FFaakkuull tteett ee lleekkttrrootteehhnniikkee uu TTuuzzll ii

KKoommuunniikkaaccii jjee

SSttuuddeenn tt ii ::

AA mmee rr HHuukkii ćć

SSee mmii rr DDuuddii ćć

JJaass mmiinn BB eešš ii ćć

SSEEMMIINNAARRSSKKII RRAADD iizz mmoobbii llnniihh kkoommuunniikkaacciijjaa

MMCC--CCDDMMAA ii MMCC--DDSS--CCDDMMAA

1100 ..00 11 ..22 001144 ..

Sadržaj 1. MC-CDMA ........................................................................................................................................ 1

1.1 Struktura signala ...................................................................................................................... 1

1.2 Downlink Signal ....................................................................................................................... 2

1.3 Uplink signal ............................................................................................................................ 3

1.4 Tehnike širenja ........................................................................................................................ 3

1.4.1 Kodovi širenja .................................................................................................................. 3

1.4.2 Peak-to-Average odnos snage (PAPR) ............................................................................. 5

1.4.3 Jednodimenzionalno i dvodimenzionalno širenje ........................................................... 7

1.4.4 Rotirane konstelacije ....................................................................................................... 7

1.5 Tehnike detekcije .................................................................................................................... 8

1.5.1 Single-user detekcije ....................................................................................................... 8

1.5.2 Multi-User Detekcija ...................................................................................................... 10

1.5.3 Uklanjanje interferencije ............................................................................................... 11

1.5.4 Uklanjanje paralelne interferencije ............................................................................... 12

1.5.5 Uklanjanje uzastopne interferencije ............................................................................. 12

1.5.6 Uklanjanje niskih interferencija ..................................................................................... 13

1.6 Pre-ekvalizacija ...................................................................................................................... 14

1.6.1 Downlink ........................................................................................................................ 14

1.6.2 Uplink ............................................................................................................................. 16

1.7 Kombinovana ekvalizacija ..................................................................................................... 16

1.7.1 MRT-MRC Kombinovana Ekvalizacija ............................................................................ 16

1.7.2 Različita Selekcija Kombinovane Ekvalizacije ................................................................ 16

1.7.3 Kombinovana Ekvalizacija bazirana na Generalizovanoj Pre-Ekvalizaciji ...................... 16

1.8 Dekodiranje niskih kanala ..................................................................................................... 17

1.8.1 LLR za OFDM Sisteme .................................................................................................... 18

1.8.2 LLR za MC-CDMA Sisteme ............................................................................................. 18

1.9 Fleksibilnost u Dizajnu Sistema ............................................................................................. 20

1.9.1 Paralelni Podatkovni Simboli (M-Modifikacija) ............................................................. 20

1.9.2 Paralelne Korisničke Grupe (Q-Modifikacija) ................................................................ 20

1.9.3 M&Q-Modifikacija ......................................................................................................... 21

1.9.4 Sistemski parametri ....................................................................................................... 23

1.9.5 Sinhronizovana veza za preuzimanje (Downlink) .......................................................... 24

1.9.6 Sinhronizovani Uplink .................................................................................................... 28

2. MC-DS-CDMA ................................................................................................................................ 32

2.1 Struktura signala .................................................................................................................... 32

2.1.1 Downlink ........................................................................................................................ 33

2.1.2 Uplink ............................................................................................................................. 33

1

1.MC-CDMA

1.1 Struktura signala

Osnovni MC-CDMA signal se generira serijskim spajanjem klasičnog DS-CDMA i OFDM. Svaki dio

direktne sekvence podataka preslikava se na različiti podnosioc. MC-CDMA čipovi podataka se

prenose paralelno sa različitim podnosiocima, za razliku od serijskog prijenosa sa DS-CDMA.

Pretpostavimo da je K broj istovremeno aktivnih korisnika u MC-CDMA mobilnom radio sistemu.

Slika 2.1 prikazuje multi-carrier širenje spektra jednog kompleksnog simbola d(k) dodijeljenog

korisniku k. Frekvencija serijskih simbola je 1/Td. Generiranje MC-CDMA signala je opisano za

jedan simbol po korisniku, tako da se indeks simbola može izostaviti. U predajniku, kompleksni

simbol d(k) se množi sa kodom proširenja:

dužine L = Pg, gdje Pg je dobitak obrade. Frekvencija čipova serijskog koda proširenja C (k) prije

konverzije iz serijskog u paralelni je:

i L puta veća od frekvencije simbola 1/Td. Kompleksna sekvenca dobijena nakon proširenja data je u

vektorskoj notaciji kao:

Multi-carrier signal proširenog spektra dobija se nakon modulisanja komponenti Sl (k),l = 0,. . . ,L - 1,

paralelno na L podnosioca. Sa multi-carrier sistemima proširenog spektra, svaki simbol je postavljen

na L podnosioca. U slučajevima kada je broj podnosioca Nc jednog OFDM simbola jednak dužini

koda širenja L, trajanje OFDM simbola sa multi-carrier proširenim spektrom, uključujući i zaštitni

interval iznosi:

2

U ovom slučaju jedan simbol po korisniku se prenosi u jednom OFDM simbolu.

1.2 Downlink Signal

U sinhronom downlink-u, računski je efikasno dodati proširene signale od K korisnika prije OFDM

operacije kao što je prikazano na slici 2-2.

Superpozicija K sekvenci s(k) rezultira u sekvenci:

U downlink-u s se može predstaviti kao:

gdje je d vektor poslanih simbola K aktivnih korisnika:

i C matrica proširenja data kao:

MC-CDMA downlink signal dobija se nakon obrade sekvence s u OFDM bloku. Pod pretpostavkom

da je zaštitni period dovoljno dug da apsorbira svaki eho, primljeni vektor prenešene sekvence s nakon

inverznog OFDM i frekvencijskog de-interleaving-a dat je kao:

gdje je H je L × L kanalna matrica i n vektor šuma dužine L. Vektor r se dovodi na detektor podataka

kako bi dobili procjenu prenesenih podataka. Za opis multi-user tehnika detekcije, uvodi se

ekvivalentan zapis za primljeni vektor r:

3

Sistemska matrica A za downlink definisana je kao:

1.3 Uplink signal

U uplink-u, MC-CDMA odaslani signal dobija se neposredno nakon obrade sekvence s(k) od

korisnika k u OFDM bloku. Nakon inverznog OFDM i frekvencijskog de-interleaving-a na prijemnoj

strani, dobiveni vektor dat je sa:

gdje H (k) sadrži koeficijenate podkanala dodijeljenih korisniku k. Pretpostavlja se da je uplink

sinhroni u cilju postizanja visoke spektralne efikasnosti OFDM. Vektor r se dovodi na detektor

podataka kako bi dobili procjenu prenesenih podataka. Matrica:

sastoji se od K vektora:

1.4 Tehnike širenja

Tehnike širenja u MC-CDMA šemi razlikuju se po odabiru koda i vrsti širenja. Različite strategije

postoje za mapiranje kodova širenja u vremenu i frekvenciji sa MC-CDMA.

