です。最後の式は適当な出発点を与えます。代わりに、このデータシートに示されているデザインのどれかを出発点とし、実験を行って望みの性能を実現することもできます。この主題はループ補償に関する箇所でさらに詳細に説明されています。

セラミック・コンデンサは高性能で(低ESR)、サイズが小さく、堅牢なので、LT1939のアプリケーションに適しています。ただし、すべてのセラミック・コンデンサが同じわけではありません。上述のように、値の大きなコンデンサの多くは質の良くない誘電体を使っており、温度係数と電圧係数が大きくなります。特に、Y5VとZ5Uのタイプは印加された電圧によって、また高温や低温では容量の大きな部分が失われます。ループの安定性と過渡応答はCOUTの値に依存するので、この容量の低下を許容できないことがあります。X7RとX5Rのタイプを使ってください。電解コンデンサを使うこともできます。


LT1939

151939f

ほとんどのアルミ電解のESRは大きすぎて、出力リップルは小さくなりません。電源用途向けのタンタル・コンデンサおよび新しい低ESR有機電解コンデンサは適しており、メーカーでESR

を規定しています。低リップルに必要なESRに基づいてコンデンサの値を選択します。コンデンサの大きさでESRが決まるので、同様のリップル性能を与えるセラミック・コンデンサに比べて、サイズと値の両方が大きくなります。利点の1つとして、容量が大きいと負荷電流の大きな変化に対する過渡応答が改善されます。

キャッチ・ダイオードダイオードD1はスイッチ・オフ時間の間だけ電流を流します。ショットキー・ダイオードを使って順方向電圧降下を制限し、効率を上げます。このショットキー・ダイオードは、ピーク逆電圧がレギュレータの入力電圧に等しくなければならず、大きさが通常動作時の平均順方向電流に適合していなければなりません。平均順方向電流は次式で計算することができます。

ID(AVG) =

IOUT1VIN

• VIN − VOUT1( )

大きなダイオードを考慮する唯一の理由は、高い入力電圧で出力が短絡状態になる最悪条件です。短絡状態では、ダイオード電流は(LT1939のピーク・スイッチ電流制限で決ま

る)3Aの標準値まで増加します。これは短時間なら問題ありませんが、このような状態での連続動作を許容できるかどうかダイオードのメーカーへ問い合わせる方が賢明でしょう。

BSTピンの検討事項BSTピンに接続されたコンデンサとダイオードにより、入力電圧より高い電圧がBSTピンに発生します。ほとんどの場合、0.47µFコンデンサと高速スイッチング・ダイオード(CMDSH-3

やFMMD914など)でうまく動作します。ほとんどのタイプの薄膜コンデンサまたはセラミック・コンデンサが適していますが、スイッチのオフ時間の間に完全に再充電できるようにESRは<1Ωである必要があります。コンデンサの値は次式で近似することができます。

CBST =IOUT1(MAX) •DC

50 • VOUT1 − VBST(MIN)( ) • f

ここで、IOUT1(MAX)は最大負荷電流、VBST(MIN)はスイッチを完全に飽和させる最小ブースト電圧です。

昇圧回路の構成方法を4通り図5に示します。最高効率を達成するには、BSTピンがSWピンより2.2V以上高くなければなりません。


図5. BSTピンの検討事項

VBST – VSW = VXVBST(MAX) = VX

VX > VIN + 3V

(5d)(5c)

(5b)

VBST – VSW = VINVBST(MAX) = 2 • VIN

VINVIN

D2

D1

D1

D1

D1

(5a)

LT1939

LDRV

BST

SW

VBST – VSW = VOUT1VBST(MAX) = VIN + VOUT1

VBST – VSW = VOUT2VBST(MAX) = VIN + VOUT2VOUT2 ≥ 2.5V

VOUT1

VOUT2

C3

VINVIND2

LT1939

LDRV

BST

SW VOUT1

VINVIN

LT1939

LDRV

BST

SW VOUT1

C3

VINVIN

D2LT1939

LDRV

BST

SW

D2

VOUT1

C3

1939 F05

LT1939

161939f

一般に、3.3V以上の出力の場合、標準回路(図5a)が最適です。2.8V～3.3Vの出力の場合、D2を小型のショットキー・ダイオード(BAT-54など)で置き換えます。

