Специальность 05.12.07 – Антенны, СВЧ...

ТОМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ И

РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ (ТУСУР)

На правах рукописи

Загородний Андрей Сергеевич

ИЗМЕРИТЕЛИ МОЩНОСТИ СИГНАЛОВ СВЧ И КВЧ ДИАПАЗНОВ НА

ОСНОВЕ ДИОДНЫХ ДЕТЕКТОРОВ

Специальность 05.12.07 – Антенны, СВЧ устройства и их технологии

ДИССЕРТАЦИЯ

на соискание учёной степени

кандидата технических наук

Научный руководитель – доктор

физико-математических наук,

профессор

Г. Г. Гошин

Томск – 2014

2

СОДЕРЖАНИЕ

Введение ........................................................................................................................... 4

1 Методы измерения мощности сверхвысокочастотных сигналов ...................... 9

1.1 Развитие и классификация преобразователей мощности ................................. 9

1.2 Основы измерения мощности СВЧ сигналов ................................................... 11

1.3 Технические характеристики ваттметров ......................................................... 15

1.4 Виды первичных преобразователей мощности ............................................... 22

1.4.1 Болометрические преобразователи ............................................................ 23

1.4.2 Термоэлектрические преобразователи ....................................................... 24

1.4.3 Диодные детекторы ...................................................................................... 27

Основные результаты. Постановка целей и задач исследований ........................ 31

2 Разработка измерителя среднеквадратичного значения мощности ................. 34

2.1 Понятие истинного среднеквадратичного значения мощности ..................... 34

2.2 Выбор преобразовательного элемента. Макетирование ................................. 36

2.3 Температурная коррекция результатов измерений ......................................... 39

2.4 Расчёт несимметричного делителя мощности ................................................. 42

2.5 Алгоритм калибровки измерителя мощности .................................................. 45

Основные результаты ............................................................................................... 49

3 Разработка и исследование МИС детекторов поглощаемой мощности .......... 51

3.1 Экспериментальное исследование диодов ZB-27 ............................................ 52

3.2 Разработка моделей на основе SPICE-параметров .......................................... 55

3.3 Схемотехнические решения диодных СВЧ детекторов .................................. 59

3.4 МИС детектора поглощаемой мощности ......................................................... 61

3.5 Микрополосковые аттенюаторы и делители мощности ................................. 65

3.5.1 Методика расчёта ......................................................................................... 66

3.5.2 Результаты измерений аттенюаторов ........................................................ 68

3.6 МИС детекторов с расширенным участком области квадратичного

детектирования .......................................................................................................... 72


4 Разработка МИС детекторов проходящей мощности ....................................... 78

3

4.1 Детектор проходящей мощности на основе направленного моста ................ 79

4.2 Модель направленного детектора мощности ................................................... 84

4.3 Компенсация соединительных элементов ........................................................ 86

4.4 Экспериментальные исследования детекторов проходящей мощности ....... 89


Заключение .................................................................................................................... 95

Список сокращений и условных обозначений ........................................................... 97

Список литературы ....................................................................................................... 98

Приложение А. Математическое исключение параметров цепей ......................... 109

Приложение Б. Свидетельства о государственной регистрации топологий

интегральных схем ...................................................................................................... 111

4

Введение

Развитие различных направлений науки и техники, связанных с

использованием радиосигналов, характеризуется освоением все более высоких

частот электромагнитных колебаний. Последние десятилетия ознаменовались

бурным освоением СВЧ диапазона. В настоящее время радиосигналы СВЧ

диапазона широко применяются в отрасли связи, радиометрии, радиолокации,

медицине и приборах быта. Мобильные телефоны и прочие устройства

беспроводной связи, как правило, построены с применением СВЧ сигналов.

Актуальность темы исследования и степень её разработанности

Для разработки современных высокотехнологичных устройств требуется

обеспечение сложных и точных измерений. Применительно к СВЧ диапазону

важной задачей является измерение мощности. В низких частот чаще оперируют

понятиями напряжений и токов, но при увеличении частоты сигналов значительно

усложняется определение токов и напряжений и чаще используют произведение

их мгновенных значений. Поэтому мощность – это главный энергетический

параметр, применяемый к сигналам СВЧ. Нередко энергетические характеристики

высокочастотных сигналов являются наиболее значимыми. Уменьшение

мощности сигналов при сохранении качественных свойств, как правило, снижает

стоимость комплектующих или позволяет упростить радиосистему.