1.4.1 Kodovi širenja

Postoje razni kodovi širenja koji se mogu razlikovati po ortogonalnanosti, korelacionim svojstvima,

složenosti implementacije, i peak-to-average odnos snaga (PAPR). Izbor koda širenja ovisi o zadatom

scenariju. U sinkroni downlink-u, ortogonalni kodovi širenja imaju prednost, jer smanjuju smetnje

višestrukog pristupa u odnosu na neortogonalne sekvence. MeĎutim, u uplink-u, ortogonalnost izmeĎu

kodova širenja se gubi zbog različitih distorzija izmeĎu pojedinčnih kodova. Stoga, jednostavne PN

sekvence mogu biti izabrane za širenje u uplink-u. Ako je prijenos asinkroni, Gold kodovi imaju dobra

cross-korelacijska svojstva. U slučajevima kada se primjenjuje preekvalizacija u uplink-u,

ortogonalnost se može postići na prijemnoj anteni, tako da u uplink-u ortogonalni kodovi širenja

takoĎer mogu biti prednost.

4

Walsh–Hadamard kodovi

Ortogonalni Walsh-Hadamard kodovi su jednostavni za rekurzivno generiranje pomoću sljedeće

Hadamard matrice:

Maksimalni broj dostupnih ortogonalnih kodova širenja je L, što odreĎuje maksimalan broj aktivnih

korisnika K. Hadamard matrica može se koristiti za obavljanje L-arne Walsh-Hadamard modulacije,

koja se u kombinaciji sa PN širenjem može primijeniti u uplink-u za MC-CDMA sistem.

Fourierovi kodovi

Kolone FFT matrica mogu se smatrati kodovima širenja, koji su ortogonalni jedni spram drugog.

Čipovi su definirani kao:

PoreĎenje amplitudne distribucije izmeĎu Hadamard kodova i Fourier kodova pokazuje da Fourier

kodovi rezultiraju jednakim ili nižim peak-to-average odnosom snage.

Pseudo šum (PN) kodovi širenja

Oni su obično generiraju pomoću shift registara. Često korištene PN sekvence su shift registar

sekvence maksimalne dužine, poznate kao m-sekvence. Sekvenca ima dužinu:

bita i nastaje pomoću shift registra dužine m sa linearnom povratnom spregom. Niz ima period dužine

n i to je uravnotežna sekvenca tj. ima jednak broj jedinica i nula.

Gold kodovi

PN sekvence sa boljim svojstvima cross-korelacije od m-sekvenci su dio tzv. Gold sekvenci. Skup N

Gold sekvenci je izveden iz para m-sekvenci dužine L = 2^n - 1 uzimajući sumu po modulu-2 prve m-

sekvence sa n ciklično pomjerenim verzijama druge m-sekvence . Time dobijamo n+2 Gold koda.

Gold kodovi imaju funkciju cross-korelacije s vrijednostima {-1,-t (m), t (m) - 2}, gdje je

5

Golay kodovi

Ortogonalni Golay komplementarni kodovi se dobijaju rekurzivno kao:

gdje je komplementarna matrica definisana kao inverzna matrica CL. Ako je :

i ako su A i B matrice L x L/2 onda vrijedi:

Zadoff-Chu kodovi

Zadoff-Chu kodovi imaju optimalna korelacijska svojstva. Oni su definirani kao:

gdje je q bilo koji cijeli i k cijeli broj. Ako L je prost broj, skup Zadoff-Chu kodova se sastoji od L - 1

sekvence. Zadoff-Chu kodovi imaju optimalnu periodičnu funkciju auto-korelacije i periodičnu

funkciju cross-korelacije niske konstantne magnitude.

1.4.2 Peak-to-Average odnos snage (PAPR)

Varijacije envelope za multi-carrier signal mogu se definisati sa PAPR, koji je dat kao:

Vrijednosti Xv, v = 0,. . . Nc - 1, su vremenski uzorci OFDM simbola. Dodatna mjera za utvrĎivanje

varijacije envelope je crest factor (CF), koji je dat kao:

Odgovarajućim odabirom koda širenja, moguće je smanjiti PAPR multi-carrier signala. Ovo smanjenje

PAPR može biti prednost u uplink-u, gdje je potrebna niska potrošnja energije.

6

Uplink PAPR

Uplink signal dodijeljen korisniku k rezultira u:

PAPR za različite kodove širenja može biti ograničen za uplink:

uz pretpostavku da je Nc=L.

Tabela 2-1 prikazuje PAPR granice za MC-CDMA uplink signale sa različitim kodovima širenja.

Downlink PAPR

Vremenski uzorci downlink multi-carrier simbola pod pretpostavkom da se koristi sinhroni prijenos

dati su kao:

PAPR MC-CDMA downlink signala sa K korisnika i Nc = L može biti ograničen kao:

7

1.4.3 Jednodimenzionalno i dvodimenzionalno širenje

Širenje u MC-CDMA sistemima može se izvršiti u frekventnom pravcu, vremenskom pravcu ili

dvodimenzionalno, u vremenskom i frekventnom smjeru. MC-CDMA sistem sa širenjem samo u

vremenskom pravcu jednak je MC-DS-CDMA sistemu. Dvodimenzionalni kod širenja je kod dužine

L, gdje su čipovi distribuirani u vremenskom i frekventnom pravcu.

Dvodimenzionalno širenje može se izvršiti dvodimenzionalnim kodom širenja ili sa dva kaskadna

jednodimenzionalna koda širenja. Efikasna realizacija dvodimenzionalnog širenja je da se koristi

jednodimenzionalni kod širenja, a nakon njega dvodimenzionalni interliver, kao što je prikazano na

slici 2-3.

Sa dva kaskadna jednodimenzionalna koda širenja, širenje se prvo izvršava u jednoj dimenziji sa

prvim kodom širenja dužine L1. U narednom koraku, modulirani čipovi prvog koda širenja su

ponovno prošireni sa drugim kodom širenja u drugoj dimenziji. Dužina drugog koda širenja je L2.