さらに低い出力電圧の場合、昇圧ダイオードは入力に接続することができます(図5b)。電圧の低い方の電圧源からBSTピンの電流が供給されるので、図5aの回路の方が効率が高くなります。

2.5Vより大きく設定されたリニア出力(2.5Vより大きな利用可能などんなDCソースでも十分です)からの昇圧電圧源を図5c

に示します。2.5Vを超える最小のブースト電圧を選択することにより、最高の効率が得られます。BSTピンの最大電圧を「絶対最大定格」のセクションで規定されている最大値よりも必ず小さくする必要があります。

図5dに示されているように、昇圧回路は入力電圧より3.5V以上高いDC電圧から直接動作させることもできます。VINが与えられているときVXが低く保たれている場合、LT1939を損傷から保護するためにダイオードが使われます。この回路はコンデンサを取り除きますが、効率が低くなり、LT1939内部の電力損失が高くなる可能性があります。また、VXが与えられていないと、LT1939はそれでも出力を安定化しようとしますが、効率が非常に低下し、電力損失が増加します。これは、スイッチが飽和することができず、導通時に1.5V～2V低下するためです。

先に説明したとおり、LT1939 アプリケーションの最小入力電圧は最小動作電圧(<2.8V)および最大デューティ・サイクルによって制限されます。正しく起動するには、最小入力電圧は昇圧回路によっても制限されます。入力電圧がゆっくりランプアップするか、出力が既に安定化している状態でSSピンを使ってLT1939をオンする場合、昇圧コンデンサが十分充電されないことがあります。昇圧コンデンサはインダクタに蓄えられたエネルギーによって充電されるので、昇圧回路を適切に動作させるには、回路は何らかの最小負荷電流を必要とします。この最小負荷は、入力電圧、出力電圧および昇圧回路の構成に依存します。

起動および動作に必要な最小負荷電流を、3.3V出力と5V出力の場合の入力電圧の関数としてプロットしたものが「標準的性能特性」のセクションに示されています。多くの場合、放

電した出力コンデンサがスイッチャの負荷となるので、スイッチャは起動できます。プロットはVINが非常にゆっくりランプアップするワーストケースの状態を示しています。起動電圧を最小にするには、ショットキー・ダイオードを使用してください。

周波数補償LT1939は電流モード制御を使って出力を制御します。これにより、ループ補償が簡素化されます。特に、LT1939は安定動作のために出力コンデンサのESRを必要としないので、自由にセラミック・コンデンサを使用して出力リップルを下げ、回路のサイズを小さくすることができます。周波数補償はVCピンに接続された部品によって与えられます。一般に、グランドに直列に接続されたコンデンサと抵抗によりループの利得が決まります。さらに、低い値のコンデンサが並列に接続されています。このコンデンサはループ補償の一部ではありませんが、スイッチング周波数でのノイズを除去するのに使われています。

ループ補償により安定性と過渡性能が決まります。補償ネットワークの設計はいくらか複雑で、最適値はアプリケーションに、特に出力コンデンサの種類に依存します。実際的な手法としては、このデータシートの回路の中の、目的のアプリケーションに似た回路から出発し、補償ネットワークを調整して性能を最適化します。次に、負荷電流、入力電圧、温度など全ての動作条件にわたって安定性をチェックします。

LT1375のデータシートにはループ補償のさらに詳細な説明が含まれており、過渡負荷を使った安定性のテスト方法が説明されています。

LT1939の制御ループの等価回路を図6に示します。誤差アンプは出力インピーダンスが有限のトランスコンダクタンス・アンプです。変調器、パワー・スイッチおよびインダクタで構成される電源部分はVCピンの電圧に比例した出力電流を発生するトランスコンダクタンス・アンプとしてモデル化されます。出力コンデンサはこの電流を積分し、VCピンのコンデンサ(CC)は誤差アンプの出力電流を積分するのでループに2つのポールが生じることに注意してください。ほとんどの場合ゼロが1つ必要で、出力コンデンサのESRまたはCCに直列な抵抗によって生じます。この簡単なモデルは、インダクタの値が大きすぎず、ループのクロスオーバー周波数がスイッチング周波数よりはるかに低い限り有効です。