Зарубежными компаниями представлен широкий перечень

измерителей и преобразователей мощности СВЧ сигналов. Крупные компании-

производители выпускают отдельные серии измерителей для различных

применений. Начиная с 80-х годов прошлого столетия опубликованы десятки

патентов по технологиям и устройствам для измерения мощности, в том числе

более 10 за последние 5 лет. В настоящее время продолжается совершенствование

СВЧ измерительного оборудования и преобразователей мощности в частности, что

подтверждается появлением немалого количества новых приборов на мировом

рынке. Однако на российском рынке представлено мало отечественных

измерителей мощности, зачастую не отвечающих необходимым требованиям.

5

Актуальность работ, связанных с разработкой СВЧ измерителей мощности

подтверждается необходимостью измерений различных мощностных параметров

СВЧ сигналов, претерпевающих существенные усложнения в ходе развития

радиотехнических систем. Особенно важна разработка отечественных приборов, не

уступающих по характеристикам мировым аналогам и отвечающая требованиям

новейшей радиоаппаратуры.

Цели и задачи

Разработка измерителя среднеквадратичного значения поглощаемой

мощности СВЧ сигналов, проектирование и исследование монолитных

интегральных схем детекторов мощности, разработка на их основе измерителей

поглощаемой и проходящей мощности высокочастотных сигналов. Поставленная

цель работы достигается решением следующих задач:

1. Выбор и оптимизация схемотехнического решения среднеквадратичного

измерителя мощности.

2. Разработка алгоритма калибровки среднеквадратичного измерителя мощности.

3. Исследование методов расширения динамического диапазона детекторов

мощности на основе полупроводниковых диодов.

4. Разработка и оптимизация микрополосковых аттенюаторов и делителей

мощности на подложке арсенида галлия.

5. Исследование основных характеристик низкобарьерных диодов,

определяющих детекторные свойства.

6. Разработка и экспериментальное исследование монолитных интегральных схем

(МИС) детекторов мощности с диапазоном рабочих частот до 40 ГГц на основе

отечественных низкобарьерных диодов.

7. Разработка МИС детекторов поглощаемой мощности с увеличенным

диапазоном измерений в области квадратичного детектирования.

8. Обеспечение широкополосного согласования МИС детекторов в конструкциях

детекторных камер.

6

Научная новизна

1. Предложен алгоритм калибровки измерителей среднеквадратичного значения

мощности на основе применения аддитивного и мультипликативного

коэффициентов, позволяющих компенсировать изменения детекторных

характеристик в полосе рабочих частот.

2. Предложен оригинальный метод расширения участка квадратичного

детектирования на основе применения несимметричного делителя мощности и

последовательного включения нескольких диодов. Метод реализован в МИС

детектора поглощаемой мощности.

3. Разработаны МИС детекторов поглощаемой мощности с расширенной областью

квадратичного закона детектирования, не имеющих аналогов в России.

Зарубежные аналоги недоступны для российского рынка. Получены

свидетельства о регистрации топологий интегральных схем.

4. Предложен метод компенсации соединительных элементов для МИС,

позволяющий существенно улучшить согласование.

Практическая значимость работы

Разработан и изготовлен опытный образец измерителя среднеквадратичной

мощности с полосой рабочих частот от 50 МГц до 6 ГГц. Измерительный прибор

по техническим характеристикам превосходит отечественные аналоги и способен

конкурировать с зарубежными.

Спроектированы и изготовлены в ЗАО «НПФ «Микран» МИС детекторов

поглощаемой мощности с частотным диапазоном от 10 МГц до 40 ГГц и

динамическим диапазоном 70 дБ.

Спроектированы и изготовлены в ЗАО «НПФ «Микран» МИС детекторов

проходящей мощности с частотным диапазоном от 100 МГц до 40 ГГц. МИС

применяются в серийном производстве ЗАО «НПФ «Микран».

Методология и методы исследования

Для решения поставленных задач применяются методы теории линейных и

нелинейных электрических цепей, матричной алгебры, метод математического

7

исключения параметров цепей, метод экстракции параметров нелинейных

элементов, вычислительной математики, специализированных систем

моделирования и автоматизированного проектирования, численные методы

синтеза пассивных корректирующих и согласующих цепей.

