no rsense 電流モードの昇圧、フライバックおよ …l1871 2 1871 詳細：...

LTC1871X

11871xf

詳細： www.linear-tech.co.jp/LTC1871X

標準的応用例

特長説明

広入力範囲、 No RSENSE ™電流モードの昇圧、

フライバックおよびSEPICコントローラ

LTC®1871Xは、Nチャネル・パワーMOSFETを駆動する、入力電圧範囲の広い電流モード、昇圧、フライバック、またはSEPICコントローラです。LTC1871Xは、定格接合部温度が175°Cであり、175°Cで全数テストされます。低電力から中電力までのアプリケーションを対象にしており、パワーMOSFET

のオン抵抗を利用することにより、電流検出抵抗を不要にし、それによって効率を最大化します。

デバイスの動作周波数は、外付け抵抗を使用して65kHz～900kHzの範囲で設定できます。また、このスイッチング周波数はMODE/SYNCピンを使用して外部クロックに同期可能です。軽負荷時のBurst Mode動作、最小2.5Vの低い動作電源電圧、10μAという低いシャットダウン時消費電流により、LTC1871Xはバッテリ駆動システムに最適です。

固定周波数動作が必要なアプリケーションでは、MODE/

SYNCピンを使用してBurst Mode動作を無効にすることができます。LTC1871Xを使用して、SENSEピンをパワーMOSFETのソース内の抵抗に接続することによって、高出力電圧の昇圧、SEPIC、およびフライバック・アプリケーションが可能になります。LTC1871Xは10ピンMSOPパッケージで供給されます。

図1．高効率の5V入力、12V出力昇圧コンバータ（ブートストラップ付き）

アプリケーション

n 高い効率（検出抵抗が不要）n 広い入力電圧範囲：2.5V～36Vn 電流モード制御により、優れた過渡応答を実現 n 高い最大デューティ・サイクル（標準92%）n 100mVのヒステリシスを備えた±2%精度のRUNピン・スレッショルド

n ±2%精度の電圧リファレンス内蔵n マイクロパワー・シャットダウン：IQ = 10μAn 1本の外付け抵抗で設定可能な動作周波数

（65kHz～900kHz）n 最大1.3 × fOSCの外部クロックに同期可能n パルススキップ動作とBurst Mode® 動作のいずれかを

ユーザーが選択可能n 5.2V低ドロップアウト電圧レギュレータ内蔵n 出力過電圧保護n 高出力電圧アプリケーションでは検出抵抗を使用して

動作可能n 小型の10ピンMSOPパッケージ

n 通信機器用電源n 携帯型電子機器

L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、Linearのロゴ、およびBurst Modeはリニアテクノロジー社の登録商標です。No RSENSEはリニアテクノロジー社の商標です。その他全ての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。

1871x F01

SENSELTC1871X VIN

FB

GATE

GND

RUN

ITH

INTVCC

FREQ

80.6k

4.7µF10nF

10µH

VIN5V

VOUT12V2A

GND

MODE/SYNC33.2k

100µF6.3V

47µF25V×8

110k

12.4k

FB電圧と温度

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150 175 200

1.210

1.215

1.220

1.225

1.230

1.235

1.240

1.245

1.250

FB V

OLTA

GE (V

)

1871x F01b

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LTC1871X

21871xf


ピン配置絶対最大定格

VIN電圧 ..................................................................–0.3V～36VINTVCCの電圧 ..........................................................–0.3V～7VINTVCCの出力電流 ........................................................... 50mAGATEの電圧 ......................................... –0.3V～VINTVCC＋0.3VITH、FBの電圧 .......................................................–0.3V～2.7VRUN、MODE/SYNCの電圧 .......................................–0.3V～7VFREQの電圧 ..........................................................–0.3V～1.5VSENSEピンの電圧 .................................................–0.3V～36V動作接合部温度範囲（Note 2、Note 3） LTC1871X ........................................................... –40°C～175°C保存温度範囲.................................................... –65°C～175°Cリード温度（半田付け、10秒） ..........................................300°C

（Note 1）

12345

RUNITHFB

FREQMODE/SYNC

109876

SENSEVININTVCCGATEGND

TOP VIEW

MS PACKAGE10-LEAD PLASTIC MSOP

TJMAX = 175°C, θJA = 120°C/W

発注情報無鉛仕上げテープ・アンド・リール製品マーキングパッケージ温度範囲LTC1871XMS#PBF LTC1871XMS#TRPBF LTGZM 10-Lead Plastic MSOP –40°Cto 175°Cより広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社へお問い合わせください。鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。テープ・アンド・リールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。一部のパッケージは、#TRMPBF接尾部を付けることにより、指定の販売経路を通じて500個入りのリールで供給可能です。

http://www.linear-tech.co.jp/product/LTC1871X#orderinfo


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LTC1871X

31871xf


電気的特性

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

メイン制御ループVIN(MIN) Minimum Input Voltage 2.5 V

(Note 2) l 2.5 V

IQ Input Voltage Supply Current (Note 4)

Continuous Mode VMODE/SYNC = 5V, VFB = 1.4V, VITH = 0.75V 550 1000 μA

VMODE/SYNC = 5V, VFB = 1.4V, VITH = 0.75V, (Note 2)

l 550 1200 μA

Burst Mode Operation, No Load VMODE/SYNC = 0V, VITH = 0.2V (Note 5) 250 500 μA

VMODE/SYNC = 0V, VITH = 0.2V (Note 5), (Note 2) l 250 650 μA

Shutdown Mode VRUN = 0V 10 20 μA

VRUN = 0V, (Note 2) l 10 65 μA

VRUN+ Rising RUN Input Threshold Voltage 1.348 V

VRUN– Falling RUN Input Threshold Voltage 1.223 1.248 1.273 V

(Note 2) l 1.179 1.465 V

VRUN(HYST) RUN Pin Input Threshold Hysteresis 50 100 150 mV

(Note 2) l 35 400 mV

IRUN RUN Input Current 1 60 nA

VFB Feedback Voltage VITH = 0.2V (Note 5) 1.218 1.230 1.242 V

VITH = 0.2V (Note 5), (Note 2) l 1.205 1.255 V

IFB FB Pin Input Current VITH = 0.2V (Note 5) 18 60 nA

∆VFB ∆VIN

Line Regulation 3.5V ≤ VIN ≤ 30V 0.002 0.02 %/V

3.5V ≤ VIN ≤ 30V, (Note 2) l 0.002 0.02 %/V

∆VFB ∆VITH

Load Regulation VMODE/SYNC = 0V, VITH = 0.5V to 0.9V (Note 5) –1 –0.1 %

VMODE/SYNC = 0V, VITH = 0.5V to 0.9V (Note 5) (Note 2)

l –1 –0.1 %

∆VFB(OV) ∆FB Pin,Overvoltage Lockout VFB(OV) – VFB(NOM) in Percent 2.5 6 10 %

gm Error Amplifier Transconductance ITH Pin Load = ±5μA (Note 5) 650 μmho

VITH(BURST) Burst Mode Operation ITH Pin Voltage Falling ITH Voltage (Note 5) 0.3 V

VSENSE(MAX) Maximum Current Sense Input Threshold Duty Cycle < 20% 115 150 185 mV

Duty Cycle < 20%, (Note 2) l 100 200 mV

ISENSE(ON) SENSE Pin Current (GATE High) VSENSE = 0V 35 50 μA

ISENSE(OFF) SENSE Pin Current (GATE Low) VSENSE = 30V 0.1 5 μA

発振器fOSC Oscillator Frequency RFREQ = 80k 250 300 350 kHz

RFREQ = 80k, (Note 2) l 240 300 375 kHz

Oscillator Frequency Range 50 1000 kHz

(Note 2) l 65 900 kHz

DMAX Maximum Duty Cycle 87 92 97 %

(Note 2) l 87 92 97 %

lは規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA = 25°Cの値（Note 2）。注記がない限り、VIN = VINTVCC = 5V、VRUN = 1.5V、RFREQ = 80k、VMODE/SYNC = 0V。


LTC1871X

41871xf


電気的特性

Note 1：「絶対最大定格」のセクションに記載された値を超えるストレスはデバイスに回復不可能な損傷を与える可能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える恐れがある。Note 2：LTC1871Xは−40°C～175°Cの全動作接合部温度範囲で保証されている。接合部温度が高いと、動作寿命は短くなる。125°Cを超える接合部温度では動作寿命がディレーティングされる。Note 3：TJは周囲温度TAおよび電力損失PDから次式に従って計算される。 TJ = TA＋（PD • 120°C/W）

Note 4：パワーMOSFETのゲートの充電のため（QG • fOSC）、動的入力消費電流はもっと高い。「アプリケーション情報」を参照してください。Note 5：LTC1871Xは、ITHピンを電圧範囲（0.3V ≤ VITH ≤ 1.2V、中点 = 0.75V）の中点の電圧に強制した状態で、VFBをリファレンス電圧にサーボ制御する帰還ループでテストされる。Note 6：同期式のアプリケーションでは、内部スロープ補償の利得は25%だけ増加する。かなり高い比率に同期するとスロープ補償の有効量が減少するので、50%を超えるデューティサイクルでは低調波発振を生じることがある。Note 7：立ち上がり時間および立ち下がり時間は10%と90%のレベルで測定する。

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

fSYNC/fOSC Recommended Maximum Synchronized Frequency Ratio

fOSC = 300kHz (Note 6) 1.25 1.30

fOSC = 300kHz (Note 6), (Note 2) l 1.25 1.30

tSYNC(MIN) MODE/SYNC Minimum Input Pulse Width VSYNC = 0V to 5V 25 ns

tSYNC(MAX) MODE/SYNC Maximum Input Pulse Width VSYNC = 0V to 5V 0.8/fOSC ns

VIL(MODE) Low Level MODE/SYNC Input Voltage 0.3 V

(Note 2) l 0.3 V

VIH(MODE) High Level MODE/SYNC Input Voltage 1.2 V

(Note 2) l 1.2 V

RMODE/SYNC MODE/SYNC Input Pull-Down Resistance 50 kΩ

VFREQ Nominal FREQ Pin Voltage 0.62 V

低ドロップアウト・レギュレータVINTVCC INTVCC Regulator Output Voltage VIN = 7.5V 5.0 5.2 5.4 V

∆VINTVCC ∆VIN1

INTVCC Regulator Line Regulation 7.5V ≤ VIN ≤ 15V 8 25 mV

∆VINTVCC ∆VIN2

INTVCC Regulator Line Regulation 15V ≤ VIN ≤ 30V 70 200 mV

VLDO(LOAD) INTVCC Load Regulation 0 ≤ IINTVCC ≤ 20mA, VIN = 7.5V –2 –0.2 %

VDROPOUT INTVCC Regulator Dropout Voltage VIN = 5V, INTVCC Load = 20mA 280 mV

IINTVCC Bootstrap Mode INTVCC Supply Current in Shutdown

RUN = 0V, SENSE = 5V 10 20 μA

ゲート・ドライバtr GATE Driver Output Rise Time CL = 3300pF (Note 7) 17 100 ns

tf GATE Driver Output Fall Time CL = 3300pF (Note 7) 8 100 ns

lは規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA = 25°Cの値（Note 2）。注記がない限り、VIN = VINTVCC = 5V、VRUN = 1.5V、RFREQ = 80k、VMODE/SYNC = 0V。