LT1939

171939f

帰還分割器の両端の位相リード・コンデンサ(CPL)によって過渡応答が改善されることがあります。

同期RT/SYNCピンを使って、LT1939を外部クロック・ソースに同期させることができます。クロック・ソースでRT/SYNC抵抗をドライブすると同期検出回路がトリガされます。同期が検出されると、SWの立上りエッジがRT/SYNCピンの信号の立上りエッジに同期します。AGCループはスロープ補償を調節して低調波発振を防ぎます。

LT1939への同期クロック信号入力の周波数は250kHz～2.5MHz、デューティ・サイクルは20%～80%、“L”状態は0.5V

より下、“H”状態は1.6Vより上でなければなりません。これらのパラメータから外れた同期信号では、スイッチング動作が不安定になります。RT/SYNCの抵抗は自走周波数(VRT/SYNC

-VSYNCLO)/RRT/SYNCがおよそ同期周波数に等しくなるように設定します。同期信号が停止すると、同期検出回路は標準10µsでタイムアウトし、その時点でLT1939はRT/SYNCを流れる電流に基づく自走周波数に復帰します。RT/SYNC抵抗が1.6Vより上に保たれると、スイッチングはいつでもディスエーブルされます。

レギュレータの起動時に同期信号が存在しない場合(たとえば、同期回路がレギュレータの出力から電力を供給される場合)、適切な起動動作のために同期回路がアクティブになるまで、RT/SYNCピンには15k～200kのグランドへの等価抵抗が与えられている必要があります。

同期信号が不定状態(VOL、VOH、Hi-Z)で起動する場合、図7

に示されているように、同期クロックをLT1939に接続します。示されている回路は、出力電圧がレギュレーション出力の90%

より下のときは同期信号を絶縁します。LT1939は、RT/SYNC

ピンからグランドに接続した抵抗によって決まるスイッチング周波数で起動します。


図6. ループ応答モデル

図7. レギュレータの出力から電力を供給される同期信号

同期信号が低インピーダンス状態(VOL)で起動する場合、RT/

SYNCピンと同期クロックの間に抵抗を接続します。RT/SYNC

ピンとグランドの間に現れる等価抵抗が起動周波数を設定します。

同期信号が高インピーダンス状態(Hi-Z)で起動する場合、RT/

SYNCピンからグランドに抵抗を接続します。RT/SYNCピンとグランドの間に現れる等価抵抗が起動周波数を設定します。

同期信号が起動時に高インピーダンス状態(Hi-Z)と低インピーダンス状態(VOL)の間で変化する場合、「標準的応用例」のセクションに示されているように、同期回路をLT1939に接続します。

+–

SW

LT1939

FBVC

0.8VCF

CPL

VOUT1

C1 C1

1939 F06

CC

RC

R1ESR

TANTALUMOR

POLYMER CERAMIC

R24M

ERROR AMPgm = 250µmhos

CURRENT MODEPOWER STAGE

gm = 3mho12

85

LT1939 同期回路

LDRV

PGRT/SYNC

1939 F07

VCC

CLK

LT1939

181939f

これにより、LT1939は、RT/SYNCピンからグランドの等価抵抗によって決まるスイッチング周波数で起動することができます。

シャットダウンと低電圧ロックアウト低電圧ロックアウト(UVLO)をLT1939に追加する方法を図8

に示します。UVLOは、入力電源が電流制限されているか、または入力電源のソース抵抗が比較的高い状況で通常使用されます。スイッチング・レギュレータはソースから一定の電力を引き出すので、ソース電圧が低下するにつれ、ソース電流が増加します。この現象はソースからは負の抵抗負荷のように見えるため、低いソース電圧状態では、ソースが電流制限したり、あるいは低電圧にラッチすることがあります。UVLOはこれらの問題が発生するおそれのあるソース電圧でレギュレータが動作しないようにします。