Положения, выносимые на защиту

1. Применение несимметричного делителя мощности совместно с

последовательным включением нескольких диодов обеспечивает увеличение

динамического диапазона с неравномерностью детектируемого напряжения не

более 3 дБ в полосе частот до 40 ГГц.

2. Предложенный алгоритм калибровки на основе применения аддитивных и

мультипликативных коэффициентов обеспечивает компенсацию неравномерности

частотной характеристики детекторов мощности до 5 дБ.

3. Включение в состав интегральной схемы неоднородности,

компенсирующей внешние соединительные компоненты, позволяет обеспечить

КСВН не хуже 1,2 в диапазоне до 40 ГГц.

Степень достоверности и апробация результатов

Основные результаты диссертационной работы представлялись на

следующих конференциях:

Всероссийская научно-техническая конференция студентов, аспирантов и

молодых учёных "Научная сессия ТУСУР" (НС ТУСУР – 2011, 2012, 2013),

г. Томск.

Международная научно-практическая конференция «Актуальные проблемы

радиофизики» (АПР – 2012, 2013), ТГУ, г. Томск.

International conference and seminar of young specialists on micro/nanotechnologies

and electron devices (EDM – 2012, 2013, 2014), НГТУ, г. Новосибирск.

Девятнадцатая международная научно-техническая конференция студентов и

аспирантов «Радиоэлектроника, электротехника и энергетика», 2013, МЭИ,

г. Москва.

8

Международная научно-практическая конференция «Электронные средства и

системы управления» (ТУСУР - 2012, 2013), г. Томск

24-я Международная Крымская конференции «СВЧ-техника и

телекоммуникационные технологии» (КрыМиКо’2014), г. Севастополь.

Публикации

По результатам проведённых исследований опубликовано 20 работ, в том

числе 4 публикации в журналах из перечня ВАК, 5 публикаций в сборниках

международных конференций, индексируемых SCOPUS, 5 свидетельств о

регистрации топологий интегральных схем.

Личный вклад автора

Диссертация является итогом исследований автора, проводившихся

совместно с сотрудниками ЗАО «НПФ «Микран» и ТУСУР. Основные

исследования, результаты которых представлены в диссертации, были выполнены

по инициативе автора. Совместно с научным руководителем обсуждались цели

работы и пути их достижения, результаты работы. Личный вклад включает

разработку схемотехнических решений, выбор методик исследований, разработку

алгоритмов программных решений, моделирование в САПР, обработку

экспериментальных результатов.

9

1 Методы измерения мощности сверхвысокочастотных сигналов

В данном разделе проведен краткий анализ развития методов измерения

мощности радиосигналов, начиная с 1930х годов 20го столетия. Выявлены

основные тенденции развития современных устройств. Рассматриваются основные

характеристики измерителей мощности и методы их улучшения.

1.1 Развитие и классификация преобразователей мощности

Значимость измерения мощности была известна ещё на ранних этапах

развития СВЧ электроники, так как мощность – основной энергетический параметр

сигналов. Ещё в конце 1930-х годов изобретатели микроволнового клистронного

резонатора Сигурд и Рассел Вариан предпринимали попытки по измерению и

контролю мощности [1]. Начиная с 1940-х годов стали публиковаться работы и

книги по измерениям на сантиметровых волнах, немалое внимание в которых

уделялось измерению мощности [2-6]. Нередко, в справочниках и книгах

измерению мощности посвящена отдельная глава или несколько разделов, а также

известны источники, полностью посвященные вопросам измерения мощности СВЧ

сигналов [7,8]. Ранние измерения сигналов в высокомощных системах проводились

путем отвода части мощности высокочастотного сигнала на нагрузку и измерения

нагревания со временем. Простой пример, используемый в высокомощных

радарных системах, это калориметр водного потока, выполненный путем

изготовления диэлектрической трубки, проникающей в боковую стенку волновода

под малым углом.