LTC1871X

51871xf


標準的性能特性

FB電圧と温度 FB電圧のライン・レギュレーション FBピンの電流と温度

シャットダウン・モードの IQとVIN シャットダウン・モードの IQと温度 Burst Modeの IQとVIN

動的 IQと周波数ゲート・ドライブの立ち上がり/ 立ち下がり時間とCL

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150 175 200

0

15

30

45

60

75

90

105

120

135

150

FB P

IN C

URRE

NT (n

A)

1871x G03

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150 175 200

1.210

1.215

1.220

1.225

1.230

1.235

1.240

1.245

1.250

FB V

OLTA

GE (V

)

1871x G01 VIN (V)0

1.229

FB V

OLTA

GE (V

)

1.230

1.231

5 10 15 20

1871x G02

25 30 35

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150 175 200

0

4

8

12

16

20

24

28

32

36

40

SHUT

DOW

N M

ODE

I Q C

URRE

NT (

µA)

1871x G05VIN (V)

00

SHUT

DOW

N M

ODE

I Q (µ

A)

10

20

10 20 30 40

1871x G04

30

VIN (V)0

0

Burs

t Mod

e I Q

(µA)

100

200

300

400

600

10 20

1871x G06

30 40

500

FREQUENCY (kHz)0

0

I Q (m

A)

2

6

8

10

800

18

1871x G07

4

400 1200600200 1000

12

14

16CL = 3300pFIQ(TOT) = 550µA + Qg • f

CL (pF)0

0

TIM

E (n

s)

10

20

30

40

60

2000 4000 6000 8000

1871x G08

10000 12000

50

RISE TIME

FALL TIME


LTC1871X

61871xf


標準的性能特性

RUNのスレッショルドとVIN RUNのスレッショルドと温度 RTと周波数

周波数と温度最大センスしきい値と温度 SENSEピンの電流と温度

INTVCCの負荷レギュレーション INTVCCの入力レギュレーション

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150 175 200

275

280

285

290

295

300

305

310

315

320

325

330

GATE

FRE

QUEN

CY (k

Hz)

1871x G12TEMPERATURE (°C)

–50 –25 0 25 50 75 100 125 150 175 200140

145

150

155

160

MAX

SEN

SE T

HRES

HOLD

(m

V)

1871x G13TEMPERATURE (°C)

–50 –25 0 25 50 75 100 125 150 175 20025

26

27

28

29

30

31

32

33

34

35

SENS

E PI

N CU

RREN

T (µ

A)

1871x G14

TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150 175 200

1.20

1.25

1.30

1.35

1.40

1.45

1.50

1.55

1.60

RUN

THRE

SHOL

DS (V

)

1871x G10VIN (V)

01.2

RUN

THRE

SHOL

DS (V

)

1.3

1.4

10 20 30 40

1871x G09

1.5

FREQUENCY (kHz)100

R T (k

Ω)

300

1000

1871x G11

10

100

200 10009008007006005004000

INTVCC LOAD (mA)0

INTV

CC V

OLTA

GE (V

)

5.2

30 50 80

1871x G15

5.1

5.010 20 40 60 70

VIN = 7.5V

VIN (V)0

5.1

INTV

CC V

OLTA

GE (V

)

5.2

5.3

10 20 30 40

1871x G16

5.4

5 15 25 35


LTC1871X

71871xf


ピン機能RUN（ピン1）：ユーザーはRUNピンを使って正確に入力電圧を検出し、コンバータの起動スレッショルドをプログラムすることができます。RUNピンの立ち下がりスレッショルドは公称1.248Vで、コンパレータはノイズ耐性のため100mVのヒステリシスを備えています。RUNピンがこの入力スレッショルドより低いと、デバイスはシャットダウンし、VINは低い値（標準10μA）に保たれます。このピンの電圧の絶対最大定格は7V

です。

ITH（ピン2）：エラーアンプの補償ピン。電流コンパレータの入力スレッショルドはこの制御電圧に応じて上昇します。このピンの公称電圧範囲は0V～1.40Vです。

FB（ピン3）：出力に接続された外付け抵抗分割器からの帰還電圧を受け取ります。このピンの安定化状態の公称電圧は1.230Vです。

FREQ（ピン4）：FREQピンからグランドに接続した抵抗によって、デバイスの動作周波数をプログラムします。FREQピンの公称電圧は0.6Vです。

MODE/SYNC（ピン5）：この入力はコンバータの動作モードを制御します。また、動作周波数を外部クロックに同期させるのに使えます。MODE/SYNCピンをグランドに接続すると、Burst Mode動作がイネーブルされます。MODE/SYNCピンをINTVCCに接続するか、外部のロジック・レベルの信号をこのピンに与えると、Burst Mode動作はディスエーブルされ、ICは連続モードで動作します。

GND（ピン6）：グランド・ピン。

GATE（ピン7）：ゲート・ドライバ出力

INTVCC（ピン8）：内蔵5.20Vレギュレータの出力。ゲート・ドライバと制御回路はこの電圧から電力供給を受けます。少なくとも4.7μFの低ESRタンタル・コンデンサまたはセラミック・コンデンサを使って、このピンをデバイスのグランドにローカルにデカップリングします。

VIN（ピン9）：主電源ピン。近くでグランドにデカップリングする必要があります。

SENSE（ピン10）：制御ループの電流検出入力ピン。VDSの検出および最高の効率を実現するために、このピンをパワーMOSFETのドレインに接続します。あるいは、SENSEピンは、パワーMOSFETのソース内の抵抗に接続することもできます。両方の検出方法で、先行エッジのブランキングが内部で行われます。


LTC1871X

81871xf


ブロック図

1871x BD

BIAS ANDSTART-UPCONTROL

RUN

1.248V

1.230V

85mV0V

50k

1SLOPE

COMPENSATION

VIN9

GATE

INTVCC

GND

7

SENSE10

GND6

FREQ4

MODE/SYNC5

0.6V

1.230V

0.30V

2.00V

5.2V

FB3

ITH2

INTVCC8

OSC

LOGICPWM LATCH

CURRENTCOMPARATOR

BURSTCOMPARATOR

TOSTARTUPCONTROL

C2

C1

gm

QR

S

V-TO-I

IOSC

V-TO-I

SLOPE

BIAS

LDO

UV

VIN

VREF

1.230V1.230V

ILOOP

+

RLOOP


LTC1871X

91871xf


動作

LTC1871Xの公称動作周波数はFREQピンからグランドに接続した抵抗を使ってプログラムして、65kHz～900kHzの範囲で制御することができます。さらに、内部発振器はMODE/

SYNCピンに与えられた外部クロックに同期させることができ、その公称値の100%～130%の周波数にロックさせることができます。MODE/SYNCピンをオープンのままにすると、内部の50k抵抗によって“L”に引き下げられ、Burst Mode動作がイネーブルされます。このピンを2Vより上にするか、外部クロックをこのピンに与えると、Burst Mode動作はディスエーブルされ、ICは連続モードで動作します。無負荷（または極端な軽負荷）では、レギュレーションの維持と過度の出力リップルの防止のためにコントローラはパルスをスキップします。

RUNピンにより、デバイスをイネーブルするか、それとも低電流のシャットダウン状態にするかが制御されます。マイクロパワー1.248VリファレンスとコンパレータC2により、ユーザーはICがオンまたはオフする電源電圧をプログラムすることができます（コンパレータC2はノイズ耐性のために100mVのヒステリシスを備えています）。RUNピンが1.248Vより低いとデバイスはオフし、入力消費電流は標準でわずか10μAです。

過電圧コンパレータOVはFBピンがリファレンス電圧を6.5%

超えるとそれを検出し、主RSラッチにリセット・パルスを与えます。このRSラッチはリセットによって支配されるので、出力過電圧状態が続いている間パワーMOSFETはアクティブにオフに保たれます。

LTC1871Xを使うには、パワーMOSFET両端の電圧降下を検出するか、またはパワーMOSFETのソースに接続した通常のシャント抵抗にSENSEピンを接続することができます。パワーMOSFET両端の電圧を検出する方法を使うとコンバータの効率が上がり、部品点数が減りますが、出力電圧はこのピンの最大定格（36V）に制限されます。SENSEピンをパワーMOSFETのソースに接続された抵抗に接続すると、ユーザーは出力電圧を36Vよりはるかに大きい値にプログラムすることができます。

動作モードのプログラミング非常に軽い負荷（例えば、<100μA）で高い効率を保つことが優先されるアプリケーションでは、出力分割器の電流は数μA

まで低下することがあり、Burst Mode動作を適用します（つまり、MODE/SYNCピンをグランドに接続します）。低電流での効率より固定周波数動作の方が重要なアプリケーションや出力リップルを最小に抑えることが望ましいアプリケーションでは、パルス・スキップ・モードの動作を使い、MODE/SYNCピンをINTVCCピンに接続します。これにより、チップの最小オン時間（約175ns）によって定まる限界に近いところまで不連続導通モード（DCM）動作が可能になります。この出力電流レベルを下回ると、コンバータは、出力レギュレーションを維持するためにサイクルのスキップを開始します。図1のコンバータのBurst Mode動作とパルス・スキップ・モード動作の軽負荷時スイッチング波形を図3と図4に示します。

Burst Mode動作Burst Mode動作を選択するにはMODE/SYNCピンを未接続のままにしておくか、グランドに接続します。通常動作では、無負荷から最大負荷に対応するITHピンの範囲は0.30V～1.2Vです。Burst Mode動作では、誤差アンプEAが ITH電圧を0.525Vより下にドライブすると、電流コンパレータC1へのバッファされたITH入力が0.525Vにクランプされます（これは最大負荷電流の25%に相当します）。インダクタ電流のピー

図2．LTC1871のSENSEピンの使用法

COUTVSW

VSW

2a. SENSE Pin Connection for Maximum Efficiency (VSW < 36V)

VOUTVIN

GND

L D

+

COUT

RS

1871x F02

2b. SENSE Pin Connection for Precise Control of Peak Current or for VSW > 36V

VOUTVIN

GND

L D

+

GATE

GND

VIN

SENSE

GATE

GND

VIN

SENSE


LTC1871X

101871xf


図3．低出力電流でのLTC1871XのBurst Mode動作（MODE/SYNC = 0V）

図4．Burst Mode動作がディスエーブルされたLTC1871Xの低出力電流動作（MODE/SYNC = INTVCC）

VOUT50mV/DIV

IL5A/DIV

10µs/DIV 1871x F03

VIN = 3.3VVOUT = 5VIOUT = 500mA

MODE/SYNC = 0V(Burst Mode OPERATION)

VOUT50mV/DIV

IL5A/DIV

2µs/DIV 1871x F04

VIN = 3.3VVOUT = 5VIOUT = 500mA

MODE/SYNC = INTVCC(PULSE-SKIP MODE) 図5．同期動作のMODE/SYNCクロック入力と

スイッチング波形

1871x F05

2V TO 7VMODE/SYNC

GATE

IL

tMIN = 25ns

0.8T

D = 40%

T T = 1/fO

クは、30mVをパワーMOSFETのRDS(ON)で割った値にほぼ保たれます。ITHピンが0.30Vより下になると、Burst ModeコンパレータB1はパワーMOSFETをオフして、ICの消費電流を250μA（スリープ・モード）に減らします。この状態では、ITH電圧がバースト・コンパレータの50mVヒステリシスを超えて上昇するまで、負荷電流は出力コンデンサによって供給されます。軽負荷では、スイッチングの短時間のバースト（この場合、平均インダクタ電流は最大値の20%）とその後に続く長時間のスリープが見られ、それによってコンバータの効率が大きく改善されます。Burst Mode動作を示すオシロスコープ波形を図3に示します。