Ukupna dužina širenja sa dva kaskadna jednodimenzionalna koda širenja rezultaira u:

Ako su dva kaskadna jednodimenzionalna koda širenja Walsh-Hadamard kodovi, rezultirajući

dvodimenzionalni kod je opet Walsh-Hadamard kod ukupne dužine L.

Za veliki L, dvodimenzionalno širenje može nadmašiti jednodimenzionalno širenje u nekodiranim

MC-CDMA sistemima.

1.4.4 Rotirane konstelacije

Sa rotiranim konstelacijama, L simbola se rotira prije širenja tako da su simbolske konstelacije

različite za svaki od L simbola vektora prijenosa s. To se može postići okretanjem faze prenesenih

simbola brojem proporcionalanim sa 1 / L. Faktor rotacije za korisnika k je:

gdje Mrot je konstanta čiji izbor ovisi o simbolu alfabeta. Na primjer, Mrot = 2 za BPSK i Mrot = 4 za

QPSK. Za M-PSK modulacije, konstanta Mrot = M. Konstelacijske tačke Walsh-Hadamard proširene

sekvence s sa BPSK modulacijom sa i bez rotacije su prikazane na slici 2-4, kod širenja dužine L = 4.

8

1.5 Tehnike detekcije

Tehnike detekcije podataka se mogu esvrstati u bilo single-user detekcije ili multi-user detekcije.

Pristup pomoću single-user detekcije otkriva signal korisnika ne uzimajući u obzir bilo kakve

informacije o smetnjama višestrukog pristupa. U MC-CDMA mobilnim radio sistemima, single-user

detekcije ostvaruju se sa one-tap ekvalizacijom za kompenziranje distorzije podkanala.Poboljšanja

performansi s multi-user detekcijom u odnosu na single-user detekciju postižu se na račun visoke

složenosti prijemnika. Metode multi-user detekcije mogu se podijeliti na metode poništavanja

interferencije (IC) i metode zajedničke detekcije.

1.5.1 Single-user detekcije

Pristup pomoću single-user detekcije otkriva signal korisnika ne uzimajući u obzir bilo kakve

informacije o smetnjama višestrukog pristupa. Prijemnik sa single-user detekcijom simbola korisnika

k je prikazan na slici 2-6.

Nakon inverznog OFDM dobijena sekvenca r je ekvalizirana implementiranjem adaptivnih one-tap

ekvalizatora zbog pojave fazne i amplitudne deformacije uzrokovane mobilnim radio kanalom na

podkanalima. Ovaj one-tap ekvalizator se jednostavno ostvaruje jednim kompleksnim množenjem po

jednom podnosiocu. Primljena sekvenca na izlazu iz ekvalizatora ima oblik:

Dijagonalna matrica ekvalizatora

9

dimenzija L × L predstavlja L kompleksnih koeficijenata ekvalizatora podnosioca dodijeljenih s.

Nakon korelacije kompleksne vrijednosti na izlazu ekvalizatora u sa konjugovano kompleksnim

kodom širenja C (k)* na izlazu dobijamo sljedeću kompleksnu vrijednost za odlučivanje:

Maximum Ratio Combining (MRC)

MRC označava svaki podkanal sa svojim odgovarajućim konjugovano-kompleksnim kanalnim

koeficijentom, što dovodi do:

gdje su Hl,l, l = 0,. . . , L - 1, dijagonalne komponente H. Nedostatak MRC u MC-CDMA sistemima u

downlink-u je to što uništava ortogonalnost izmeĎu kodova širenja i, na taj način, dodatno pojačava

smetnje višestrukog pristupa. U uplink-u, MRC je najperspektivnija tehnike single-user detekcije.

Equal Gain Combining (EGC)

EGC kompenzira samo faznu rotaciju uzrokovanu kanalom izborom koeficijenata ekvalizatora kao:

EGC je najjednostavnija tehnika single-user detekcije, jer joj je potrebna samo informacija o fazi

kanala.

Zero Forcing (ZF)

ZF primjenjuje inverziju kanala i može eliminirati smetnje višestrukog pristupa vraćanjem

ortogonalnosti izmeĎu proširenim podatacima u downlink-u sa ekvalizacijskim koeficijentom

izabranim kao:

Nedostatak ZF je što ekvalizator pojačava šum, posebno za male amplitude Hl,l.

10

1.5.2 Multi-User Detekcija

Maximum Likelihood Sequence Estimation (MLSE)

MLSE smanjuje vjerovatnoću greške sekvence što je ekvivalentno maksimiziranju uslovne

vjerovatnoće P {dμ | r} da je dμ prenesen, s obzirom na primljeni vektor r. Procjena d dobijena sa

MLSE je:

gdje je arg argument funkcije. Ako je šum Nl aditivni bijeli Gauss-ov šum, onda je prethodna

jednačina ekvivalentna pronalaženju vektora simbola dμ koji minimizira kvadrat Euklidske udaljenosti

izmeĎu primljenih i svih mogućih prenesenih sekvenci. Najverovatniji preneseni vektor podataka je

dat kao:

Maximum Likelihood Symbol-by-Symbol Estimation (MLSSE)

MLSSE minimizira vjerovatnoću greške simbola, što je ekvivalent za maksimiziranje uslovne

vjerovatnoće P. Procjena d (k) dobijena sa MLSSE je:

Ako je šum Nl bijeli Gauss-ov simbol koji je najvjerovatnije prenesen je dat kao:

11

1.5.3 Uklanjanje interferencije

Princip uklanjanja interferencije jeste detektovati i izuzeti ometajuće signale od primljenog signala

prije detekcije signala. Može se primijeniti radi smanjenja unutar-ćelijske i meĎu-ćelijske

interferencije. Većina šema detekcije se fokusira na unutar-ćelijsku interferenciju.

Šeme uklanjanja interferencije mogu koristiti signale za rekonstrukciju interferencije ili za dobijanje

detektora izlaza (slika 2-7) ili za izlaz dekodera (slika 2-8).

Obje šeme mogu biti primijenjene u nekoliko ponavljanja. Vrijednosti i funkcije povezane sa

iteracijom j su markirane indexom j, gdje j poprima vrijednost j=1, ..., Jit, a Jit je broj iteracija.