Активное развитие СВЧ техники в период после Второй мировой войны

сопровождалось совершенствованием измерительной аппаратуры. Первоначально

в качестве фидеров применялись преимущественно волноводы, в дальнейшем

доминирующую роль заняли коаксиальные линии передачи. Для измерения

мощности сигналов применялись различные методы и как следствие появлялись

датчики мощности на основе различных физических явлений. Широкое

распространение получили тепловые методы. Использовались болометрические,

10

термоэлектрические, калориметрические преобразователи [2-11]. Данные методы

позволяли выполнять измерения широкого диапазона мощностей: от единиц

микроватт (при использовании термисторных преобразователей) до нескольких

киловатт (с применением мощных каллориметров). Совершенствование

применяемых СВЧ сигналов стало причиной развития диодных детекторов,

отличающихся прежде всего быстрым временем реакции. Для измерения

проходящей мощности применялись зондовые методы, пондеромоторный метод,

метод поглощающей стенки и ряд других. Перечисленные методы подробно

представлены в диссертационной работе [13].

Актуальность разработки ваттметров к началу нового столетия не угасла, а

существенно возросла из-за широкого применения СВЧ сигналов как в бытовой

технике (мобильная связь, аппаратура для беспроводных сетей и т.д.), так и для

специальных применений, в том числе в военной области.

К настоящему времени на мировом рынке представлен широкий ряд СВЧ

измерителей мощности. Среди мировых лидеров в области контрольно-

измерительной аппаратуры СВЧ и измерителей мощности в частности можно

отметить Keysight Technologies (ранее Agilent Technologies, США) [14,15], Rohde &

Schwarz (Германия) [16] и Anritsu Corporation (Япония) [17]. Помимо этого,

известны компании, специализирующиеся именно на измерителях мощности:

Boonton (США), Lady Bug Technologies (США). Среди российских производителей

наиболее значимые ЗАО «НПФ «Микран» [18], ЗАО ПФ «Элвира» [19], ООО НПК

«Стандарт» [20]. По совокупности технических характеристик отечественные

приборы существенно уступают зарубежным аналогам, что подтверждает

необходимость создания измерителей мощности различного назначения,

способных не только конкурировать с зарубежными аналогами, но и превосходить

их по ряду характеристик.

Далее приведём классификацию измерителей мощности и подробней

рассмотрим сведения об основных видах преобразователей.

Классификация измерителей мощности. В зависимости от назначения и

способа включения в передающий тракт различают две основные группы

11

ваттметров: проходящей мощности и поглощаемой мощности. Кроме того, их

делят [21]:

По виду используемых измерительных преобразователей на тепловые

(калориметрические, термоэлектрические, термисторные и болометрические),

пондеромоторные, электронные (диодные, на эффекте Холла и др.), ферритовые и

др.

По характеру измеряемой мощности на ваттметры среднего значения мощности

непрерывных и импульсно-модулированных сигналов, импульсной мощности.

Также измерители мощности классифицируют по классам точности и по типу СВЧ

используемого СВЧ тракта.

1.2 Основы измерения мощности СВЧ сигналов

Мощность радиосигнала в общем смысле - физическая величина,

характеризующая скорость передачи или преобразования электрической энергии.

На постоянном токе и для сигналов низкой частоты обычно измеряют

непосредственно ток и напряжение. В СВЧ диапазоне измерение тока и

напряжения становится затруднительным. Во-первых, скорость изменения токов и

напряжений столь велика, что измерение их мгновенных значений весьма сложно,

во-вторых, в предающей линии возникают стоячие волны из-за рассогласования

импедансов генератора и подключенной нагрузки, вследствие чего значения

напряжения 𝑈(𝑧) и тока 𝐼(𝑧) неодинаковы вдоль оси 𝑧 (см. рисунок 1.1). В

волноводных трактах при некоторых типах волн, например 𝐻01 в круглом

волноводе, теряет практический смысл, так как продольная составляющая в

проводнике отсутствует, а разность потенциалов между концами любого диаметра

сечения волновода равна нулю [7]. Ввиду вышесказанного, измерение мощности –

это основной вид измерений, характеризующий интенсивность электромагнитных

колебаний.

12

Рисунок 1.1 – Стоячая волна в линии, нагруженной на несогласованную

нагрузку

Приборы, применяемые для измерений мощности называют ваттметрами или

измерителями мощности. В основе ваттметра лежит чувствительный элемент,

выполняющий преобразование интенсивности колебаний в механическую,

тепловую энергию или сигнал, доступный для измерения. Блок, содержащий

чувствительный элемент, называют преобразователем мощности.

Основная единица измерения мощности – Ватт (Вт). Ввиду удобства часто

применяется единица измерения дБм (децибелы относительно 1 мВт).