パルス・スキップ・モード動作MODE/SYNCピンを2Vより高いDC電圧に接続すると、Burst Mode動作がディスエーブルされます。内部の0.525Vのバッファ付きITHバースト・クランプは解除され、ITHピンは無負荷から最大負荷まで電流コンパレータを直接制御することができます。無負荷では、ITHピンは0.30Vより下にドライブされ、パワーMOSFETはオフし、スリープ・モードが起動します。この動作モードを示すオシロスコープの波形を図4に示します。

外部クロック信号がチップの内部発振器よりも高速でMODE/SYNCピンをドライブすると、内部発振器はそれに同期します。この同期モードではBurst Mode動作はディスエーブルされます。同期動作にともなう固定周波数により、軽負荷でのシステム全体の効率を犠牲にして、コンバータからのノイズのスペクトルがさらに制御されます。

発振器の内部ロジック回路がMODE/SYNCピンの同期信号を検出すると、内部発振器のランプが途中で停止し、スロープ補償が約30%増加します。したがって、同期を必要とするアプリケーションでは、デバイスの公称動作周波数を外部クロック周波数の約75%にプログラムすることを推奨します。高すぎる（1.3fOを超える）外部周波数に同期させようとすると、スロープ補償が不適切になり低調波発振（つまりジッタ）が生じる可能性があります。

図5に示されているように、外部クロック信号は少なくとも25nsの間2Vを超える必要があり、最大デューティサイクルは80%にします。MOSFETのターンオンは外部クロック信号の立ち上がりエッジに同期します。

動作


LTC1871X

111871xf


アプリケーション情報動作周波数の設定動作周波数とインダクタ値の選択には効率と部品サイズの間のトレードオフが必要です。低周波数動作ではMOSFETとダイオードのスイッチング損失が減少して効率が改善されます。ただし、低周波数動作では与えられた負荷電流を得るのにインダクタンス値を大きくする必要があります。

LTC1871Xには固定周波数アーキテクチャが使われており、図1に示されているように、FREQピンからグランドに接続した1個の外部抵抗を使って65kHz～900kHzの範囲でプログラムすることができます。FREQピンの公称電圧は0.6Vで、FREQピンに流れ込む電流を使って内部発振器コンデンサを充放電します。与えられた動作周波数に対応するRT値を選択するためのグラフを図6に示します。

INTVCCレギュレータのバイパスと動作内部のPチャネル低損失レギュレータは5.2Vを発生し、図7

に示されているように、LTC1871X内部のゲート・ドライバとロジック回路に電力を供給します。INTVCCレギュレータは50mAまで供給することができ、最小4.7μFのタンタル・コンデンサまたはセラミック・コンデンサを使って、ICに隣接させてグランドにバイパスする必要があります。MOSFETゲート・ドライバが必要とする大きなトランジェント電流を供給するには十分なバイパスが必要です。

7V（このピンの絶対最大定格）を超えない入力電圧ではLTC1871Xの内部低損失レギュレータを使う必要がないので、INTVCCピンをVINピンに直接短絡することができます。ただし、INTVCCピンをVINに短絡すると、安定化されたINTVCC電圧をプログラムする分割器には（シャットダウン・モードであっても）入力電源から10μAが流れます。シャットダウン・モードの入力消費電流を最小にする必要のあるアプリケーションでは、INTVCCピンをVINに接続しないでください。INTVCCピンがVINに短絡されているかどうかに関係なく、INTVCCピンとGNDピンに隣接させた4.7μFのタンタル・コンデンサまたは低ESRセラミック・コンデンサを使ってドライバ回路をグランドにバイパスする必要が常にあります。

図6．タイミング抵抗（RT）の値

FREQUENCY (kHz)100

R T (k

Ω)

300

1000

1871x F06

10

100

200 10009008007006005004000

図7．LDOレギュレータとゲート・ドライバ電源のバイパス

+

–

+

1.230V

R2 R1

P-CH

5.2V

DRIVERGATE

CVCC4.7µF

CIN

INPUTSUPPLY2.5V TO 30V

GNDPLACE AS CLOSE ASPOSSIBLE TO DEVICE PINS

M1

1871x F07

INTVCC

VIN

GND

LOGIC


LTC1871X

121871xf


アプリケーション情報実際のアプリケーションでは、デバイスの消費電流のほとんどがパワーMOSFETのゲート容量をドライブするのに使われます。その結果、大きなパワーMOSFETが高周波数でドライブされる高入力電圧アプリケーションでは、LTC1871Xの最大接合部温度定格を超えることがあります。接合部温度は以下の式を使って推算することができます。

IQ(TOT) ≈ IQ＋f • QG

PIC = VIN • （IQ＋f • QG）

TJ = TA＋PIC • RTH(JA)

全消費電流 IQ(TOT)は静的消費電流（IQ）とパワーMOSFET

のゲートの充放電に必要な電流で構成されています。10ピンMSOPパッケージの熱抵抗はRTH(JA) = 120°C/Wです。

一例として、IO = 1AでVIN = 5VおよびVO = 12Vの電源について考察します。スイッチング周波数は500kHz、最高周囲温度は70°Cです。選択したパワーMOSFETはIRF7805です。その最大RDS(ON)は（室温で）11mΩであり、最大全ゲート電荷は37nCです（ゲート電荷の温度係数は低い）。

IQ(TOT) = 600μA＋37nC • 500kHz = 19.1mA

PIC = 5V • 19.1mA = 95mW

TJ = 70°C＋120°C/W • 95mW = 81.4°C

このことから、デバイスの静的消費電流に比べてゲート充電電流がどんなに大きくなりうるかが分かります。

最大接合部温度を超えないようにするには、高いVINでの連続モード動作時の入力供給電流をチェックする必要があります。デバイスの接合部温度を安全なレベルに保つには、動作周波数とパワーMOSFETのサイズの間のトレードオフが必要です。ただし、動作周波数を下げる前に、パワーMOSFET

のメーカーに問い合わせて、最も優れた最新の低QGで低RDS(ON)のデバイスを確認してください。パワーMOSFETの製造技術は絶えず改良されており、性能の向上した新しいデバイスが毎年発売されています。

出力電圧のプログラミング出力電圧は次式に従って抵抗分割器によって設定します。

VO =1.230V • 1+

R2R1

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

図1に示されているように、外部抵抗分割器が出力に接続されているので、電圧のリモート検出が可能です。通常動作時にFBピンに流れ込む電流によって生じる誤差が1%未満になるように抵抗R1とR2は通常選択します（これは約250kのR1

の最大値に相当します）。

RUNピンを使ったオンとオフのスレッショルドのプログラミング図8に示されているように、デバイスがシャットダウンしているときでもアクティブ状態に保たれる、独立したマイクロパワー電圧リファレンスとコンパレータ検出回路がLTC1871Xには備わっています。このため、ユーザーはコンバータがオン/オフを行う入力電圧を正確にプログラムすることができます。RUN

ピンの立ち下がりスレッショルド電圧は1.248Vの内部リファレンス電圧に等しくなります。コンパレータはノイズ耐性を上げるために100mVのヒステリシスを備えています。

オンとオフの入力電圧スレッショルドは以下の式に従って抵抗分割器を使ってプログラムします。

VIN(OFF) =1.248V • 1+R2R1

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

VIN(ON) =1.348V • 1+R2R1

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

抵抗R1は通常1Mより小さいものを選択します。

RUNピンをロジック入力としてだけ使用するアプリケーションでは、このピンの絶対最大定格が7Vであることに注意する必要があります。図8cに示されているように、「常時オン」動作では、RUNピンを外部の1M抵抗を通して入力電圧に接続することができます。

アプリケーション回路基本的なLTC1871Xの応用回路を図1に示します。図1の回路は、回路動作を確認するために175°Cでテストされます。外付け部品の選択は、負荷と入力電源の特性に基づいて進めます。最初に検討すべきトポロジーは昇圧コンバータで、次にSEPIC（シングルエンドの1次側コンダクタンス・コンバータ）を検討します。


LTC1871X

131871xf


アプリケーション情報

昇圧コンバータ：デューティ・サイクルに関する検討事項連続導通モード（CCM）で動作している昇圧コンバータでは、主スイッチのデューティ・サイクルが次のようになります。

D=

VO + VD – VINVO + VD

⎛

⎝⎜⎞

⎠⎟

ここで、VDは昇圧ダイオードの順方向電圧です。入力電圧が出力電圧に近いコンバータではデューティサイクルは低くなり、低電圧の入力電源から高い出力電圧を発生するコンバータではデューティサイクルは高くなります。CCMで動作している昇圧コンバータの最大出力電圧は次のようになります。

VO(MAX) =

VIN(MIN)

1–DMAX( )– VD

LTC1871Xの最大デューティサイクルは標準92%です。これにより、低い入力電源電圧から高い出力電圧を得ることができます。

昇圧コンバータ：ピーク入力電流と平均入力電流LTC1871Xの制御回路はパワーMOSFETのRDS(ON)を使用するか、またはMOSFETのソースに接続した検出抵抗を使用して入力電流を測定するので、パワーMOSFETの大きさを適切に定めるには、出力電流を入力に反映させる必要があります。出力電力は理想的には入力電力に等しいという事実に基づくと、最大平均入力電流は次のようになります。

IIN(MAX) =IO(MAX)

1–DMAX

The peak input current is:

IIN(PEAK) = 1+χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•IO(MAX)

1–DMAX

最大デューティサイクル（DMAX）は最小VINで計算します。

図8a．RUNピンを使ったターンオンとターンオフのスレッショルドのプログラミング

図8c．「常時オン」動作のための RUNピンの外付けプルアップ抵抗

図8b．外部ロジックを使ったオン /オフ制御

–

+RUN

COMPARATOR

VIN

RUNR2

R1

INPUTSUPPLY OPTIONAL

FILTERCAPACITOR

+

– GND1871x F8a

BIAS ANDSTART-UPCONTROL

1.248VµPOWER

REFERENCE

6V

–

+

RUNCOMPARATOR

1.248V

1871x F08b

RUN

6VEXTERNAL

LOGIC CONTROL

–

+RUN

COMPARATOR

VIN

RUN

R21M

INPUTSUPPLY

+

– GND 1.248V

1871x F08c

6V


LTC1871X

141871xf


アプリケーション情報昇圧コンバータ：リップル電流∆ILと「χ」係数上式の定数「χ」はインダクタ電流の最大値に対するインダクタのピーク・トゥ・ピーク・リップル電流の比率を表しています。例えば、30%のリップル電流を選ぶとχ = 0.30となり、ピーク電流は平均電流より15%大きくなります。

CCMで動作している電流モード昇圧レギュレータでは、50%

を超えるデューティサイクルの場合、低調波発振を避けるためにスロープ補償を追加する必要があります。LTC1871Xの場合、このランプ補償は内部で行われます。ただし、ランプ補償の波形が内部で固定されているので、インダクタ値と動作周波数がいくらか制約されます。使用するインダクタが大きすぎると、（50%を超えるデューティサイクルでは）電流ランプ（∆IL）が内部ランプ補償に比べて小さくなり、コンバータの動作は電圧モードに近づきます（ランプ補償により、電流ループの利得が減少します）。小さすぎるインダクタが使用されているが、コンバータは依然（臨界導通モードに近い）CCMで動作している場合、低調波発振を防ぐのに内部ランプ補償が適当でないことがあります。十分な電流モード利得を与えて低調波発振を避けるには、インダクタのリップル電流を最大平均電流の20%～40%の範囲に収めることを推奨します。例えば、最大平均入力電流が1Aであれば、0.2A～0.4Aの∆ILと0.2～0.4