Početna faza detekcije je indicirana indeksom [0]. Obzirom da se interferencija detektuje mnogo češće

na izlazu kanalskog dekodera nego na izlazu detektora, šema sa kanalskim dekodiranjem je uključena

u iterativni proces nadmašen drugom šemom. Uklanjanje interferencije se razlikuje izmeĎu paralelnih i

uzastopnih tehnika uklanjanja. Kombinacije uklanjanja paralelnih i uzastopnih interferencije su

takodjer moguće.

12

1.5.4 Uklanjanje paralelne interferencije

Princip uklanjanja paralelnoe interferencije jeste detektovati i oduzeti sve ometajuće signale paralelno

prije detekcije željenog signala. Uklanjanje paralelne interferencije je pogodno za sisteme gdje

ometajući signali imaju sličnu snagu. U početnoj fazi detekcije, podatkovni simboli svih K aktivnih

korisnika su paralelno detektovani pojedinačnom korisničkom detekcijom, tj.

gdje G označava koeficijente dodijeljene početnoj fazi. Naredne faze detekcije rade iterativno

korištenjem odluka prethodne faze za rekonstruisanje ometajućeg dijela primljenog signala. Dobijena

interferencija je oduzeta, odnosno uklonjena iz primljenog signala, i detekcija podataka se izvodi

ponovo sa smanjenim višestrukim pristupom interferencije. Stoga, druga i ostale faze detekcije se

primjenjuju

gdje se, osim za posljednju fazu, detekcija primjenjuje na sve K korisnike.

Uklanjanje paralelne interferencije se može primjenjivati sa različitim strategijama detekcije u

iteracijama. Počevši sa EGC u svakoj iteraciji nastaju različite kombinacije. Obećavajući rezultati su

dobijeni MMSE ekvalizacijom usvojenom u prvom ponavljanju do trenutnog opeterećenja sistema kao

i u svim daljnjim iteracijama MMSE ekvalizacije usvojenim za pojedinačne korisničke slučajeve.

Aplikacija MRC se čini, teoretski, kao prednost za drugu i dalnje faze detekcije, jer MRCje optimalna

tehnika u višestrukom pristupu slobodnog slučaja, tj. u slučaju pojedinačnog korisnika. Uglavnom, ako

se napravi jedna ili više grešaka odluke, MRC ima slabe performanse.

1.5.5 Uklanjanje uzastopne interferencije

Uklanjanje uzastopne interferencije detektuje i izuzima ometajući signal po redoslijedu jačine

ometajućeg signala. Prvo, najjači ometač je uklonjen, i prije nego je drugi ometač detektovan i izuzet,

tj.

gdje g predstavlja najjači ometač u iteraciji j, j=1,...Jit. Ova procedura se nastavlja do prestanka

primjene predefinisanih kriterija. Uklanjanje uzastopne interferencije je pogodno za sisteme sa velikim

varijantama snage izmeĎu ometača.

13

1.5.6 Uklanjanje niskih interferencija

Uklanjanje interferencije koristi odgovarajuće informacije o detektovanoj interferenciji u iterativnom

procesu. Ove šeme mogu biti bez i sa kanalskim dekodiranjem u iterativnom procesu, i mogu isključiti

niske interferencije. Ako je odgovarajuća informacija o detektovanoj interferenciji uzeta u obzir u

šemi uklanjanja, performansa iterativne šeme može biti poboljšana jer propagacijska greška može biti

smanjena u poreĎenju sa šemama sa povratnom spregom.

Podaci o korisniku k su detektovani korištenjem uklanjanja interferencije sa odgovarajućom

informacijom. Princip uklanjanja paralelne, uzastopne ili kombinovane interferencije može se

prikazati šemom uklanjanja niskih interferencija.

U nastavku ćemo se fokusirati na doprinos ometajućeg korisnika g sa g≠k. Niske vrijednosti W su

dobijene nakon detekcije pojedinačnog korisnika, simbolskog demapiranja i de-interlivinga.

Odgovarajući LLRs (log-likelihood ratios) za kanalsko dekodiranje je dato vektorom I(g)(j). LLRs

predstavljaju niske vrijednosti koje mogu biti izložene Viterbijevom dekoderu. Iz sljedećeg soft-

in/soft-out kanalskog dekodera, pored dekodiranih izlaznih izvorišnih bita, moguće je dobiti i

odgovarajuću informaciju u formi LLRs-a. Ovi LLRs su dati vektorom:

Kao kontrast LLRs-u kodiranih bita na ulazu soft-in/soft-outa kanalskog dekodera, LLRs kodiranih

bita na izlazu soft-in/soft-out kanalskog dekodera

je proračun svih drugih niskih vrijednosti sekvence W ovog kodiranog bita tj. ne samo od jedne

primljene niske vrijednosti Wk. Indeks K je izostavljen jer je fokus na LLR-u jednog kodiranog bita.

Kako bi se izbjegla greška propagacije, koristi se srednja vrijednost kodiranog bita b, koji se naziva

niski (soft) bit Wout. Taj bit se definiše kao:

A rezultat ove jednačine je:

Niski bit može poprimiti vrijednosti iz intervala [-1, +1].

14

1.6 Pre-ekvalizacija

Ako je informacija o aktuelnom kanalu priori poznata kao transmiter, pre-ekvalizacija moze biti

primijenjena na transmiteru kao da je signal na prijemniku primljen kao nedistorziran i proračun

kanala na prijemniku nije neophodan. Informacija o stanju kanala može, npr, biti dostupna u TDD

šemama ako su slotovi TDD-a dovoljno kratki da kanal uplinka i sljedeći slot downlinka može biti

razmatran kao konstanta i transiver može koristiti informaciju o stanju kanala dobijenu iz prethodnih

primljenih podataka.

Aplikacijski scenario pre-ekvalizacije u TDD mobilnom radio sistemu bi bio da stanica terminala šalje

probne simbole u uplinku koji se koriste u baznoj stanici za estimaciju kanala i detekciju podatkovnih

simbola uplinka. Estimacijsko stanje kanala se koristi za pre-ekvalizaciju podataka downlinka za

prebacivanje u terminalnu stanicu. Stoga nije neophodna kanalna estimacija u terminalnoj stanici, što

smanjuje kompleksnost. Jedino bazna stanica mora procijeniti kanal, tj. kompleksnost može biti

pomjerena do bazne stanice.