R2 = 0.76VH − 0.76

R1+ 2.5µA

VH = ターンオン・スレッショルドVL = ターンオフ・スレッショルド

例：入力が4.75Vを超えるまではスイッチングは開始されず、入力が3.75Vより下に下がると停止するようにします。VH = 4.75VVL = 3.75V

R1= 4.75 − 3.752µA

~ 499k

R2 = 0.764.75− 0.76

499k+ 2.5µA

~71.5k

抵抗からSHDNピンへの接続は短くし、スイッチング・ノードのプレーン間容量または表面容量を小さくします。高い抵抗値が使われる場合、SHDNピンを1nFのコンデンサでバイパスして、スイッチ・ノードからのカップリングの問題を防ぎます。

ソフトスタートLT1939の出力はSSピンの電圧から100mVを差し引いた電圧または内部で安定化された800mVのどちらか低い方の電圧に安定化されます。SSピンからグランドに接続されたコンデンサが内部2.75µAの電流源によって充電され、0Vからレギュレーション出力電圧まで直線的に出力をランプさせます。ランプ時間は次式で与えられます。

tRAMP =

CSS • 0.9V2.75µA

起動時にリセット信号がソフトスタート・ラッチをセットし、SS

ピンを約0Vに放電して適切な起動動作を保証します。SSピンが完全に放電すると、ラッチがリセットされ、内部2.75µA電流源がSSピンを充電し始めます。


図8. 低電圧ロックアウト

2.8Vの最小VINより下に下がると、内部コンパレータがデバイスを強制的にシャットダウンします。この機能を使って、バッテリ駆動システムの過度の放電を防ぐことができます。

UVLOスレッショルドを調節する必要があれば、SHDNピンを使うことができます。SHDNピンのコンパレータのスレッショルド電圧は0.76Vです。2.5µAの内部電流源により、オープン・ピンの状態では既定で動作状態になります(「標準的性能特性」を参照)。SHDNスレッショルドの上に電流ヒステリシスが追加されています。これを使って、以下の式に従ってUVLOの電圧ヒステリシスを設定することができます。

R1=

VH − VL2µA

+–0.76V

2µA

2.5µA

R1

R2C1

SHDN

VIN

1939 F08

1

2

LT1939

191939f

SSピンの電圧が100mVより下のとき、VCピンは“L”に引き下げられ、スイッチングをディスエーブルします。SSピンの電圧が100mVより上に上昇すると、VCピンは解除され、出力はSS電圧に制御されます。SSピンの電圧から100mVを差し引いた電圧が内部0.8Vリファレンスを超えると、出力はリファレンスに安定化されます。SSピンの電圧は2Vでクランプされるまで上昇し続けます。

VINの低電圧ロックアウトが発生するか、SHDNピンが0.8Vより下にドライブされるか、または内部ダイ温度が通常動作時に最大定格を超えると、ソフトスタート・ラッチがセットされ、起動シーケンスがトリガされます。

さらに、負荷が最大出力スイッチ電流を超えると(スイッチング・レギュレータのみ)、出力が低下し始め、VCピンのクランプがアクティブになります。VCピンがクランプされている限り、SSピンは放電します。その結果、出力は最大出力電流がサポート可能な最大電圧に安定化されます。たとえば、6V出力に1Ωの負荷を与えると、SSピンは0.5Vに低下し、出力は3V(標準電流制限と負荷の積、つまり3A • 1Ω)に安定化されます。過負荷状態が解消すると、出力は一時的電圧レベルから通常のレギュレーション・ポイントまでソフトスタートします。

SSピンは2Vにクランプされ、レギュレーションの制御を獲得する前に0.9Vまで放電する必要があるので、ソフトスタートによるリカバリなしに一時的過負荷状態が許容されます。SSピンが制御を獲得するまでの標準時間は次のとおりです。

tSS(CONTROL) =

CSS • 1.1V600µA

パワーグッド・インジケータPGピンとPGピンは内部コンパレータのコレクタ出力です。コンパレータはFBピンとLFBピンの電圧を30mVのヒステリシスをもたせてリファレンス電圧の90%と比較します。