の「χ」を選択します。

昇圧コンバータ：インダクタの選択動作入力電圧範囲が与えられ、動作周波数とインダクタのリップル電流を選んだら、次式を使ってインダクタの値を決めることができます。

L =VIN(MIN)

ΔIL • f•DMAX

where:

ΔIL = χ •IO(MAX)

1–DMAX

昇圧コンバータは短絡保護されていないことに注意してください。出力が短絡された状態では、インダクタ電流を制限するのは入力電源の供給能力だけです。短絡保護された昇圧コンバータが必要なアプリケーションについては、SEPICコンバータを扱っているアプリケーション・セクションを参照してください。

インダクタの最小必要飽和電流はデューティ・サイクルと負荷電流の関数として次のように表すことができます。

IL(SAT) ≥ 1+

χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•IO(MAX)

1–DMAX

インダクタの飽和電流定格は最小入力電圧（このときインダクタ電流が最大になります）および最大出力電流でチェックします。

昇圧コンバータ：不連続モードでの動作図9に示されているように、スイッチがオフしているとき負荷電流が十分低くてインダクタ電流が流れなくなると不連続モード動作になります。インダクタ電流がゼロに近くなると、スイッチの容量とダイオードの容量がインダクタンスと共振し、1MHz～10MHzの減衰するリンギングを生じます。オフ時間が十分長いと、ドレイン電圧は入力電圧にセトリングします。

入力電圧とインダクタ内の残留エネルギーに依存して、このリンギングがパワーMOSFETのドレインをグランドより下にすることがあり、そこでボディ・ダイオードによってクランプされます。このリンギングはデバイスに害を与えることはなく、EMIの大きな増加は見られません。スナバを使って減衰しようとすると効率が低下します。

図9．不連続モードの波形

MOSFET DRAINVOLTAGE

2V/DIV

INDUCTORCURRENT

2A/DIV

2µs/DIV 1871x F09

VIN = 3.3V IOUT = 200mAVOUT = 5V


LTC1871X

151871xf


アプリケーション情報昇圧コンバータ：インダクタのコアの選択Lの値が求められたら、インダクタの種類を選択する必要があります。高効率のコンバータは、一般に低コストの鉄粉コアで生じるコア損失を許容できないため、より高価なフェライト、モリパーマロイ、またはKool Mμ® コアを使用することになります。インダクタ値が固定の場合、実際のコア損失はコア・サイズに無関係ですが、選択したインダクタンスに大きく依存します。インダクタンスが大きくなると、コア損失は減少します。インダクタンスを大きくするにはワイヤの巻数を増やす必要があり、よって銅損失が増加してしまいます。通常、コア損失と銅損失の間にはトレードオフがあり、バランスを取る必要があります。

フェライトを使ったタイプはコア損失がきわめて小さく、高いスイッチング周波数に適しているので、設計目標を銅損失と飽和防止に集中することができます。フェライト・コアの材質は「ハードに」飽和します。つまり、設計ピーク電流を超えるとインダクタンスが急激に減少します。このため、インダクタのリップル電流が急増して、最終的に出力電圧リップルが増加します。コアを飽和させないでください。

モリパーマロイ（Magnetics社製）は、きわめて優れた低コストのトロイド用のコア材ですが、フェライトよりも高価です。同じメーカーの製品から選択する場合、合理的な妥協案はKool

Mμです。

昇圧コンバータ：パワーMOSFETの選択パワーMOSFETは、パワーパスにおける主要なスイッチング素子を表し、そのRDS(ON)が制御ループの電流検出素子を表すという、LTC1871Xでの2つの目的に役立ちます。パワーMOSFETの重要なパラメータは、ドレイン-ソース降伏電圧（BVDSS）、スレッショルド電圧（VGS(TH)）、オン抵抗（RDS(ON)）とゲート-ソース電圧、ゲート-ソース電荷とゲート-ドレイン電荷（それぞれQGSとQGD）、最大ドレイン電流（ID(MAX)）およびMOSFETの熱抵抗（RTH(JC)とRTH(JA)）です。

ゲート・ドライブ電圧は5.2VのINTVCC低損失レギュレータによって設定されます。したがって、ほとんどのLTC1871Xのアプリケーションでは、ロジック・レベルのしきい値を持つMOSFETを使用する必要があります。低入力電圧の動作が予想される場合（例えば、リチウムイオン・バッテリまたは3.3V

ロジック電源から電力を供給する場合）、サブロジックレベルのしきい値を持つMOSFETを使用する必要があります。

アプリケーションの実際の最大スイッチ電圧と比較して、MOSFETのBVDSS仕様に十分注意を払ってください。多くのロジックレベルのデバイスは30V以下に制限されており、レイアウトの寄生要素によって、MOSFETのオフ時にスイッチ・ノードでリンギングが発生することがあります。ラボのブレッドボードを使うだけでなく実際のPCボードを使って、過度のリンギングが生じていないかMOSFETのスイッチング波形をドレイン端子とソース端子間で直接チェックします。

スイッチのオン時間中、パワーMOSFETの制御回路は最大電圧降下を（低いデューティサイクルで）約150mVに制限します。したがって、ピーク・インダクタ電流は150mV//RDS(ON)に制限されます。パワーMOSFETの最大負荷電流、デューティ・サイクル、およびRDS(ON)の間の関係は次のとおりです。

RDS(ON) ≤ VSENSE(MAX) •1–DMAX

1+χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•IO(MAX) •ρT

図10に示されているように、低いデューティサイクルではVSENSE(MAX)の項は標準で150mVとなり、92%のデューティサイクルではスロープ補償により約100mVに減少します。ρT

の項はMOSFETのRDS(ON)の温度係数を表しており、標準では0.4%/°Cです。

DUTY CYCLE0

MAX

IMUM

CUR

RENT

SEN

SE V

OLTA

GE (m

V)

100

150

0.8

1871 F10

50

00.2 0.4 0.5 1.0

200

図10．最大SENSEスレッショルド電圧とデューティ・サイクル


LTC1871X

161871xf


アプリケーション情報使用するパワーMOSFETを選択する別の方法は、MOSFET

のオン抵抗が離散値で提供されているため、与えられた

RDS(ON)での最大出力電流を確認することです。

IO(MAX) = VSENSE(MAX) •1–DMAX

1+χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•RDS(ON) •ρT

IO(MAX)とRDS(ON)の間の1 - DMAXの関係により、入力範囲の広い昇圧コンバータでは最大入力電流と最大出力電流の範囲が劇的に変化することがあるので、注意が必要です。入力電源から流れる最大電流を制限することが重要なアプリケーションではこのことを考慮に入れます。

パワーMOSFETのスイッチング損失と導通損失および接合部温度の計算パワーMOSFETの接合部温度を計算するには、デバイスによって消費される電力を知る必要があります。この消費電力は、デューティ・サイクル、負荷電流、および（RDS(ON)の正の温度係数による）接合部温度自体の関数です。そのため、十分正確な値を決めるには何回かの反復計算が通常必要です。コントローラはMOSFETをスイッチング素子としても検出素子としても使用するので、全ての動作条件（ライン電圧と温度）で、製造元のデータシートで規定されているMOSFETのVSENSE(MAX)とRDS(ON)の最悪条件の仕様に対して、コンバータが必要な負荷電流を供給できるように注意する必要があります。

昇圧コンバータのMOSFETが消費する電力は次のとおりです。

PFET =IO(MAX)

1–DMAX

⎛

⎝⎜⎞

⎠⎟

2

• RDS(ON) •DMAX •ρT

+k • VO1.85 •

IO(MAX)

1–DMAX( )•CRSS • f

上式の第1項はデバイス内でのI2R損失を表し、第2項はスイッチング損失を表します。定数k = 1.7はゲート駆動電流に反比例する経験的に得られる係数で、その単位は「1/電流」です。

パワーMOSFETの消費する既知の電力から、次式を使って接合部温度を求めることができます。

TJ = TA＋PFET • RTH(JA)

この式で使われているRTH(JA)にはデバイスのRTH(JC)およびケースから周囲温度までの熱抵抗RTH(CA)が通常含まれます。次に、TJのこの値を、反復計算に使用された元の仮定値と比べることができます。

昇圧コンバータ：出力ダイオードの選択効率を最大にするには、順方向の電圧降下が小さく、逆方向のリーク電流の小さな高速スイッチング・ダイオードが最適です。昇圧コンバータの出力ダイオードはスイッチのオフ時間に電流を流します。ダイオードが耐えなければならないピーク逆電圧は、レギュレータの出力電圧に等しくなります。通常動作の平均順方向電流は出力電流に等しく、ピーク電流はピーク・インダクタ電流に等しくなります。

ID(PEAK) = IL(PEAK) = 1+

χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•IO(MAX)

1–DMAX

ダイオードの電力損失は次のとおりです。

PD = IO(MAX) • VD

ダイオードの接合部温度は次のとおりです。

TJ = TA＋PD • RTH(JA)

この式で使われるRTH(JA)にはデバイスのRTH(JC)および基板から筐体内の周囲温度までの熱抵抗が通常含まれます。

過度のリンギングや消費電力の増加を防ぐため、ダイオードのリード長を短くし、スイッチ・ノードの適切なレイアウトを守ってください（「基板レイアウトのチェックリスト」を参照）。


LTC1871X

171871xf


アプリケーション情報昇圧コンバータ：出力コンデンサの選択与えられた出力リップル電圧に対する適切な部品を選択するとき、ESR（等価直列抵抗）、ESL（等価直列インダクタンス）およびバルク容量の寄与分について考慮する必要があります。標準的昇圧コンバータの場合の、これら3つのパラメータ（ESR、ESLおよびバルクC）の出力電圧リップル波形に対する影響を図11eに示します。

部品の選択は、（出力電圧のパーセンテージで表した）最大許容リップル電圧と、このリップルをESRによる電圧ステップと充放電による∆Vの間でどのように分割すべきかの検討から始めます。説明を簡単にするため、最大出力リップルとして2%を選択し、ESRによる電圧ステップと充放電による∆Vの間で等分します。このパーセンテージ・リップルはアプリケーションの要件に応じて変化しますが、以下に示す式は簡単に修正できます。

全リップル電圧への影響が1%の場合、出力コンデンサのESRは次式を使って求めることができます。

ESRCOUT ≤

0.01• VOIIN(PEAK)

ここで、

IIN(PEAK)= 1+

χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•IO(MAX)

1–DMAX

バルクC部品も全リップルの1%に寄与する場合、次のようになります。

COUT ≥

IO(MAX)

0.01• VO • f

多くのデザインでは、ESRとバルクCの両方の要件を満たすコンデンサの種類を1つ選択することができます。ただし、要求の厳しいアプリケーションでは、2種類以上のコンデンサを並列に接続してリップル電圧を大きく改善することができます。例えば、低ESRのセラミック・コンデンサを使うとESRによる電圧ステップが減少します。他方、電解コンデンサを使って必要なバルクCを得ることができます。

出力コンデンサのESRとバルク容量が決まったら、全体のリップル電圧の波形を専用のPCボード上で検証します（部品の配置の詳細については、「基板のレイアウト」のセクションを参照）。ラボのブレッドボードは一般に（部品相互の配線による）過度の直列インダクタンスの影響を受け、これらの寄生要素により、スイッチング波形が適切にデザインされたPC基板の場合よりもはるかに悪く見えることがあります。

図11に示されているように、昇圧レギュレータの出力コンデンサには大きなRMSリップル電流が流れます。出力コンデンサのRMSリップル電流は次のとおりです。

IRMS(COUT) ≈IO(MAX) •

VO – VIN(MIN)