Daljnji aplikacijski scenario pre-ekvalizacije u TDD mobilnom radio sistemu bi bio da bazna stanica

pošalje probne simbole u downlinku do terminalne stanice, čime bi poboljšali estimaciju kanala. U

uplinku, terminalna stanica primjenjuje pre-ekvalizaciju sa intencijom dobijanja kvazi ortogonalnih

korisničkih signala na baznoj stanici antene. Ovo rezultira visokom spektralnom efikašnošću uplinka,

jer MAI može biti izbjegnut. Šta više, estimacija kompleksnog kanala uplinka nije neophodna.

Tačnost pre-ekvalizacije se može povećati korištenjem predikcije stanja kanala u transimetu, gdje se

informacija o stanju kanala filteriše.

1.6.1 Downlink

U sistemu multi-nosioca u downlinku, operacija pre-ekvalizacije je data kao:

gdje su izvorni simboli St prije pre-ekvalizacije predstavljeni vektorom s i G je dijagonala LxL

matrice pre-ekvalizacije sa elementima Gi,t. U slučaju širenja,

L odgovara dužini koda širenja, a u slučaju OFDM, L je jednako broju podnosioca Nc. Sekvenca pre-

ekvalizacije s je nastala i transmitovana operacijom OFDM.

Kod prijemnika, nakon inverzne OFDM operacije, signal izgleda:

gdje H predstavlja matricu kanala sa dijagonalnim komponentama Hl,l i n predstavlja prigušenje.

15

Uslov za pre-ekvalizaciju sa ograničenom snagom je:

gdje je Gl,l predstavlja koeficijent pre-ekvalizacije bez ograničenja snage i C je vektor normale koji

drži snagu konstantom. Dalje C rezultira:

Maksimalni omjer transmisije MRT

Equal Gain Transmission EGT

Zero Forcing ZF

Kvazi MMSE Pre-Ekvalizacija

Ovu tehniku nazivamo kvazi MMSE pre-ekvalizacija, jer je ovo aproksimacija. Opća tehnika zahtijeva

veliku kompleksnost, zbog uslova ograničenosti snage.

16

1.6.2 Uplink

U MC-CDMA scenariju uplinka, pre-ekvalizacija je poboljšana u terminalnoj stanici korisnika k

prema:

Nakon inverzne OFDM, primljeni signal na baznoj stanici je:

1.7 Kombinovana ekvalizacija

Pomoću kombinovana ekvalizacije, informacija o stanju kanala je dostupna i kod transmitera i

resivera. Ovo omogućava pre-ekvalizaciji da bude primijenjena kod transmitera zajedno sa post-

ekvalizacijom kod resivera. Postoje tri tehnike kombinovane ekvalizacije:

1.7.1 MRT-MRC Kombinovana Ekvalizacija

1.7.2 Različita Selekcija Kombinovane Ekvalizacije

1.7.3 Kombinovana Ekvalizacija bazirana na Generalizovanoj Pre-Ekvalizaciji

17

1.8 Dekodiranje niskih kanala

Kanalsko kodiranje sa interliving bitom je efikasna tehnika u borbi degradacije slabljenja, prigušenja,

interferencije i drugih kanalskih pogoršenja. Osnovna ideja kanalskog kodiranja jeste uvesti kontrolnu

redundanciju u odaslane bite koji dolaze do resivera, radi ispravljanja greški kanala preko FEC-a

(Forward Error Correction). Binarni konvolucioni kodovi se biraju kao kanalski kodovi u trenutnom

mobilnom radiu, digitalnom broadcastingu, WLAN i WLL sistemima, jer veoma jednostavni algoritmi

dekodiranja, bazirani na Viterbijevom algoritmu, opstaju radi postizanja dekodiranja niskih kanala. Šta

više, konvolucioni kodovi se koriste kao komponentni kodovi za Turbo kodove, koji postaju dijelom

3G mobilnih standarda.

Mnogi konvolucioni kodovi koji su otkriveni za povećanje pogodnosti u transmisiji informacije su

efektivni kada su greške izazvane kanalom statistički nezavisne. Slabljenje signala izazvano

vremenskom multi-path propagacijom često uzrokuje da signal padne ispod granice prigušenja, čime

izaziva veliki broj grešaka nazvanih prasak pogrešaka. Efikasni metod u borbi sa praskom pogrešaka

jeste interliving kodiranih bita na način da se praskavi kanal transformiše u kanal s nezavisnim

greškama. Interliving kodiranih bita je postao izuzetno korisna tehnika u 2G i 3G digitalnim

celularnim sistemima i može biti realiziran kao blok, dijagonala ili slučajni inteliver.

Blok dijagram enkodiranih kanala i korisničkih specifikacija rasprostranjenih u MC-CDMA

transmiteru dodijeljenih korisniku k je prikazan na slici ispod. Blok dijagram je jednak i za downlink i

za uplink. Ulazna sekvenca konvolucionog enkodera je prikazana vektorom izvornog bita:

dužine La. Izlaz kanalskog enkodera je sekvenca kodiranih bita duzine Lb, prezentovano vektorom

kodiranog bita:

18

Brzina kanalskog kodiranja se definiše kao odnos:

Izlaz de-mapper simbola nakon de-interlivinga se definiše kao vektor:

Bazirano na ovom vektoru, izračunati su LLR-ovi od detektovanih kodiranih bita. Vektor

dužine Lb predstavlja LLR-ove dodijeljene vektoru kodiranih bita b(k). Konačno, sekvenca I(k) je

nisko dekodirana primjenjivanjem Viterbijevog algoritma. Na izlazu kanalskog dekodera, dobijen je

detektovani vektor izvornog bita.

1.8.1 LLR za OFDM Sisteme

LLR se definiše kao

što predstavlja logaritam odnosa izmeĎu funkcija p(w | b = +1) i p(w | b = −1). LLR poprima vrijednosti

iz intervala [−∞, +∞], tako da će LLR za OFDM sisteme iznositi:

1.8.2 LLR za MC-CDMA Sisteme

LLR za OFDM sisteme ne može biti primijenjen i za MC-CDMA sisteme.

Detekcija pojedinačnog korisnika (Single User Detection)

Primljeni MC-CDMA podatkovni simbol nakon detekcije pojedinačnog korisnika rezultira niskim

vrijednostima:

Iz prethodnih jednačina možemo vidjeti da je LLR za MC-CDMA sisteme:

19

Nakon primjene Walsh-Hadamard kodova, LLR za MC-CDMA sisteme sa sa detekcijom pojedinačnih

korisnika će biti:

Ukoliko koristimo MMSE ekvalizacije u MC-CDMA sistemima, ova jednačina će biti jednaka:

jer se varijansa Gl,lHl,l gubi.