PGピンのシンク能力は、FBピンおよびLFBピンがスレッショルドよりも下にあるとき400µAで、PGピンは出力が安定化しているとき25Vに耐えることができます。PGピンは一般に抵抗で出力に接続され、エラーフラグとして使用されます。抵抗の値はPG電圧がエラー状態のとき0.4Vより下に低下するように選択します。

例：

VOUT1 = 5V, PGSINK(MIN) = 200µA

RPG = (5-0.4)/200µA = 23kΩ

PGピンのシンク能力は、FBピンおよびLFBピンがスレッショルドよりも上にあるとき800µAで、PGピンは出力が安定化していないとき25Vに耐えることができます。PGピンは一般に出力切断デバイスのドライブ信号として使われます。PGのプルアップ抵抗はPGのプルアップ抵抗と同じ方法で大きさを決めます。

リニア・レギュレータLT1939は誤差アンプとNPN出力デバイスを内蔵しており、リニア・レギュレータまたはリニア・レギュレータ・コントローラとして構成設定することができます。

LFBピンとLDRVピンを図1に示されているように構成すると、LDRVピンは標準13mAに制限された安定化された電圧を出力します。

LDRV電圧は出力とLFBピンの間に接続した抵抗分割器を使ってプログラムします。次式に従って1%抵抗を選択します。

R3 =R4

VLDRV0.8V

– 1

バイアス電流による誤差を避けるため、R4は10k以下にします。参照名については図1に示されているブロック図を参照してください。

リニア・レギュレータのリファレンス電圧(LFBピン)はスイッチング・レギュレータのFBピンと同様にSSピンをトラッキングします。


LT1939

201939f

アプリケーション情報げます。ただし、最小VINが2Vに最大負荷でのトランジスタのVGSを加えた電圧に増加します。さらに、ベータ電流制限が欠けているので、出力が短絡状態になるとLT1939のスイッチャ出力が低落するおそれがあります。

LDRVのNPNのコレクタは内部でVINに接続されているので、リニア・レギュレータ/コントローラを構成設定するとき、効率とダイ温度に対するLDRV電流の影響について検討する必要があります。たとえば、VIN = 25V、LDRV = 3.3VおよびILDRV =

10mAのとき、ダイの電力損失は217mWになります。これは、標準的な3.3V/1Aスイッチャのアプリケーションでは、7%の効率低下およびダイ温度の約10の上昇に相当します。

LT1939のリニア出力を使用しない場合、LDRVピンはLFBピンに短絡します。

PCBのレイアウト動作を最適化し、EMIを最小にするには、プリント回路基板(PCB)のレイアウト時に注意が必要です。降圧レギュレータ回路のdi/dtの高い経路を図11に示します。大きなスイッチング電流がパワー・スイッチ、キャッチ・ダイオードおよび入力コンデンサを流れることに注意してください。これらの部品が形成するループはできるだけ小さくします。これらの部品とインダクタおよび出力コンデンサは回路基板の同じ側に配置し、それらをその層で接続します。これらの部品の下には切れ目のないローカル・グランド・プレーンを配置し、このグランド・プレーンを1

箇所でシステム・グランドに(理想的には出力コンデンサC2のグランド端子に)接続します。

図9. リニア・レギュレータの過渡応答

図10. リニア・コントローラ

リニア・レギュレータを補償するには、単にLDRVピンからグランドにセラミック・コンデンサを追加します。標準的な値は0.01µF～1µFです。0.47µF出力コンデンサの場合の過渡応答を図9に示します。