𝑃 [дБм] = 10 log10

𝑃[Вт]

1[мВт]

(1.1)

Ранее [2] применялись единицы измерения дБвт (децибелы относительно 1 Вт),

однако в современной литературе применяют Вт и дБм.

В большинстве случаев достаточно определить среднюю мощность

высокочастотного сигнала. В общем виде она записывается как

𝑃СР =1

𝑛𝑇∫ 𝑝(𝑡)

𝑛𝑇

0

𝑑𝑡,

(1.2)

где 𝑛 – число периодов (𝑛 = 1, 2, 3 …), 𝑇 – период усреднения, 𝑝(𝑡) – мгновенное

значение мощности. Значение мощности электрического сигнала равно

произведению мгновенных значений напряжения 𝑒(𝑡) и тока 𝑖(𝑡), поэтому

выражение (1.2) нередко записывают как [23]

13

𝑃СР =1

𝑛𝑇∫ 𝑒(𝑡)𝑖(𝑡)

𝑛𝑇

0

𝑑𝑡

(1.3)

На рисунке 1.2 изображены основные энергетические составляющие

гармонического сигнала.

Рисунок 1.2 – Ток, напряжение и мощность гармонического сигнала

Среднюю мощность непрерывного гармонического сигнала записывают как [1]

𝑃СР =1

𝑛 ∙ 𝑇∫ 𝑒𝑃 ∙ sin(

2 ∙ 𝜋

𝑇0∙ 𝑡) ∙ 𝑖𝑃 ∙ sin (

2 ∙ 𝜋

𝑇0∙ 𝑡 + 𝜑) 𝑑𝑡,

𝑛∙𝑇

0

(1.4)

где 𝑒𝑃, 𝑖𝑃 - – пиковые величины напряжения e и тока i , – фазовый угол между

e и i . Для модулированных сигналов используют термины импульсной 𝑃ИМП и

пиковой 𝑃ПИК мощности (см. рисунок 1.3).

14

Рисунок 1.3 – Средняя, импульсная и пиковая мощность

Импульсная мощность – это усредненное значение мощности за время

длительности импульса 𝜏. Ширина импульса 𝜏 рассматривается как время между

50%-ми точками нарастания и спадания амплитуды.

Относительно понятия пиковой мощности в литературе имеются

противоречия. В [7] под пиковой мощностью понимают усреднённое значение СВЧ

мощности за период частоты несущей, приходящееся на максимум огибающей

импульса мощности. Однако в стандарте международного института инженеров по

электротехнике и электронике (IEEE) [24] приведено определение пиковой

мощности как высшей точки значения мощности волны, обычно возникающей при

первом выбросе (см. рисунок 1.3). Резкие скачки уровня мощности (выбросы)

могут появляться по разным причинам и иметь различную амплитуду. Например,

наряду с выбросами переднего фронта каждого радиоимпульса, может быть

существенное увеличение мощности из-за разового стороннего воздействия. При

усреднении всех максимальных значений за несколько периодов максимальный

уровень мощности останется неизвестным, однако он может быть критическим при

подключении чувствительной аппаратуры. На практике современные измерители

пиковой мощности отображают форму огибающей сигнала, по которой можно

определить пиковую и импульсную мощности, а также оценить временные

характеристики, например, время нарастания и спада импульсов (см. рисунок 1.4).

15

Рисунок 1.4 – Отображение огибающей сигнала на измерителе мощности

компании Boonton [25]

Ввиду неопределённости при использовании усреднения, далее под

термином пиковая мощность будем иметь ввиду наибольшее значение мощности

сигнала, зарегистрированное прибором за время измерений.

1.3 Технические характеристики ваттметров

Как и любые приборы, СВЧ ваттметры характеризуются прежде всего

техническими характеристиками. Рассмотрим основные из них, располагая их в

порядке значимости для большинства применений.

Рабочий диапазон частот определяет полосу частот, в пределах которой

выполняются заявленные технические требования. Как правило, они

ограничиваются преобразователем мощности и типом применяемого фидера. В

большинстве современных ваттметров предусмотрена защита от сигналов

постоянного тока. Эту роль выполняют разделительные конденсаторы,

включаемые перед чувствительным элементом. С уменьшением частоты

сопротивление конденсатора увеличивается, что ограничивает нижнюю границу

частоты.