Maksimalna vjerovatnoća detekcije

LLR za kodirane MC-CDMA mobilne radio sisteme sa zajedničkom detekcijom bazirane na MLSSE

je dat sa

te se inherentno dostavlja simbol-po-simbol estimacijskom procesu. LLR za MC-CDMA sisteme sa

MLSSE rezultira

gdje Delta predstavlja kvadratnu Euklidovu distancu.

Za kodirane MC-CDMA sisteme sa udruženom detekcijom baziranom na MLSE, proces estimacije

sekvence ne može dodijeliti odgovarajuću informaciju detektovanom kodiranom bitu. Kakogod,

aproksimacija za LLR sa MLSE je data kao:

20

1.9 Fleksibilnost u Dizajnu Sistema

Struktura MC-CDMA omogućava realizaciju moćnih resivera sa malom kompleksnošću izazvanom

ISI-om i ICI-om u detekciji procesa. Postoje tri modifikacije MC-CDMA sistema: M-Modifikacije, Q-

Modifikacije i M&Q-Modifikacije. Ove tri modifikacije mogu biti primjenjene i u uplinku, kao i u

downlinku mobilnih radio sistema.

1.9.1 Paralelni Podatkovni Simboli (M-Modifikacija)

M-Modifikacija povećava broj podnosioca Nc, dok opseg B, dužina koda L i broj aktivnih korisnika

ostaje konstantan.

Ukupan broj podnosioca modifikovanog MC-CDMA sistema je:

Trajanje OFDM simbola se povećava na:

gdje se smanjuje gubitak spektralne efikasnosti povećanjem M. Maksimalan broj aktivnih korisnika je

K=L.

1.9.2 Paralelne Korisničke Grupe (Q-Modifikacija)

Povećanjem broja aktivnih korisnika K, povećava se i broj zahtjevanih kodova, kao i dužina koda L.

Obzirom da L i K odreĎuju kompleksnost resivera, potrebno je obje vrijednosti držati što manjim. Q-

Modifikacija uvodi OFDMA komponente u fazu podnosioca i smanjuje kompleksnost resivera

smanjivanjem dužine koda po korisniku, držeći konstantnim maksimalan broj korisnika K i broj

podnosioca Nc. Ukupan broj podnosioca je:

gdje svaki korisnik eksploatiše L podnosioca za transmisiju podataka.

21

Trajanje OFDM simbola iznosi:

1.9.3 M&Q-Modifikacija

M&O-Modifikacija kombinuje fleksibilnost M i Q Modifikacije. Prijenos M podatkovnih simbola po

korisniku i, dodatno, razdvajanje korisnika u Q nezavisnih korisničkih grupa prema M&O je prikazano

na slici ispod.

22

23

Ukupan broj podnosioca je:

dok je trajanje ukupnih OFDM simbola jednako:

M, Q i M&Q Modifikacije su pogodne za uplink MC-CDMA mobilnog radio sistema. Q i M&Q

Modifikacije, kod uplinka, su jedino frekvencije interlivera korisničke grupe priključene na transmiter,

svi drugi ulazi su postavljeni na nulu.

Treba zapamtiti da MC-CDMA sistem sa osnovnom implementacijom ili sa bilo kom od tri

prezentovane modifikacije podržava dodatne TDMA komponente u uplinku i downlinku, jer je

transmisija sinhronizovana na OFDM simbole.

1.9.4 Sistemski parametri

Paramatri MC-CDMA sistema su analizirani i sumirani u tabeli 2-2. Ortogonalni Walsh–Hadamard

kodovi se koriste za širenje. Dužina koda u sub-sistemima je L = 8. Ukoliko drugačije nije

navedeno,podrazumijeva se da su sistemi u potpunosti opterećeni. Modulacije QPSK, 8-PSK i

16-QAM sa Gray-ovim kodiranjem se koriste za mapiranje simbola. Zaštitni interval referentnog

sistema je izabran tako da su ISI i ICI eliminisane. Mobilni radio kanal je implementiran kao

nekorelisani Rayleigh-v kanal (envelopa ima Rayleigh-ovu raspodjelu).

Tabela 2-2 MC-CDMA Sistemski parametri

Parametar Vrijednosti / karakteristike

Šireći kodovi Walsh–Hadamard kodovi

Dužina širećeg koda L 8

Opterećenje sistema Potpuno opterećenje

Mapiranje simbola QPSK, 8-PSK, 16-QAM

FEC kodovi Konvolucioni kodovi sa memorijom 6

FEC kodnog nivoa R i FEC dekoder 4/5, 2/3, 1/2, 1/3 sa Viterbi dekoderom

Procjena i sinhronizacija kanala Perfektna

Mobilni radio kanal Nekorelisani kanal sa Rayleigh-ovom raspodjelom envelope

Izvedba MC-CDMA referentnog sistema predstavljena u ovom odjeljku je primjenjiva na svaki

MC-CDMA sistem sa proizvoljnom prijenosnom propustljivosti B, proizvoljnim brojem sub-sistema

Q, i proizvoljnim brojem simbola M prenijetih po korisniku u OFDM simbolu, što rezultira

proizvoljnim brojem sub-nosilaca. Broj pod-nosilaca unutar sub-sistema mora biti 8, dok amplitude

kanala moraju biti distribuisane po Rayleigh-voj raspodjeli i moraju biti nekorelisane. Gubitak SNR-a

usljed zaštitnog intervala se ne uzima u obzir u rezultatima. Gubitak SNR-a zbog zaštitnog intervala se

može izračunati individualno za svaki pojedinačni zaštitni interval. Dakle, rezultati koji su prezentirani

mogu se prilagoditi bilo kojem zaštitnom intervalu.

24

1.9.5 Sinhronizovana veza za preuzimanje (Downlink)

Na slici 2-14 je prikazan BER u odnosu na SNR po bitu za pojedinačnog korisnika, koristeći tehnike

detekcije MRC, EGC, ZF i MMSE ekvalizacija u MC-CDMA sistemu bez FEC kodiranja. Rezultati

pokazuju da sa sistemom pod punim opterećenjem MMSE ekvalizacija nadmašuje druge tehnike

detekcije pojedinačnog korisnika. ZF ekvalizacija obnavlja ortogonalnost izmeĎu signala korisnika i

izbjegava višestruke pristupe. MeĎutim, problem koji se javlja kod ovakvih sistema je pojačanje šuma.