リニア・コントローラ外部フォロワ(NPNまたはNMOS)を追加することにより、NPN

ピンまたはNMOSピンを低ドロップアウト・レギュレータのコントローラ(図10)として構成することができ、出力能力が増加します。

図10の回路の出力電流能力はLDRV電流リミットと外部NPN

のベータの積であり、通常はLT1939の電流能力より小さくなります。この回路のドロップアウト電圧は外部NPNの飽和電圧によって設定され、一般に300mVです。回路が正常に動作する最小VINは、2Vに外部NPNのベース/エミッタ電圧降下を加えた電圧です。

図10のNPNをNMOSトランジスタで置き換えると、ドロップアウト電圧をNMOSのRDS(ON)とレギュレータの出力電流の積にまで減らすことができます。これはシステム全体の効率も上

20µs/DIV 1939 F09

VOUTAC COUPLED

20mV/DIV

LOAD STEP2.5mA TO 7.5mA

5mA/DIV

L13.3µH

C50.47µF

C722µF

C622µF

R127.4k R2

8.06k

C12.2µF

C20.47µF

4.5V TO 25V

R640.2k

R549.9k

C3220pF

1939 F10

VOUT13.5V

VOUT23.3V1A

D2BAT54

D1B240A

BSTVIN

SW

FB

SHDNSS

LT1939

RT/SYNCVC

LDRVPG

LFBPG

R48.06k

R324.9k

Q1

LT1939

211939f


さらに、SWとBSTのトレースはできるだけ短くします。図12のDC1069Aデモ用ボードのトップサイドのメタルは、適切な部品配置とトレース配線を示しています。

熱に関する検討事項LT1939の温度を上げないため、PCBはヒートシンクを備えている必要があります。パッケージの底の露出したメタルはグランド・プレーンに半田付けします。このグランドはサーマルビアを使って下の他の銅層に接続します。これらの層はLT1939が発生する熱を放散します。追加のビアをキャッチ・ダイオードの近くに配置します。トップとボトムの層に銅を追加し、この銅をビアを使って内部プレーンに接続すると熱抵抗をさらに下げることができます。これらの対策により、ダイ(つまり接合部)から周囲への熱抵抗をθJA = 45/Wに減らすことができます。

図11. スイッチがオンしているときの電流(11a)をスイッチがオフしているときの電流(11b)から差し引くと、高周波数のスイッチング電流(11c)の経路が判明する。このループを小さく保つ。SWとBSTのトレースの電圧もスイッチングされる。これらのトレースをできるだけ短くする。最後に、回路をローカル・グランド・プレーンを使って必ずシールドする

LT1939内部の電力損失は効率測定から計算される総電力損失からキャッチ・ダイオードの損失を差し引いて推測することができます。ダイ温度は、LT1939の電力損失に(接合部から周囲への)熱抵抗を掛けて計算します。

キャッチ・ダイオード、昇圧ダイオード、インダクタなど他のパワー部品で消費される電力が銅をさらに熱して、ICから見た周囲温度をさらに上昇させることがあります。LT1767のデータシートの「熱に関する検討事項」のセクションを参照してください。

リニアテクノロジー社の他の出版物アプリケーションノートAN19、AN35およびAN44には降圧レギュレータと他のスイッチング・レギュレータの詳細な説明と設計情報が含まれています。LT1376のデータシートには出力リップル、ループ補償および安定性のテストに関するさらに広範な説明が与えられています。デザインノートDN100には降圧レギュレータを使ったデュアル出力電圧(＋と-)を発生させる方法が示されています。

図12. LT1939のデモ用回路ボードDC1293A

VIN

GND

(11a)

LT1939 SW VIN

GND

1939 F11

(11c)

LT1939 SWVIN

GND

(11b)

LT1939 SW

LT1939

221939f

標準的応用例高効率リニア・レギュレータ効率と負荷電流

5V/1.5A、3.3V/0.5A降圧、出力切断機能付き

5V/2A降圧、パワーグッドLED付き

L13.3µH

C50.47µF

C722µF

C822µF

R125.5k R2

8.06k

C12.2µF

C20.47µF

4.5V TO 25V

R549.9k

R640.2k

C3220pF

1939 TA02a

VOUT1

D2BAT54

D1B240A

BSTVIN

SW

FB

SHDNSS

LT1939

GND

RT/SYNC

VC

LDRV

PG

LFBPG

R48.06k

R710kR3

24.9k

M1ZXMN2A03E6

LOAD CURRENT (A)0 0.2

50

EFFI

CIEN

CY (%

)