VIN(MIN)

多くの場合、コンデンサ・メーカーの規定するリップル電流定格はわずか2000時間の寿命時間に基づいていることに注意してください。このため、コンデンサをさらにディレーティングする、つまり要件よりも高い温度定格のコンデンサを選択するようにしてください。サイズまたは高さの設計条件を満たすため、複数のコンデンサを並列に接続することもできます。

高性能のスルーホール・コンデンサのメーカーとして、ニチコン、United Chemicon、三洋電機などを検討してください。三洋電機のOS-CON半導体誘電体コンデンサは、アルミ電解コンデンサの中でESRとサイズの積が最も小さいものですが、いくらか価格が高くなります。

表面実装のアプリケーションでは、アプリケーションの要求するESRまたはRMS電流処理の条件を満たすため、複数のコンデンサの並列接続が必要になることがあります。アルミ電解コンデンサと乾式タンタル・コンデンサの両方とも表面実装パッケージで供給されています。タンタル・コンデンサの場合、スイッチング電源に使用するためのサージ試験が実施されていることが不可欠です。優れた選択肢として、表面実装タンタル・コンデンサのAVX TPSシリーズが挙げられます。また、今ではセラミック・コンデンサはESRとESLの定格が非常に低くてリップル電流定格が高いものが供給されています。


LTC1871X

181871xf



昇圧コンバータ：入力コンデンサの選択インダクタが入力に直列に接続されており、入力電流波形が連続的なので、昇圧コンバータの入力コンデンサは出力コンデンサほど要件が厳しくありません（図11bを参照）。入力電圧源のインピーダンスにより入力コンデンサの容量が決まります。この容量は標準で10μF～100μFの範囲です。出力コンデンサの場合ほど条件が厳しくはありませんが、低ESRのコンデンサを推奨します。

昇圧コンバータの入力コンデンサのRMSリップル電流は次のとおりです。

IRMS(CIN) = 0.3 •

VIN(MIN)

L • f•DMAX

バッテリが突然コンバータの入力に接続されると入力コンデンサには非常に大きなサージ電流が生じることがあり、このような条件では固体タンタル・コンデンサは破壊されてしまう可能性がありますので注意してください。サージテストされたコンデンサを必ず指定してください。

Burst Mode動作と検討事項選択したMOSFETのRDS(ON)とインダクタの値によって、LTC1871XがBurst Mode動作に入る負荷電流も決定されます。バースト時には、コントローラはピーク・インダクタ電流をおおよそ次の値にクランプします。

IBURST(PEAK) =

30mVRDS(ON)

これは最大150mVのSENSEピン電圧の約20%に相当します。対応する平均電流はリップル電流の大きさに依存します。クランプされるのはピーク電流なので、低いインダクタ値（高い∆IL）では、Burst Mode動作が開始される負荷電流が減少します。

∆ILが IBURSTよりかなり小さいと、Burst Mode動作時に出力電圧リップルが増加することがあります。これは入力電圧が非常に低いか、または非常に大きなインダクタが選択されると生じます。高いデューティサイクルでは、スキップされたサイクルによりインダクタ電流が急速にゼロに減衰します。ただし、∆IL

が小さいので、電流が IBURST(PEAK)まで再度ランプする（上昇する）には複数のサイクルを必要とします。このインダクタを充電する間は出力コンデンサから負荷電流を供給する必要があり、出力電圧が大きく垂下することがあります。一般に、インダクタの∆ILの値をIIN(MAX)の25%～40%の範囲で選択すると良いでしょう。代りの方法として、出力コンデンサの値を増やすか、MODE/SYNCピンを使ってBurst Mode動作をディスエーブルします。

Burst Mode動作を無効にするにはMODE/SYNCピンを“H”のロジック・レベル電圧に接続します（制御入力を使うか、このピンをINTVCCに接続します）。このモードでは、バースト・クランプは除かれ、チップは最大負荷での連続導通モード（CCM）から軽負荷での不連続導通モード（DCM）に至るまで固定周波数で動作することができます。非常に軽い負荷（つまり、全負荷の5%未満）でパルスをスキップする前に、コントローラはDCMでスイッチの最小オン時間で動作します。パルス・スキッピングにより、非常に軽い負荷で出力制御が失われるのが防止され、出力電圧リップルが減少します。

VIN

L D

SW

11a. Circuit Diagram

11b. Inductor and Input Currents

COUT

VOUT

RL

IINIL

11c. Switch Current

ISW

tON

11d. Diode and Output Currents

11e. Output Voltage Ripple Waveform

IO

ID

VOUT(AC)

tOFF

ΔVESR

RINGING DUE TOTOTAL INDUCTANCE(BOARD + CAP)

ΔVCOUT

1871x F11

図11．昇圧コンバータのスイッチング波形


LTC1871X

191871xf



効率に関する検討事項VDS検出の効果スイッチング・レギュレータの効率は「出力電力÷入力電力

（×100%）」で表されます。パーセント表示での効率は、次式で表すことができます。

%効率 = 100% – （L1＋L2＋L3＋...）

ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表した個々の損失成分です。個々の損失を解析して、どのような要素が効率を制限し、何を変更すれば最も効率が改善されるかを判断できる場合が少なくありません。回路内の電力を消費する全ての要素で損失が生じますが、LTC1871Xのアプリケーション回路の損失の大部分は4つの主な損失要因によって生じます。

1. VINに流れ込む消費電流。VIN電流は（電気的特性で与えられている）DC消費電流 IQおよびMOSFETドライバ電流と制御電流の和です。VINピンに流れ込むDC消費電流は標準で約550μAで、VINとともに増加する小さな電力損失（1%よりもはるかに小さい）を表します。ドライバ電流はパワーMOSFETのゲート容量をスイッチングすることによって流れます。この電流は一般にDC電流よりはるかに大きくなります。MOSFETのゲートがオンして再度オフする度に、ある量のゲート電荷QGが INTVCCからグランドに移動します。その結果生じるdQ/dtは電流であり、外部電源からVINピンを通してINTVCCコンデンサに供給する必要があります。ICがCCMで動作している場合は次のようになります。

表1．推奨部品のメーカーVENDOR COMPONENTS TELEPHONE WEB ADDRESSAVX Capacitors (207) 282-5111 avxcorp.comBH Electronics Inductors, Transformers (952) 894-9590 bhelectronics.comCoilcraft Inductors (847) 639-6400 coilcraft.comCoiltronics Inductors (407) 241-7876 coiltronics.comDiodes, Inc Diodes (805) 446-4800 diodes.comFairchild MOSFETs (408) 822-2126 fairchildsemi.comGeneral Semiconductor Diodes (516) 847-3000 generalsemiconductor.comInternational Rectifier MOSFETs, Diodes (310) 322-3331 irf.comIRC Sense Resistors (361) 992-7900 irctt.comKemet Tantalum Capacitors (408) 986-0424 kemet.comMagnetics Inc Toroid Cores (800) 245-3984 mag-inc.comMicrosemi Diodes (617) 926-0404 microsemi.comMurata-Erie Inductors, Capacitors (770) 436-1300 murata.co.jpNichicon Capacitors (847) 843-7500 nichicon.comOn Semiconductor Diodes (602) 244-6600 onsemi.comPanasonic Capacitors (714) 373-7334 panasonic.comSanyo Capacitors (619) 661-6835 sanyo.co.jpSumida Inductors (847) 956-0667 sumida.comTaiyo Yuden Capacitors (408) 573-4150 t-yuden.comTDK Capacitors, Inductors (562) 596-1212 component.tdk.comThermalloy Heat Sinks (972) 243-4321 aavidthermalloy.comTokin Capacitors (408) 432-8020 nec-tokinamerica.comToko Inductors (847) 699-3430 tokoam.comUnited Chemicon Capacitors (847) 696-2000 chemi-com.comVishay/Dale Resistors (605) 665-9301 vishay.comVishay/Siliconix MOSFETs (800) 554-5565 vishay.comVishay/Sprague Capacitors (207) 324-4140 vishay.comZetex Small-Signal Discretes (631) 543-7100 zetex.com


LTC1871X

201871xf


アプリケーション情報 IQ(TOT) ≈ IQ = f • QG

PIC = VIN • （IQ＋f • QG）

2. パワーMOSFETのスイッチング損失と導通損失。パワーMOSFETの両端の電圧降下を使用して電流帰還ループを閉じる手法は、検出抵抗がないことによって効率が向上するため、採用されました。パワーMOSFETでの損失は、次式で計算されます。

PFET =IO(MAX)

1–DMAX

⎛

⎝⎜⎞

⎠⎟

2

• RDS(ON) •DMAX •ρT

+k • VO1.85 •

IO(MAX)

1–DMAX( )•CRSS • f

ディスクリートの検出抵抗がないことによるI2Rの電力節減は、一見するだけで計算できます

PR(SENSE) =

IO(MAX)

1–DMAX

⎛

⎝⎜⎞

⎠⎟

2

•RSENSE •DMAX

このVDS検出手法による改善効果を理解するために、図1

に示した3.3V入力、5V出力の電源について考えます。最大負荷電流は、7A（ピーク電流は10A）、デューティ・サイクルは39%です。リップル電流を40%と仮定すると、ピーク・インダクタ電流は13.8Aになり、平均電流は11.5Aです。最大検出電圧が約140mVの場合、検出抵抗値は10mΩになり、この抵抗での電力損失は、最大出力電流で514mW

になります。効率を90%と仮定すると、検出抵抗の電力損失は、入力電力全体の1.3%になります。つまり、このアプリケーションの場合、VDS検出を使用することで、効率が約1.3%向上します。

これらの式の各項に関する詳細は、昇圧コンバータの「パワーMOSFETの選択」のセクションを参照してください。

3. インダクタ内の損失は単にDC入力電流の2乗に巻線抵抗を掛けたものです。この損失を出力電流の関数として表すと次のようになります。

PR(WINDING) =

IO(MAX)

1–DMAX

⎛

⎝⎜⎞

⎠⎟

2

•RW

4. 昇圧ダイオード内の損失。昇圧ダイオードの消費する電力は以下のとおりです。

PDIODE = IO(MAX) • VD

昇圧ダイオードは昇圧コンバータの電力損失の主要因になることがあります。上に示されている3.3V入力、5V/7A出力の例では、順方向電圧が0.4Vのショットキ・ダイオードは、入力電力の7%に相当する2.8Wを消費します。低い出力電圧ではダイオードの順方向電圧が出力電圧のかなりの部分を占めますが、この場合ダイオードによる損失は重大なものになります。

5. CINやCOのESRによる電力損失やインダクタのコア損失などその他の損失は、一般に追加損失全体の2%未満に過ぎません。

トランジェント応答の確認レギュレータのループ応答は、負荷トランジェント応答を見て確認できます。スイッチング・レギュレータは抵抗性負荷電流の瞬時ステップに応答するのに一般に数サイクルを要します。負荷ステップが生じると、図12に示されているように、VOが直ちに（∆ILOAD）（ESR）に等しい大きさだけ変化し、COが（負荷ステップの方向に従って）充電または放電を開始します。その結果生じる誤差アンプの出力信号によりレギュレータの帰還ループが働いてVOを定常値に戻します。この回復時間の間、安定性に問題があることを示すオーバーシュートやリンギングがないかVOをモニタすることができます。