EGC izbjegava pojačanje šuma ali ne rješava problem višestrukog pristupa nastalog usljed gubitka

ortogonalnosti izmeĎu korisničkih signala, što rezultira visokim stepenom greške. Najgora izvedba se

dobiva upotrebom MRC-a, koja dodatno pojačava višestruke pristupe.

Slika 2-15 prikazuje BER u odnosu na SNR po bitu za više-korisničku tehniku (''parallel interference

cancellation'') detekcije, gdje su MLSE i MLSSE primijenjene u MC-CDMA sistemu bez FEC

kodiranja. Značajna poboljšanja perfomansi ''parallel interference cancellation'' tehnike sa adaptivnim

MMSE ekvalizatorom je predstavljena za dva nivoa detekcije.

Slika 2-14 BER u odnosu na SNR za MC-CDMA za različite tehnike detekcije pojedinačnih korisnika

25

Slika 2-15 BER u odnosu na SNR za MC-CDMA za različite više-korisničke tehnike detekcije

Najbolje udružene tehnike detekcije su MLSE i MLSSE izvodeći se skoro identično. SNR-degradacija

je uzrokovana superpozicijom ortogonalnih Walsh–Hadamard kodova, rezultirajući nizom dužine L

koja može da sadrži i do L – 1 nula. Niz sa mnogo nula uzrokuje smanjenje odnosa

signal/interferencija (''diversity gain''). Ovi gubici mogu biti redukovani sa primjenom rotirajućih

konstelacija.

Uz FEC kodiranje, BER u odnosu na SNR po bitu za detekciju pojedinačnih- korisnika sa MRC, EGC,

ZF, i MMSE ekvalizacijom u MC-CDMA sistemu je predstavljen na Slici 2-16. Izvedba kodiranog

MC-CDMA sistema sa jednostavnom EGC ekvalizacijom zahtijeva SNR viši za oko 1 dB da bi se

postigao BER od 10-3

u odnosu na MC-CDMA sisteme sa MMSE ekvalizacijom.

26

Slika 2-16 FEC kodiranje, BER u odnosu na SNR za MC-CDMA za različite tehnike detekcije

Slika 2-17 FEC kodiranje, BER u odnosu na SNR za MC-CDMA za različite detekcije više korisnika

27

Uz FEC kodiranje, BER u odnosu na SNR po bitu za više-korisničku detekciju sa mekom IC, MLSE,

MLSSE, i pojedinačnu korisničku detekciju sa MMSE ekvalizacijom je prikazan na slici 2-17.

Kodirani MC-CDMA sistemi sa mekom IC tehnikom nadmašuje OFDM sisteme i MC-CDMA

sisteme sa MLSE/MLSSE ekvalizacijom.

BER u odnosu na SNR po bitu za drugačije šeme mapiranja simbola u MC-CDMA sistemima sa IC

tehnikom, i u OFDM sistemima je prikazano na slici 2-18.

Konačno, spektralna efikasnost MC-CDMA sistema sa IC tehnikom detekcije i OFDM u odnosu na

SNR je prikazana na slici 2-19. Krivulje na Slici 2- 19 pokazuju da MC-CDMA sistemi sa mekom IC

tehnikom detekcijom može nadmašiti OFDM.

Slika 2-18 FEC kodiranje, BER u odnosu na SNR za MC-CDMA sa različitim šemam mapiranja

simbola

Slika 2-19 prikazuje najvažnije razultate u pogledu spektralne/snage učinkovitosti MC-CDMA

mobilnih sistema. Dolazimo do sljedećih zaključaka:

Za datu pokrivenost, prenesena količina podataka može biti uvećana za najmanje 40 % u

poreĎenju sa MC- TDMA ili OFDMA

Alternativno, za datu brzinu prijenosa podataka, možemo postići povećanje SNR-a za 2.5 dB

što ima za posljedicu veću pokrivenost za MC-CDMA sisteme, ili produženje trajanja baterije.

28

1.9.6 Sinhronizovani Uplink

Parametri koji se koriste za sinhronizovani uplink su isti kao i za downlink predstavljeni u prethodnom

odjeljku. Ortogonalni šireći kodovi nadmašuju druge kodove kao što su Gold kodovi u

sinhronizovanom MC-CDMA uplink scenariju, što motiviše izbor Walsh–Hadamard kodova u

uplinku. Svakom korisniku je dodijeljen nekorelisani Rayleigh kanal. Uslijed gubitka ortogonalnosti

širećih kodova na strani prijemne antene, MRC je optimalna tehnika detekcije za pojedinačne

korisnike u uplinku.

Slika 2-19 Spektralna efikasnot MC-CDMA i OFDM (OFDMA, MC-TDMA) sistema

Perfomansa MC-CDMA sistema sa različitim opterećenjem i MRC tehnikom u sinhronovanom

uplinku prikazani su na slici 2-20. Može se primijetiti da usljed gubitka ortogonalnosti izmeĎu

korisničkih signala u uplinku dolazi do ograničavanja broja aktivnih korisnika podržanih detekcijom

pojedinačnih korisnika. Ponašanje MC-CDMA u sinhronizovanom uplinku može biti značajno

popravljeno ako se primjenjuju više-korisničke tehnike detekcije.

Parametri MC-CDMA sistema u uplink-u su prikazani u Tabeli 2-3.

29

Slika 2-20 BER u odnosu na SNR za MC-CDMA sisteme u uplink-u

Slika 2-21 BER u odnosu na SNR za MC-CDMA sisteme sa različitim pre-ekvalizacijskim tehnikama u

uplink-u

30

Tabela 2-3 Parametri MC-CDMA uplink sistema sa pre-ekvalizacijom

Parametar Vrijednosti / karakteristike

Propusni opseg 20 MHz

Frekvencija nosioca 5.2 GHz

Broj pod-nosioca 256

Kod za širenje Walsh-Hadamard kodiranje

Dužina koda za proširenje 16

Tehnika mapiranja simbola QPSK

FEC kodiranje Ne postoji

Mobilni radio kanal Tg > max

Maksimalna Doopler-ova frekvencija 26 Hz

Na slici 2-21, prikazan je BER u odnosu na SNR MC-CDMA sistema sa različitim

pre-ekvalizacijskim tehnikama u uplinku. Još uvijek smatramo da je sistem pod punim opterećenjem.

Pre-ekvalizacija sa pragom ath=0.175 nadmašuje druge pre-ekvalizacijske tehnike.