Верхняя частота ограничивается применяемым типом фидера и реже

первичным преобразователем. Так, например, верхняя частота диодных детекторов

ограничена значением ёмкости барьера диода, при этом нередко диоды с граничной

частой более 40 ГГц применяются для приборов с верхней частотой 6, 18 и 26 ГГц.

Для преобразователей мощности важным параметром является

неравномерность частотной характеристики. Она характеризует изменение

16

измеряемого низкочастотного параметра на разных частотах при фиксированной

мощности входного воздействия. В соответствии с государственным стандартом

[21] предусмотрены частотные коэффициенты для коррекции показаний

ваттметров СВЧ на разных частотах (подробные сведения по ним представлены

далее).

Общая тенденция развития ваттметров СВЧ за последние десятилетия – это

увеличение диапазона рабочих частот. С одной стороны – освоение более высоких

частот с разделением частотных диапазонов, с другой стороны – обеспечение

широкой полосы рабочих частот.

Развитие микроэлектроники напрямую повлияло на совершенствование

измерителей мощности. Применение в первичных преобразователях

интегрированных схем способствовало существенному увеличению частотного

диапазона ваттметров, а также улучшению технических характеристик. Прежде

всего, при интеграции цепей уменьшаются размеры компонентов и расстояния

между ними, что увеличивает диапазон частот, при которых компоненты можно

считать сосредоточенными.

Большинство современных ваттметров на основе диодных детекторов

производятся с применением гибридных или монолитных интегральных схем [14-

20], активно развивается направление интеграции цепей с применением тепловых

преобразователей [27-32]. На основе вышесказанного следует вывод: достижения

микроэлектронной техники могут активно использоваться при разработке

современных ваттметров СВЧ с целью увеличения частотного диапазона и

улучшения технических характеристик.

Динамический диапазон ваттметра определяет допустимые уровни

мощности входного сигнала. Выражается обычно в дБ. Большинство измерителей

мощности, произведенных до 80-х годов имели динамический диапазон 30 - 40 дБ,

однако диапазон измеряемых мощностей уже тогда составлял более 140 дБ [7].

Диапазон измеряемых мощностей современных ваттметров достигает 90 дБ, а

иногда и более. Для диодных преобразователей для увеличения диапазона

измерений применяют:

17

включение нескольких каскадов детектирования [33-40];

корректирующие цепи, усилители, делители мощности [36, 39, 44-45];

включение нескольких диодов последовательно; [39, 41, 42];

цепи переключателей [40-45].

На примере диодных преобразователей можно утверждать, что расширение

динамического диапазона – актуальная задача при разработке ваттметров.

Входной импеданс. Мощность генератора или иного источника сигнала – это

мощность, которую он способен передать в согласованную нагрузку. Поэтому

измерители поглощаемой мощности должны быть эквиваленты согласованной

нагрузке. Измерители проходящей мощности, включаемые в разрыв линии, не

должны вносить рассогласование в идеальном случае, не должны вносить потери и

иметь входной и выходной импеданс, равный волновому сопротивлению линии

передачи. Увеличение возвратных потерь приводит к увеличению погрешности

измерений. Типичное для современных измерителей мощности (ИМ)

распределение составляющих общей погрешности измерений приведено на

рисунке 1.5 [1].

Рисунок 1.5 – Основные погрешности измерителей мощности

Коэффициент отражения представляет собой отношение отраженной волны

к падающей [47,48] и может быть вычислен как

18

Г =𝑈ОТР

𝑈ПАД=

𝑍Н − 𝑍0

𝑍Н + 𝑍0 .

(1.5)

На практике обычно измеряют коэффициент стоячей волны (КСВ) или возвратные

потери (ВП)

КСВ =𝑈ОТР

𝑈ПАД=

1 + |Г|

1 − |Г|, ВП = −20 𝑙𝑜𝑔10|Г|.

(1.6)

В соответствии с ГОСТ [21], ваттметры классифицируют по классу точности,

для каждого из которых указано максимальное значение КСВ. Для ИМ допустимо

указание разных значений КСВ для нескольких диапазонов частот. Например,

большинство современных ИМ обладают КСВ 1,2 -1,3 в диапазоне частот до 20

ГГц и свыше 1,5 на частотах 20 - 50 ГГц и выше.

Погрешность измерений. Для каждого измерительного прибора важное

значение имеет точность измерений, которая определяется погрешностью.