70

90

0.4 0.8 1.0

1939 TA02b

60

80

0.6 1.2 1.4

L14.7µH

C50.47µF

C722µF

C622µF

R142.2k

R8100kR2

8.06k

C12.2µF

C20.47µF

6V TO 25V

R649.9k

R740.2k

C3220pF

1939 TA03

VOUT15V1.5A

VOUT23.3V0.5A

D2BAT54

D1B240A

BSTVIN

SW

FB

SHDNSS

LT1939

GND

RT/SYNC

VC

LDRV

PG

LFBPG

R58.06k

R424.9k

Q1ZXTCM322

I89ZXMP3A17E6

L14.7µH

C50.47µF

C722µF

M1ZXM61N02F1

R142.2k R2

8.06k

C12.2µF

C20.47µF

6V TO 25V

R649.9k

R740.2k

C3220pF

1939 TA04

VOUT15V2A

D2BAT54

D1B240A

R342.2k

BSTVIN

SW

FB

SHDNSS

LT1939

GND

RT/SYNC

VC

LDRVPG

LFBPG

R5100k

R88.06k

R48.06k

C81µF

LT1939

231939f

リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。

パッケージ寸法

DDパッケージ12ピン・プラスチックDFN (3mm×3mm)(Reference LTC DWG # 05-08-1725 Rev A)

3.00 ±0.10(4 SIDES)

注記：1.図はJEDECのパッケージ外形ではない2.図は実寸とは異なる3.すべての寸法はミリメートル4.パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。　モールドのバリは（もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと5.露出パッドおよびタイバーは半田メッキとする6.網掛けの部分はパッケージのトップとボトムのピン1の位置の参考に過ぎない

0.40 ± 0.10

露出パッドの底面

1.65± 0.10

0.75 ±0.05

R = 0.115TYP

16

127

ピン1のトップ・マーキング（NOTE 6を参照）

0.200 REF

0.00 – 0.05

(DD12) DFN 0106 REV A

半田付けされない領域には半田マスクを使用する

0.23 ± 0.05

0.25 ± 0.05

2.25 REF

2.38±0.051.65±0.052.10 ±0.05

0.70 ±0.05

3.50 ±0.05

パッケージの外形

ピン1のノッチR = 0.20または0.25×45°の面取り

2.38±0.10

2.25 REF0.45 BSC

0.45 BSC

LT1939

241939f

LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2008

0108 • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8FTEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp

関連製品

標準的応用例

製品番号説明注釈LT1766 60V、1.2A (IOUT)、200kHz

高効率降圧DC/DCコンバータ VIN：5.5V～60V、VOUT(MIN) = 1.20V、IQ = 2.5mA、ISD = 25µA、 16ピンTSSOPEパッケージ

LT1933 36V、500mA (IOUT)、500kHz降圧スイッチング・レギュレータ、SOT-23

VIN：3.6V～36V、VOUT(MIN) = 1.2V、IQ = 1.6mA、ISD < 1µA、 ThinSOT™パッケージ

LT1936 36V、1.4A (IOUT)、500kHz 高効率降圧DC/DCコンバータ

VIN：3.6V～36V、VOUT(MIN) = 1.2V、IQ = 1.9mA、ISD < 1µA、 8ピンMS8Eパッケージ

LT1940 デュアル25V、1.4A (IOUT)、1.1MHz 高効率降圧DC/DCコンバータ

VIN：3.6V～25V、VOUT(MIN) = 1.20V、IQ = 3.8mA、ISD < 30µA、 16ピンTSSOPEパッケージ

LTC3407/LTC3407-2

デュアル600mA/800mA、1.5MHz/2.25MHz、同期整流式降圧DC/DCコンバータ

VIN：2.5V～5.5V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 40µA、ISD < 1µA、 3mm×3mm DFNおよび10ピンMS10Eパッケージ