図12．3.3V入力の場合の負荷トランジェント応答、 5V出力昇圧コンバータ・アプリケーション、0.7A～7Aのステップ

IOUT2V/DIV

VOUT (AC)100mV/DIV

100µs/DIV 1871x F12

VIN = 3.3VVOUT = 5VMODE/SYNC = INTVCC(PULSE-SKIP MODE)


LTC1871X

211871xf



次に、（1μFを超える）大きな電源バイパス・コンデンサをもつ負荷を接続すると、さらに厳しいトランジェントが発生することがあります。放電したバイパス・コンデンサが実質的にCOと並列接続状態になるため、VOがほとんど瞬時に降下します。負荷スイッチの抵抗が低く、急速に駆動された場合、この問題を防止するのに十分な電流を供給できるレギュレータはありません。唯一の解決法は、負荷への突入電流di/dtを制限するためにスイッチ・ドライブの立ち上がり時間を制限することです。

昇圧コンバータの設計例ここに与えられている設計例は図1に示されている回路のものです。入力電圧は3.3V、出力電圧は7Aの最大負荷電流（ピーク電流は10A）で5Vです。

1. デューティ・サイクルは次のとおりです。

D=

VO + VD – VINVO + VD

⎛

⎝⎜⎞

⎠⎟=

5+ 0.4 – 3.35+ 0.4

= 38.9%

2. パルス・スキップ動作が選択されているので、MODE/

SYNCピンはINTVCCに短絡されています。

3. インダクタのサイズを小さくするため、動作周波数は300kHzになるように選択されています。図5から、FREQピンからグランドに接続されている抵抗は80kです。

4. 最大負荷電流の40%のインダクタ・リップル電流が選択されているので、（最小飽和電流でもある）ピーク入力電流は次のようになります。

IIN(PEAK) = 1+

χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•IO(MAX)

1–DMAX=1.2 •

71– 0.39

= 13.8A

インダクタのリップル電流は次のとおりです。

ΔIL = χ •

IO(MAX)

1–DMAX= 0.4 •

71– 0.39

= 4.6A

したがって、インダクタの値は次のとおりです。

L =

VIN(MIN)

ΔIL • f•DMAX =

3.3V4.6A • 300kHz

• 0.39= 0.93µH

選択された部品はスミダ電機製の1μHのインダクタ（製品番号CEP125-H 1ROMH）で、その飽和電流は20Aを超えます。

5. 電源（5V）の出力にブートストラップされるデバイスへの入力電圧と共に、ロジック・レベルのMOSFETを使用できます。デューティサイクルが39%なので、SENSEピンの最大スレッショルド電圧は低いデューティサイクルのときの150mVの標準値から約140mVまで低下します。MOSFET

の接合部温度を125°Cと仮定すると、室温でのMOSFET

のRDS(ON)は、次の式の値よりも小さい必要があります。

RDS(ON) ≤ VSENSE(MAX) •1–DMAX

1+χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•IO(MAX) •ρT

= 0.140V •1– 0.39

1+0.42

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

• 7A •1.5= 6.8mΩ

使用されたMOSFETは、Fairchild FDS7760Aです。このMOSFETの最大RDS(ON)は4.5V VGSで8mΩ、BVDSSは30Vを超え、ゲート電荷は5V VGSで37nCです。

6. このデザインに使うダイオードは10Aの最大DC出力電流を扱える必要があり、VOUTの最小逆電圧、または5Vに定格が規定されている必要があります。高電力損失能力を持つOn Semiconductorの25A、15Vダイオード（MBRB2515L）が選択されました。

7. 出力コンデンサは一般に値の大きなバルクCとそれに並列接続された値の小さな低ESRセラミック・コンデンサで構成されています。1%（つまり50mV）の最大出力リップル電圧に基づいて、バルクCは次の値より大きくする必要があります。

COUT ≥IOUT(MAX)

0.01• VOUT • f=

7A0.01• 5V • 300kHz

= 466µF

このコンデンサのRMSリップル電流定格は次の値を超える必要があります。

IRMS(COUT) ≥IO(MAX) •VO – VIN(MIN)

VIN(MIN)=

7A •5V – 3.3V

3.3V= 5A

この高いRMS電流要求を満たすには、パナソニックの4

個の150μFコンデンサ（EEFUEOJ151R）が必要です。HFノイズを低減するために、これらのバルク・コンデンサと並列


LTC1871X

221871xf


アプリケーション情報に、太陽誘電の2個の22μF低ESR（X5R）セラミック・コンデンサ（JMK325BJ226MM）を追加します。出力コンデンサの両端子（ここをHFスイッチング電流が流れます）に直接接続された1本のオシロスコープのプローブを使って出力リップルをチェックします。

8. 昇圧コンバータ用の入力コンデンサの選択は、ソース電源のインピーダンスとコンバータが安全に許容できる入力リップルの大きさに依存します。この特定のデザインとラボの設定条件では、太陽誘電の2個の22μFのセラミック・コンデンサ（JMK325BJ226MM）と並列に接続した三洋電機の100μ POSCAP（6TPC 100M）が必要です（入力と戻りのリード長は数インチに保たれていますが、ピーク入力電流は20A近くになります）。出力ノードの場合と同様、入力コンデンサの両端子に接続した1本のオシロスコープのプローブを使って入力リップルをチェックします。

PC基板のレイアウトのチェックリスト1. スイッチング・ノイズを減らし、出力負荷レギュレーションを改善するため、LTC1871XのGNDピンは1) INTVCCのデカップリング・コンデンサの負端子、2) 出力デカップリング・コンデンサの負端子、3) パワーMOSFETのソースまたは検出抵抗の下側端子、4) 入力コンデンサの負端子、および5) ピン6に隣接するグランド・プレーンへの少なくとも1

個のビアに直接接続します。PCボードのトップ層のグランド・トレースはできるだけ幅を広く長さを短くして直列抵抗とインダクタンスを小さくします。

2. 多層PCボードのグランド・ループに注意してください。ボード上で中心となるグランド・ノードを1個維持するようにし、入力コンデンサを使って高出力電流の電源の過度の入力リップルを避けます。高DC電流用にグランド・プレーンを使う場合、小信号部品から離れた経路を選んでください。

3. CVCCコンデンサはデバイスのパッケージのINTVCCピンとGNDピンにすぐ隣接して配置します。このコンデンサはdi/dtの高いMOSFETゲート・ドライブ電流を担います。これにはESRとESLの小さな4.7μFセラミック・コンデンサで十分です。

4. 出力コンデンサのボトム端子からパワーMOSFETを通り、昇圧ダイオードを通り、再度出力コンデンサに戻るdi/dtが高いループはできるだけ小さくして誘導性リンギングを減らします。インダクタンスが大きすぎると、パワーMOSFETの電圧が増加し、出力の高周波ノイズが増加することがあります。出力ノイズを減らすため低ESRのセラミック・コンデ

ンサを出力に使う場合、直列インダクタンスを最小に抑えるため、これらのコンデンサは昇圧ダイオードの近くに配置します。

5. パワーMOSFETに加わる電圧をチェックします。それにはドレイン-ソース電圧をデバイスの端子間で直接測定します（オシロスコープの1本のプローブのグランドをPCボード上のソース・パッドに直接当てます）。誘導性リンギングに注意してください。これはMOSFETの最大電圧定格を超えることがあります。このリンギングを避けることができず、デバイスの最大定格を超えているなら、もっと電圧の高いデバイスを選択するか、あるいはアバランシェ耐量の保証されたパワーMOSFETを指定します。全てのMOSFETが等しく作られているわけではありません（あるものは他のものより等しくなります）。

6. 小信号部品は高周波数のスイッチング・ノードから離して配置します。図13に示されているレイアウトでは、全ての小信号部品はデバイスの一方の側に配置され、全てのパワー部品は他の側に配置されています。このため、信号グランドに擬似ケルビン接続を使うことができ、di/dtが高いゲート・ドライバ電流はICのグランド・ピンから一方向に（INTVCCのデカップリング・コンデンサのボトム・プレートに向かって）流れ、小信号電流は他の方向に流れます。

7. 検出抵抗をパワーMOSFETのソース内で使用する場合、SENSEピンのトレースと、高周波数スイッチング・ノードの間の容量を最小化します。LTC1871Xには約180nsの内部立ち上がりエッジ・ブランキング時間が備わっており、これはほとんどのアプリケーションで適切です。

8. 最適のロード・レギュレーションと真のリモート検出のために、出力抵抗分割器のトップは出力コンデンサのトップに独立に接続し（ケルビン接続）、dV/dtが高いどのトレースからも離しておきます。高インピーダンスのFBノードを短くするため、分割器の抵抗はLTC1871Xの近くに配置します。

9. 複数のスイッチング・パワー・コンバータが同じ入力電源に接続されているアプリケーションでは、LTC1871Xの入力フィルタ・コンデンサが他のコンバータと共有されていないことを確認してください。別のコンバータからのAC

入力電流により、大きな入力電圧リップルが生じ、これがLTC1871Xの動作に干渉することがあります。LTC1871X

のCINと実際のソースVINの間に数インチのPCトレースまたは配線（Lは約100nH）があれば電流共有の問題を防ぐのに十分です。


LTC1871X

231871xf



図13．LTC1871X昇圧コンバータの推奨レイアウト

図14．LTC1871X昇圧コンバータのレイアウト図

LTC1871X

M1

VIN

1871x F13

VOUT

SWITCH NODE IS ALSO THE HEAT SPREADERFOR L1, M1, D1

L1

RT

RC CC

R3

J1CIN

COUT

CVCC

R1

R2

PSEUDO-KELVINSIGNAL GROUND

CONNECTION

TRUE REMOTEOUTPUT SENSING

VIAS TO GROUND PLANE

R4

PIN 1

COUT

BULK C LOW ESR CERAMIC

JUMPER

D1

RUN

ITH

FB

FREQ

MODE/SYNC

SENSE

VIN

INTVCC

GATE

GND

LTC1871X

+

R4

J110

9

8

7

6

1

2

3

4

5

CVCC

PSEUDO-KELVINGROUND CONNECTION

CIN

M1

D1

L1

VIN

GND

1871x F14VOUT

SWITCHNODE

COUT

RC

R1

RT

BOLD LINES INDICATE HIGH CURRENT PATHS

R2

CC

R3

+


LTC1871X

241871xf


アプリケーション情報SEPICコンバータのアプリケーションLTC1871XはSEPIC（シングルエンドの1次側コンダクタンス・コンバータ）のアプリケーションにも適しています。図15に示されているSEPICコンバータには2個のインダクタが使われています。SEPICコンバータの利点として、入力電圧は出力電圧より高くても低くてもよく、出力は短絡保護されています。

SEPICコンバータ：デューティ・サイクルに関する検討事項連続導通モード（CCM）で動作しているSEPICコンバータでは、メイン・スイッチのデューティサイクルは次のようになります。

D=

VO + VDVIN + VO + VD

⎛

⎝⎜⎞

⎠⎟

ここで、VDはダイオードの順方向電圧です。入力電圧が出力電圧に近いコンバータでは、デューティサイクルは50%に近くなります。

SEPICコンバータの最大出力電圧は次のようになります。

VO(MAX) = VIN + VD( )

DMAX1–DMAX

– VD1

1–DMAX

LTC1871Xの最大デューティサイクルは標準で92%です。

SEPICコンバータ：ピーク入力電流と平均入力電流LTC1871Xの制御回路はパワーMOSFETのRDS(ON)を使用するか、またはMOSFETのソースに接続した検出抵抗を使用して入力電流を測定するので、パワーMOSFETの大きさを適切に定めるには、出力電流を入力に反映させる必要があります。出力電力は理想的には入力電力に等しいという事実に基づいて、SEPICコンバータの最大入力電流は次のようになります。