Погрешности принято разделять на основную и дополнительные. Основная

погрешность измерения – это погрешность прибора при нормальных условиях, она

определяется как разность между показанием прибора и истинным значением

измеряемой величины. Так как истинное значение измеряемой величины

неизвестно, пользуются так называемым действительным значением измеряемой

величины. Действительное значение определяют экспериментально с помощью

образцовой аппаратуры. При измерениях в условиях, отличных от нормальных,

возникают дополнительные отклонения показаний прибора, называемые

дополнительной погрешностью. Для измерителей мощности в технических

характеристиках указывают пределы допускаемой основной относительной или

абсолютной погрешности, а также пределы дополнительной погрешности при

отклонении воздействующего фактора на фиксированные значения от нормальных.

Погрешность измерения мощности существенно зависит от уровня

рассогласования источника и нагрузки. Поскольку, параметры источника

измеряемого сигнала неизвестны, уровень основной погрешности ИМ указывают

без учёта погрешности рассогласования.

19

Видео полоса измерителя мощности или детектора определяет время

реакции чувствительного элемента на изменение входного высокочастотного

сигнала. Термопарные и термисторные преобразователи мощности инерционны,

время их реакции больше, чем у диодных детекторов. Это является одной из самых

значимых причин возрастания роли диодных детекторов в задачах измерения

мощности.

В российских источниках этот термин применяется крайне редко, в то время

как в зарубежных публикациях используется часто [1,13,17]. Предлагается

следующее определение термина: видео полоса детектора мощности СВЧ сигналов

– это максимальная частота модулирующего сигнала, при котором выполняются

заявленные требования детектора. Наиболее близким по смыслу термином

является полоса пропускания. Поскольку, термин полоса пропускания

предполагает упоминание несущей частоты сигнала, применительно к детекторам

корректнее использовать термин видео полоса, т.к. он относится к частоте, которой

модулирован измеряемый сигнал. На рисунке 1.6 представлены два случая

детектирования импульсного воздействия при разных значениях видео полосы.

а б

Рисунок 1.6 – Огибающая радиоимпульса: а – при недостаточной видео полосе;

б – при достаточной

Значение видео полосы сенсора наиболее важно при детектировании

импульсных и модулированных сигналов, для которых необходимо отслеживание

изменения мощности за малый промежуток времени. Для численного расчёта

видео полосы в [25] предлагается применять эмпирическое правило:

20

ВП =0.35

𝑡НАР,

(1.7)

где 𝑡НАР – время нарастания видео импульса ваттметра.

При разработке современных измерителей мощности немалое внимание наряду с

частотным и динамическим диапазоном уделяется видео волосе, поскольку

возрастающая роль импульсных сигналов накладывает серьезные требования на

временные характеристики измерительного оборудования - скорость нарастания и

спада, напрямую связанны с видео полосой. Помимо этого, немаловажным

параметром является скорость измерений.

Скорость измерений ваттметра определяет время выполнения одного

измерения. При применении измерителей мощности на основе тепловых

преобразователей акцентировали внимание на времени установления показаний.

Это время с момента подачи измеряемого сигнала на вход прибора до момента,

когда разность между показанием отсчётного устройства и установившимся

значением станет меньше нормированной [7]. В последнее время под скоростью

понимают количество отсчётов за секунду. В измерительных автоматизированных

системах, где за одно подключение проводится свыше нескольких тысяч

измерений, этот параметр играет существенную роль, это привело к применению в

измерителях мощности разных режимов измерений.

В приборах возможны реализации режима усреднения и буферизации. В

режиме усреднения измеритель мощности накапливает несколько измеренных

значений и отображает результирующее усреднённое значение. В подобных

режимах большинство измерителей выдают отсчёты со скоростью 20-100 отсчётов

за секунду. В режиме буферизации измеритель мощности накапливает в буфер

памяти не усреднённые значения и затем отображает массив данных. В этом

режиме скорость выдачи отсчётов современных приборов составляет до 5 тысяч в

секунду. При указании скорости измерений важно учитывать обеспечение

результатов измерений, соответствующих всем заявленным техническим

характеристикам, в особенности погрешности измерений. Так, например, скорость

измерений приборов серии U2000 компании Keysight Technology [46] в режиме

21

усреднения составляет 20 изм./c. и до 1000 изм./с. в режиме буферизации. Однако

указанная точность измерений (3-5% для разных изделий из серии) достигается при

выполнения времени установки, достигающее при низких уровнях мощности 41.9

секунд, что существенно усложняет применение при необходимости измерений с

высокой точностью.