Izvedba sistema degradira sa povećavanjem trajanja okvira usljed varijacije kanala. Tipični scenario

bi bio taj da na se pomoću povratnog kanala obavijesti predajnik o stanju kanala. Pravilan odabir

trajanja okvira je uslovljen vrijednošću koherentnog vremena kanala, tačnije vrijednost trajanja okvira

mora biti manja od koherentnog vremena. Uticaj dužine okvira za MC-CDMA je prikazan na

slici 2-22. (Dopplerova frekvencija je 26 Hz i trajanje OFDM simbola je 13.6 µs).

Na slici 2- 23., je prikazana karakteristika MC-CDMA sistema sa kontrolisanom pre-ekvalizacijom i

ažuriranim koeficijentima kanala na početku svakog OFDM okvira za drugačije sisteme opterećenja

(OFDM sistem se sastoji od 200 OFDM simbola).

31

Slika 2-22 BER/SNR karakteristika za MC-CDMA sisteme sa pre-ekvalizacijom i različitim dužinama

okvira u uplink-u

Slika 2-23 BER/SNR karakteristika za MC-CDMA sistem sa pre-ekvalizacijom i različitim

opterećenjima u uplink-u

32

2.MC-DS-CDMA

2.1 Struktura signala

MC-DS-CDMA signal proizvodi se serijsko-paralelnom transformacijom simbola u Nc pod-tokove i

primjenjivanjem DS-CDMA na svaki pojedinačni pod-tok. Sa MC-DS-CDMA, svaki simbol se širi u

propusnosnom opsegu svog pod-kanala, ali u suprotnosti MC-CDMA. MC-DS-CDMA sistem sa

jednim pod-nosiocem je identičan pojedinačnom nosiocu DS-CDMA sistema. MS-DS-CDMA sistemi

mogu biti karakteristični ondje gdje su pod-kanali uskopojasni i gdje je slabljenje po pod-kanalu

monotono i u sistemima sa širokopojasnim pod-kanalima gdje je slabljenje frekventno selektivno po

pod-kanalu. Složenost prijemnika sa monotonom raspodjelom po pod-kanalu je uporedljiva onome od

MC-CDMA prijemnika, kada je OFDM pretpostavljen za više-prenosničko podešavanje. S obzirom da

je slabljenje po sub-kanalu frekventivno selektivno i da postoji ISI, moraju se primijeniti složeniji

detektori. MC-DS-CDMA je od posebnog interesa za asinhrone uplink-ove mobilnih sistema.

Slika 2-25 MC-DS-CDMA predajnik

Slika 2-25 pokazuje generiranje niza sa više nosilaca, prošireno spektralni signal. Brzina simbola je

1/Td. Niz od Nc složenih simbola podataka dn(k)

, n = 0,...., Nc – 1, za k korisnika je serijski-paralelno

pretvoren u Nc pod-tok. Brzina simbola podataka na svakom pod-toku postaje 1/ (NcTd). Unutar

signala pod-toka, simbol podataka je proširen sa korisničko specificiranim širećim kodom

c(k)

(t) = 𝑐𝑙 𝑘

𝑝𝑇𝑐 (𝑡 − 𝑙𝑇𝑠)𝐿−1𝑙=0 (2.97)

dužine L. Oblik impulsa je dat kao pTc(t).

33

Za opis MC-DS-CDMA signala koristi se kontinualno vrijeme promjene, kako su MC-DS-CDMA

sistemi od interesa za asinhronizovane uplinkove. Ovdje, OFDM možda neće obavezno biti najbolji

izbor modulacijske tehnike za više nosilaca. Trajanje ''cheap'' vremena unutar pod-toka iznosi

Tc = Ts = 𝑁𝑐𝑇𝑑

𝐿 (2.98)

Sa više-prenosničkim proširenim spektrumom direktnog niza, svaki simbol podataka je prenesen preko

L simbola, svaki trajanja od Ts. Niz dobiven poslije širenja je dat kao

x(k)

(t) = 𝑑𝑛 𝑘

c k (t)ej2πfn t𝑁𝑐−1𝑛=0 , 0 ≤ 𝑡 < 𝐿𝑇𝑠. (2.99)

Frekvencija n-tog pod-nosica je

𝑓𝑛 = 1 + 𝛼 𝑛

𝑇𝑠

gdje je 0 ≤ α ≤ 1 . Izbor α zavisi od izabranog oblika ''cheap''-a iz pTc(t) i tipično je izabran tako da su

Nc paralelni pod-kanali razdruženi. U slučaju OFDM-a , α je jednaka 0 i pTc (t) ima pravougaonu

formu

2.1.1 Downlink

U sinhronizovanom downlinku, rezultirajući MC-DS-CDMA signala je

𝑥 𝑡 = 𝑥 𝑘 (𝑡)𝐾−1𝑘=0 . (2.101)

Signal primnjen na krajnjoj stanici je dat od

𝑦 𝑡 = 𝑥 𝑡 ⨂ℎ 𝑡 + 𝑛 𝑡 . (2.102)

ISI i ICI se mogu izbjeći biranjem pravog zaštitnog intervala.

2.1.2 Uplink

U uplinku, signal prenešen korisnikom k je x(k)

(t). Uticaj kanala na korisnika k je dat konvolucijom

signala x(k)

(t) sa impulsnim odzivom kanala h(k)

(t)

𝑦 𝑘 𝑡 = 𝑥 𝑘 𝑡 ⨂ℎ 𝑘 𝑡 . (2.103)

Primljeni signal od svih K korisnika na baznoj stanici, uključujući dodatni signal šuma n(t) je dat

izrazom

𝑦 𝑡 = 𝑦 𝑘 𝑡 − 𝜏 𝑘 + 𝑛 𝑡 .𝐾−1𝑘=0 (2.104)

34

Kašnjenje u odnosu na prvi primljeni signal je dato sa τ(k)

. Ako su svi korisnici sinhronizovani ,onda je

kašnjenje τ(k)

= 0 za svih K korisnika. Uskopojasni potkanali se postižu odabirom dovoljno velikog

broja pod-nosilaca u odnosu na propusnost B. Minimalni broj podnosioca odreĎuje

𝑁𝑐 ≥ 𝜏𝑚𝑎𝑥 𝐵. (2.105)

MC-DS-CDMA se obično primjenjuje za asinhroni uplink scenarij. Detektor za MC-DS-CDMA s

uskopojasnim pod-kanalima može se ostvariti korelatorom na svaki pod-kanal. Slika 2-26 prikazuje

detektor jednog korisnika.

Slika 2-26 MC-DS-CDMA korelacioni detektor