IIN(MAX) = IO(MAX) •DMAX

1–DMAX

The peak input current is:

IIN(PEAK) = 1+χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•IO(MAX) •DMAX

1–DMAX

最大デューティサイクル（DMAX）は最小VINで計算します。

定数「χ」はインダクタ電流の最大値に対するインダクタのリップル電流の比率を表しています。例えば、30%のリップル電流を選ぶとχ = 0.30となり、ピーク電流は平均電流より15%大きくなります。

高いデューティサイクルで動作する（つまり低い入力電圧から高い出力電圧を発生させる）SEPICコンバータでは出力電流に比べて入力電流が非常に高いことがあるので注意が必要です。最大負荷電流でも入力電源が過負荷にならないことをチェックしてください。

メイン・スイッチと組み合わせた最初のインダクタL1は昇圧コンバータに似ています。出力ダイオードD1と組み合わせた2

番目のインダクタL2はフライバック・コンバータまたは昇降圧コンバータに似ています。2つのインダクタL1とL2は別個のものでもかまいませんが、スイッチング・サイクルを通してL1とL2には同じ電圧が加わるので同じコアに巻くこともできます。L1 = L2にして同じコアに巻くと、コストとサイズだけでなく入力リップルが減少します。SEPICアプリケーションに関する以下の説明ではL1 = L2 = Lであると仮定します。

図15．SEPICトポロジーと電流の流れ

+

++•

•

•

•

SW L2 COUT RL

VOUT

VIN

C1 D1L1

15a. SEPIC Topology

+

++•

RL

VOUT

VIN

D1

15c. Current Flow During Switch Off-Time

+

++•

RL

VOUT

VIN

VIN

VIN

15b. Current Flow During Switch On-Time

1871x F15


LTC1871X

251871xf


アプリケーション情報SEPICコンバータ：インダクタの選択ほとんどのSEPICアプリケーションでは、等しいインダクタの値は10μH～100μHの範囲に収まります。値を大きくすると入力リップル電圧が減少し、コア損失が減少します。インダクタの物理的サイズを小さくしてトランジェント応答を改善するには、小さな値を選びます。

昇圧コンバータと同様、SEPICコンバータの入力電流は最大負荷電流および最小入力電圧で計算します。特にインダクタが小さく負荷が軽い場合、ピーク・インダクタ電流は出力電流よりもかなり高くなることがあります。次式ではCCM動作が仮定されており、最小VINでの最大ピーク・インダクタ電流を計算します。

IL1(PEAK) = 1+χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•IO(MAX) •VO + VDVIN(MIN)

IL2(PEAK) = 1+χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•IO(MAX) •VIN(MIN) + VD

VIN(MIN)

インダクタのリップル電流は一般に（VIN(MIN)、IO(MAX)および∆IL1 = ∆IL2のとき生じる）最大平均入力電流の20%～40%

です（つまりχの範囲は0.20～0.40）。このリップル電流を出力電流の関数として表わすと、インダクタの値を計算する次式のようになります。

L =VIN(MIN)

ΔIL • f•DMAX

ここで、

where:

ΔIL = χ •IO(MAX) •DMAX

1–DMAX

L1 = L2とし、それらを同じコアに巻くと、相互インダクタンスにより上式のインダクタンスの値は2Lで置き換えられます。こうすると、インダクタのリップル電流とエネルギー蓄積が同じに維持されます。例えば、CoiltronixのCTX10-4 は巻線が2

つの10μHのインダクタです。並列巻線の場合、4Aの電流定格の10μHのインダクタンスが得られます（巻き数は変わりませんが、ワイヤの直径が倍になります）。2つの巻線を分離すると、電流定格がそれぞれ2Aの2個の10μHインダクタになります。したがって、2Lを置き換えると結合インダクタの場合の次式が得られます。

L1=L2=

VIN(MIN)

2 • ΔIL • f•DMAX

上式で規定されるIL(PK)を安全に扱うために、最大インダクタ電流を指定します。インダクタの飽和電流定格は最小入力電圧（このときインダクタ電流が最大になります）および最大出力電流でチェックします。

SEPICコンバータ：パワーMOSFETの選択パワーMOSFETは、パワーパスにおける主要なスイッチング素子を表し、そのRDS(ON)が制御ループの電流検出素子を表すという、LTC1871Xでの2つの目的に役立ちます。パワーMOSFETの重要なパラメータは、ドレイン-ソース降伏電圧（BVDSS）、スレッショルド電圧（VGS(TH)）、オン抵抗

（RDS(ON)）とゲート-ソース電圧、ゲート-ソース電荷とゲート-ドレイン電荷（それぞれQGSとQGD）、最大ドレイン電流

（ID(MAX)）およびMOSFETの熱抵抗（RTH(JC)とRTH(JA)）です。

ゲート・ドライブ電圧は5.2VのINTVCC低損失レギュレータによって設定されます。したがって、ほとんどのLTC1871X

のアプリケーションでは、ロジック・レベルのしきい値を持つMOSFETを使用する必要があります。低入力電圧の動作が予想される場合（例えば、リチウムイオン・バッテリから電力を供給する場合）、サブロジックレベルのしきい値を持つMOSFETを使用する必要があります。

MOSFETスイッチがSEPICコンバータのオフ時間の間保たなければならない最大電圧は入力電圧と出力電圧の和

（VO＋VIN）に等しい電圧です。したがって、アプリケーションの実際の最大スイッチ電圧との関係で、MOSFETのBVDSS

仕様に十分注意を払う必要があります。ロジック・レベルのデバイスの多くは30V以下に制限されています。MOSFETのドレイン端子とソース端子の間でスイッチング波形を直接チェックして、VDSがデバイスの最大定格より下に留まるようにします。

MOSFETのオン時間中、制御回路がパワーMOSFETの最大電圧降下を（低いデューティサイクルで）約150mVに制限します。したがって、ピーク・インダクタ電流は150mV//RDS(ON)に制限されます。パワーMOSFETの最大負荷電流、デューティ・サイクル、およびRDS(ON)の間の関係は次のとおりです。

RDS(ON) ≤VSENSE(MAX)

IO(MAX)•

1

1+χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•ρT

•1

VO + VDVIN(MIN)

⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟ +1


LTC1871X

261871xf


アプリケーション情報図8に示されているように、低いデューティサイクルではVSENSE(MAX)の項は標準で150mVとなり、92%のデューティサイクルではスロープ補償により約100mVに減少します。分母の定数「χ」はインダクタ電流の最大値に対するインダクタのリップル電流の比率を表しています。例えば、30%のリップル電流を選択するとχ = 0.30になります。ρTの項はMOSFETのRDS(ON)の温度係数を表しており、標準で0.4%/°Cです。標準的パワーMOSFETの温度に対する正規化されたRDS(ON)の変化を図9に示します。

使用するパワーMOSFETを選択する別の方法は、MOSFET

のオン抵抗が離散値で提供されているため、与えられた

RDS(ON)での最大出力電流を確認することです。

IO(MAX) ≤VSENSE(MAX)

RDS(ON)•

1

1+χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•ρT

•1

VO + VDVIN(MIN)

⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟ +1

パワーMOSFETのスイッチング損失と導通損失および接合部温度の計算パワーMOSFETの接合部温度を計算するには、デバイスによって消費される電力を知る必要があります。この電力消費はデューティサイクル、負荷電流、および接合部温度自体の関数です。そのため、十分正確な値を決めるには何回かの反復計算が通常必要です。コントローラはMOSFETをスイッチング素子としても検出素子としても使用するので、全ての動作条件（負荷、ライン、および温度）で、製造元のデータシートで規定されているMOSFETのVSENSE(MAX)とRDS(ON)の最悪条件の仕様に対して、コンバータが必要な負荷電流を供給できるように注意する必要があります。

SEPICコンバータのMOSFETの電力損失は次のとおりです。

PFET = IO(MAX) •DMAX

1–DMAX

⎛

⎝⎜⎞

⎠⎟

2

•RDS(ON) •DMAX •ρT

+ k • VIN(MIN) + VO( )1.85

•IO(MAX) •DMAX

1–DMAX•CRSS • f

上式の最初の項はデバイスのI2R損失を表し、2番目の項はスイッチング損失を表します。定数k = 1.7はゲート・ドライブ電流に反比例する経験的に得られる係数で、「1/電流」の次元をもっています。

パワーMOSFETの消費する既知の電力から、次式を使って接合部温度を求めることができます。

TJ = TA＋PFET • RTH(JA)

この式で使われるRTH(JA)にはデバイスのRTH(JC)および基板から筐体内の周囲温度までの熱抵抗が通常含まれます。次にTJのこの値を使って、反復計算に使用された接合部温度の元の仮定値をチェックすることができます。

SEPICコンバータ：出力ダイオードの選択効率を最大化するには、順方向の電圧降下が小さく、逆方向の漏れ電流の小さな高速スイッチング・ダイオードが最適です。SEPICコンバータの出力ダイオードはスイッチのオフ時間に電流を流します。ダイオードが耐えなければならないピーク逆電圧はVIN(MAX)＋VOに等しくなります。通常動作の平均順方向電流は出力電流に等しく、ピーク電流は次の値に等しくなります。

ID(PEAK) = 1+

χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟


+1⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟

ダイオードの電力損失は次のとおりです。

PD = IO(MAX) • VD

ダイオードの接合部温度は次のとおりです。

TJ = TA＋PD • RTH(JA)

この式で使われるRTH(JA)にはデバイスのRTH(JC)および基板から筐体内の周囲温度までの熱抵抗が通常含まれます。


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アプリケーション情報SEPICコンバータ：出力コンデンサの選択最近の電解コンデンサ、タンタル・コンデンサ、およびセラミック・コンデンサは性能が向上しているので、与えられた出力リップル電圧に対する適切な部品を選択するとき、エンジニアはESR（等価直列抵抗）、ESL（等価直列インダクタンス）およびバルク容量の寄与分について考慮する必要があります。結合インダクタを使用した標準的SEPICコンバータの場合の、これらの3つのパラメータ（ESR、ESL、およびバルクC）の出力電圧リップル波形に対する影響を図16に示します。

部品の選択は、（出力電圧のパーセンテージで表した）最大許容リップル電圧と、このリップルをESRによる電圧ステップと充放電による∆Vの間でどのように分割すべきかの検討から始めます。説明を簡単にするため、最大出力リップルとして2%を選択し、ESRによる電圧ステップと充放電による∆Vの間で等分します。このパーセンテージ・リップルはアプリケーションの要件に応じて変化しますが、以下に示す式は簡単に修正できます。

全リップル電圧への影響が1%の場合、出力コンデンサのESRは次式を使って求めることができます。

ESRCOUT ≤

0.01• VOID(PEAK)

ここで、

ID(PEAK) = 1+

χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟


+1⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟

バルクC部品も全リップルの1%に寄与する場合、次のようになります。

COUT ≥

IO(MAX)

0.01• VO • f

多くのデザインでは、ESRとバルクCの両方の要件を満たすコンデンサの種類を1つ選択することができます。ただし、要求の厳しいアプリケーションでは、2種類以上のコンデンサを並列に接続してリップル電圧を大きく改善することができます。例えば、低ESRのセラミック・コンデンサを使うとESRによる電圧ステップが減少します。他方、電解コンデンサまたはタンタル・コンデンサを使って必要なバルクCを得ることができます。