LT3434/LT3435 60V、2.4A (IOUT)、200kHz/500kHz 高効率降圧DC/DCコンバータ、Burst Mode動作付き

VIN：3.3V～60V、VOUT(MIN) = 1.20V、IQ = 100µA、ISD < 1µA、 16ピンTSSOPEパッケージ

LT3437 60V、400mA (IOUT)、マイクロパワー降圧 DC/DCコンバータ、Burst Mode動作付き

VIN：3.3V～60V、VOUT(MIN) = 1.25V、IQ = 100µA、ISD < 1µA、 10ピン3mm×3mm DFN、16ピンTSSOPパッケージ

LT3493 36V、1.4A (IOUT)、750kHz 高効率降圧DC/DCコンバータ

VIN：3.6V～36V、VOUT(MIN) = 0.8V、IQ = 1.9mA、ISD < 1µA、 6ピン2mm×3mm DFNパッケージ

LT3501 デュアル25V、3A (IOUT)、1.5MHz 高効率降圧DC/DCコンバータ


LT3502/LT3502A 40V、500mA (IOUT)、1.1MHz/2.2MHz 高効率降圧DC/DCコンバータ

VIN：3V～40V、VOUT(MIN) = 0.8V、IQ = 1.5mA、ISD < 2µA、 8ピン2mm×2mm DFNパッケージ

LT3503 20V、1A (IOUT)、2.2MHz 高効率降圧DC/DCコンバータ

VIN：3.6V～20V、VOUT(MIN) = 0.78V、IQ = 1.9mA、ISD < 1µA、 6ピン2mm×3mm DFNパッケージ

LT3505 36V、1.2A (IOUT)、3MHz 高効率降圧DC/DCコンバータ

VIN：3.6V～36V、VOUT(MIN) = 0.78V、IQ = 2mA、ISD < 2µA、 8ピン3mm×3mm DFNおよびMSEパッケージ

LT3506/LT3506A デュアル25V、1.6A (IOUT)、575kHz/1.1MHz 高効率降圧DC/DCコンバータ

VIN：3.6V～25V、VOUT(MIN) = 0.8V、IQ = 3.8mA、ISD < 30µA、 16ピン4mm×5mm DFNおよびTSSOPEパッケージ

LT3508 デュアル36V、1.4A (IOUT)、2.5MHz 高効率降圧DC/DCコンバータ

VIN：3.6V～36V、VOUT(MIN) = 0.8V、IQ = 4.3mA、ISD < 1µA、 24ピン4mm×5mm QFNおよび16ピンTSSOPEパッケージ

LT3510 デュアル25V、2A (IOUT)、1.5MHz 高効率降圧DC/DCコンバータ


LTC3548 デュアル400mA/800mA、2.25MHz 同期整流式降圧DC/DCコンバータ

VIN：2.5V～5.5V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 40µA、ISD < 1µA、 3mm×3mm DFNおよび10ピンMSEパッケージ

LT3680 36V、3.5A (IOUT)、2.4MHz 高効率降圧DC/DCコンバータ

VIN：3.6V～36V、VOUT(MIN) = 0.79V、IQ = 75µA、ISD < 1µA、 3mm × 3mm DFNおよびMS10Eパッケージ

LT3500 40V、2A (IOUT)、2.2MHz 高効率降圧DC/DCコンバータ

VIN：3V～36V、VOUT(MIN) = 0.8V、IQ = 75µA、ISD < 12µA、 3mm × 3mm DFNパッケージ

1.8V/2A降圧レギュレータ

L12.2µH

D1

D2

C12.2µF

C20.47µF

C50.47µF

C722µF

C3220pF

R540.2k

R28.06k

R649.9k

R110k

R324.9k

R48.06k

4.5V TO 25VC61µF

1939 TA05

VOUT11.8V2A

VOUT23.3V10mA

LDRVVIN

LFB

BSTSHDNSS

LT1939

RT/SYNCVC

SWFBPGPG

lt1939 モノリシック2a...

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