出力コンデンサのESRとバルク容量が決まったら、全体のリップル電圧の波形を専用のPCボード上で検証します（部品の配置の詳細については、「基板のレイアウト」のセクションを参照）。ラボのブレッドボードは一般に（部品相互の配線による）過度の直列インダクタンスの影響を受け、これらの寄生要素により、スイッチング波形が適切にデザインされたPC基板の場合よりもはるかに悪く見えることがあります。

図16．SEPICコンバータのスイッチング波形

16a. Input Inductor Current

IINIL1SWON

SWOFF

16b. Output Inductor Current

IOIL2

16c. DC Coupling Capacitor Current

IO

IIN

IC1

16e. Output Ripple Voltage

VOUT(AC)

ΔVESR

RINGING DUE TOTOTAL INDUCTANCE(BOARD + CAP)

ΔVCOUT

16d. Diode Current

IO

ID1

1871x F16


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アプリケーション情報図16に示されているように、SEPICレギュレータの出力コンデンサには高いRMSリップル電流が流れます。出力コンデンサのRMSリップル電流は次のとおりです。

IRMS(COUT) = IO(MAX) •

VOVIN(MIN)

多くの場合、コンデンサ・メーカーの規定するリップル電流定格はわずか2000時間の寿命時間に基づいていることに注意してください。このため、コンデンサをさらにディレーティングする、つまり要件よりも高い温度定格のコンデンサを選択するようにしてください。サイズまたは高さの設計条件を満たすため、複数のコンデンサを並列に接続することもできます。

高性能のスルーホール・コンデンサのメーカーとして、ニチコン、United Chemicon、三洋電機などを検討してください。三洋電機のOS-CON半導体誘電体コンデンサは、アルミ電解コンデンサの中でESRとサイズの積が最も小さいものですが、いくらか価格が高くなります。

表面実装のアプリケーションでは、アプリケーションの要求するESRまたはRMS電流処理の条件を満たすため、複数のコンデンサの並列接続が必要になることがあります。アルミ電解コンデンサと乾式タンタル・コンデンサの両方とも表面実装パッケージで供給されています。タンタル・コンデンサの場合、スイッチング電源に使用するためのサージ試験が実施されていることが不可欠です。優れた選択肢として、表面実装タンタル・コンデンサのAVX TPSシリーズが挙げられます。また、今ではセラミック・コンデンサはESRとESLの定格が非常に低くてリップル電流定格が高いものが供給されています。

SEPICコンバータ：入力コンデンサの選択インダクタが入力に直列に接続されており、入力電流波形が三角波なので、SEPICコンバータの入力コンデンサは出力コンデンサほど条件が厳しくありません。入力電圧源のインピーダンスにより入力コンデンサの容量が決まります。この容量は標準で10μF～100μFの範囲です。出力コンデンサの場合ほど条件が厳しくはありませんが、低ESRのコンデンサを推奨します。

SEPICコンバータの入力コンデンサのRMSリップル電流は次のとおりです。

IRMS(CIN) =

112

• ΔIL

バッテリが突然コンバータの入力に接続されると入力コンデンサには非常に大きなサージ電流が生じることがあり、このような条件では固体タンタル・コンデンサは破壊されてしまう可能性がありますので注意してください。サージテストされたコンデンサを必ず指定してください。

SEPICコンバータ：DCカップリング・コンデンサの選択図15のカップリング・コンデンサC1には図16に示されているような方形に近い電流波形が現われます。スイッチのオフ時間の間C1を流れる電流はIO（VO/VIN）ですが、オン時間の間は約–IOが流れます。この電流波形によりC1に三角波のリップル電流が生じます。

ΔVC1(P−P) =

IO(MAX)

C1• f•

VOVIN + VO + VD

C1の最大電圧は次のようになります。

VC1(MAX) = VIN +

ΔVC1(P−P)

2

これは一般にVIN(MAX)に近くなります。C1を流れるリップル電流は次のとおりです。

IRMS(C1) = IO(MAX) •

VO + VDVIN(MIN)

DCカップリング・コンデンサの値の選択は通常1)RMS電流の要件と2)ピーク電圧の要件（一般にVINに近い値）を満たす最小値から始めます。低ESRセラミック・コンデンサとタンタル・コンデンサでこの場合十分です。


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アプリケーション情報SEPICコンバータの設計例入力電圧は5V～15V、出力電圧は1.5Aの最大負荷電流（ピーク電流は2A）で12Vです。

1. デューティ・サイクルの範囲は次のとおりです。

D=

VO + VDVIN + VO + VD

⎛

⎝⎜⎞

⎠⎟= 45.5% to 71.4%

2. 選択された動作モードがパルス・スキップであるため、MODE/SYNCピンはINTVCCに短絡されています。

3. インダクタのサイズを低減するために、動作周波数は300kHzになるように選択されます。FREQピンからグランドに接続される抵抗は80kです。

4. 40%のインダクタ・リップル電流が選択されているので、（最小飽和電流でもある）ピーク入力電流は次のようになります。

IL1(PEAK) = 1+χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟


= 1+0.42

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

• 1.5 •12+ 0.5

5= 4.5A

インダクタのリップル電流は次のとおりです。

ΔIL = χ •IO(MAX) •DMAX

1–DMAX

= 0.4 •1.5 •0.714

1– 0.714=1.5A

したがって、インダクタの値は次のとおりです。

L =

VIN(MIN)

2 • ΔIL • f•DMAX =

52 •1.5 • 300k

• 0.714= 4µH

選択される部品は、飽和電流が8AのBH Electronics

BH510-1007です。

5. 5Vの最小入力電圧と共に、ロジック・レベルのパワーMOSFETのみを使用することを検討する必要があります。最大デューティサイクルが71.4%なので、SENSEピンの最大スレッショルド電圧は低いデューティサイクルのときの150mVの標準値から約120mVまで低下します。MOSFET

の接合部温度を125°Cと仮定すると、室温でのMOSFET

のRDS(ON)は、次の式の値よりも小さい必要があります。

RDS(ON) ≤VSENSE(MAX)

IO(MAX)•

1

1+χ2

⎛⎝⎜

⎞⎠⎟

•ρT

•1

VO + VDVIN(MIN)

⎛

⎝⎜

⎞

⎠⎟ +1

=0.121.5

•1

1.2 •1.5•

112.5

5⎛⎝⎜

⎞⎠⎟+1

=12.7mΩ

SEPICコンバータの場合、スイッチBVDSSの定格がVIN(MAX)＋VO（つまり27V）よりも大きい必要があります。この条件に近いデバイスはIRF7811Wです。このデバイスは、定格が30Vであり、室温での最大RDS(ON)が、VGS =

4.5Vで12mΩです。

6. この設計に使うダイオードは2Aの最大DC出力電流を扱える必要があり、VIN＋VOUTの最小逆電圧、つまり27V

に定格が規定されている必要があります。International

Rectifier製の3A、40Vのダイオード（30BQ040）が選択されます。このデバイスは小型であり、高温での比較的に低い順方向電圧降下と許容できる逆リーク電流を備えているためです。


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アプリケーション情報7. 出力コンデンサは一般に値の大きなバルクCとそれに並列接続された値の小さな低ESRセラミック・コンデンサで構成されています。1%（つまり120mV）の最大出力リップル電圧に基づいて、バルクCは次の値より大きくする必要があります。

COUT ≥IOUT(MAX)

0.01• VOUT • f=

1.5A0.01•12V • 300kHz

= 41µF

このコンデンサのRMSリップル電流定格は次の値を超える必要があります。

IRMS(COUT) ≥IO(MAX) •VO

VIN(MIN)=

1.5A •12V5V

= 2.3A

この高いRMS電流要求を満たすには、Kemetの2個の47μFコンデンサ（T495X476K020AS）が必要です。結果として、出力リップル電圧は、低い50mV～60mVになります。HFノイズを低減するために、これらのタンタル・コンデンサと並列に、太陽誘電の2個の10μF低ESR（X5R）セラミック・コンデンサ（TMK432BJ106MM）を追加します。出力コンデンサの両端子（ここをHFスイッチング電流が流れます）に直接接続された1本のオシロスコープのプローブを使って出力リップルをチェックします。

8. SEPICコンバータ用の入力コンデンサの選択は、ソース電源のインピーダンスとコンバータが安全に許容できる入力リップルの大きさに依存します。この特定のデザインとラボの設定条件では、Kemetの1個の47μFタンタル・コンデンサ（T495X476K020AS）が適切です。出力ノードの場合と同様、入力コンデンサの両端子に接続した1本のオシロスコープのプローブを使って入力リップルをチェックします。HFスイッチング・ノイズが観察される場合は、低ESRのX5Rセラミック・コンデンサをVINピンおよびGNDピンにできるだけ近づけて使用して、入力をデカップリングすることを推奨します。

9. SEPICコンバータ内のDCカップリング・コンデンサは、RMS電流要件に基づいて選択され、VINの最小電圧にACリップル電圧を加えた電圧に対して定格が規定される必要があります。RMS電流要件を満たす最小値から開始し、その後、リップル電圧がDC定格を超えていないことを確認します。

IRMS(CI) ≥IO(MAX) •VO + VDVIN(MIN)

=1.5A •12V + 0.5V

5V= 2.4A

この設計では、太陽誘電の1個の10μF、低ESR（X5R）セラミック・コンデンサ（TMK432BJ106MM）が適切です。


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パッケージ寸法最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/product/LTC1871X#packagingを参照してください。

MSOP (MS) 0213 REV F

0.53 ±0.152(.021 ±.006)

SEATINGPLANE

0.18(.007)

1.10(.043)MAX

0.17 – 0.27(.007 – .011)

TYP

0.86(.034)REF

0.50(.0197)

BSC

1 2 3 4 5

4.90 ±0.152(.193 ±.006)

0.497 ±0.076(.0196 ±.003)

REF8910 7 6

3.00 ±0.102(.118 ±.004)

(NOTE 3)

3.00 ±0.102(.118 ±.004)

(NOTE 4)

注記：1. 寸法はミリメートル/（インチ）2. 図は実寸とは異なる3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、またはゲートのバリを含まない。モールドのバリ、突出部、またはゲートのバリは、各サイドで0.152mm（0.006"）を超えないこと4. 寸法には、リード間のバリまたは突出部を含まない。リード間のバリまたは突出部は、各サイドで0.152mm（0.006"）を超えないこと5. リードの平坦度（整形後のリードの底面）は最大0.102mm（0.004"）であること

0.254(.010) 0° – 6° TYP

DETAIL “A”

DETAIL “A”

GAUGE PLANE

5.10(.201)MIN

3.20 – 3.45(.126 – .136)

0.889 ±0.127(.035 ±.005)

RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT

0.305 ±0.038(.0120 ±.0015)

TYP

0.50(.0197)

BSC

0.1016 ±0.0508(.004 ±.002)

MS Package10-Lead Plastic MSOP

(Reference LTC DWG # 05-08-1661 Rev F)

http://www.linear-tech.co.jp/product/LTC1871X#packaging

LTC1871X

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LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2017

LT0117 • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp/LTC1871X

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高効率の5V入力、12V出力昇圧コンバータ（ブートストラップ付き）

1871x TA01

SENSELTC1871X VIN

FB

GATE

GND

RUN

L1: AGP2923D1: VBT1045BPM1: IPC80N04S4

ITH

INTVCC

FREQ

80.6k

4.7µF10nF

L110µH

VIN5V

VOUT12V2A

GND

D1

M1

MODE/SYNC33.2k

100µF6.3V

47µF25V×8

110k

12.4k


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http://www.linear-tech.co.jp/LTC1624


http://www.linear-tech.co.jp/LTC1871-7








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