Частотные коэффициенты. Помимо выше перечисленных для

характеризации ваттметров СВЧ применяют коэффициенты преобразования,

калибровки и эффективности [21]. Коэффициент преобразования, согласно ГОСТ

– это отношение напряжения (или изменения сопротивления, или другой

электрической величины) на выходе ваттметра преобразователя к измеряемой

(падающей на преобразователь или поглощенной в преобразователе) мощности.

Размерность коэффициента зависит от применяемого преобразователя. При

использовании термопар коэффициент рассчитывается как 𝐾ПР = 𝑈Т 𝑃 (В Вт⁄ )⁄ ,

где 𝑈Т – значение термо- электродвижущей силы (ЭДС), 𝑃 – входная мощность.

Для термисторных преобразователей этот коэффициент определяет отношение

изменения сопротивления к изменению мощности, повлекшей изменение

сопротивления: 𝐾ПР = ∆𝑅 ∆𝑃 (Ом Вт⁄ )⁄ . Для диодных преобразователей

коэффициент по аналогии с термоэлектрическими рассчитывается как отношение

напряжения на выходе преобразователя к уровню поступающей мощности.

Коэффициент эффективности 𝐾Э – это отношение коэффициента

преобразования на СВЧ по поглощённой мощности к коэффициенту

преобразования на опорной частоте [21]. На практике он более удобен для

применения, поскольку является безразмерным. Коэффициент калибровки 𝐾К

определяется как отношение коэффициента преобразования на СВЧ по падающей

мощности к коэффициенту преобразования на опорной частоте. Коэффициенты 𝐾Э

и 𝐾К связаны соотношением

𝐾К = 𝐾Э(1 − |ГПР|2), (1.8)

где ГПР – коэффициент отражения от входа ваттметра (преобразователя).

22

Большинство современных ваттметров СВЧ имеют встроенную память для

хранения различных поправочных коэффициентов. В процессе калибровки

коэффициенты, присущие индивидуальному прибору, записываются в память, что

упрощает процесс эксплуатации. Для сенсоров мощности без встроенной памяти

зарубежные производители ранее формировали список корректирующих

коэффициентов (англ. Calibration factor) [26], по смыслу схожих с частотными

коэффициентами государственного стандарта [21]. В процессе поверки приборов в

метрологических центрах значения коэффициентов обновляются. Для соблюдения

возможности калибровки в различных организациях необходимо стремиться к

единому формату записи коэффициентов. Так, например, большинство

зарубежных производителей обеспечивают трассируемость к эталонным

измерителям. Другими словами, при правильном формате записи калибровочного

фактора ваттметр может быть передан на калибровку в любой метрологической

центр в мире, поддерживающий единую методику калибровки. Наиболее

популярным является стандарт национального института стандартов и технологий

(англ. NIST), поэтому в документации и рекламных акциях зарубежных ваттметров

указано «NIST Traceable calibrations» (трассируемость калибровки по стандартам

NIST).

Проочие характеристики. Помимо перечисленных выше, существует ряд

параметров ваттметров, таких как массогабаритные размеры, устойчивость к

перегрузкам, допустимые условия работы и прочие. Большинство из них указаны

в технических условиях отдельных приборов и в действующих стандартах.

1.4 Виды первичных преобразователей мощности

Наибольшее распространение для применения в качестве первичных

преобразователей в ваттметрах СВЧ получили термоэлектрические элементы

(термопары), болометры и диодные детекторы. Можно отследить

хронологическую последовательность активного развития сначала болометров,

23

затем термоэлектрических элементов, а следом и диодных детекторов [2-12, 23, 27,

30]. Ниже представлены краткие сведения для каждого из основных типов

преобразователей, основные тенденции их применения для измерения

высокочастотных сигналов.

1.4.1 Болометрические преобразователи

Сенсоры на основе болометров занимают важную историческую позицию в

радиочастотных и микроволновых измерениях мощности. Ещё в 1947 году

опубликована книга по микроволновым измерениям [2], в которой среди прочего

представлены подробные описание различных мостовых схем и особенностей

применения различных типов болометров. В 1949 году книга была переведена на

русский язык [3]. Болометр – это поглощающий мощность элемент, сопротивление

которого зависит от уровня воздействующей мощности. К классу болометров

относятся несколько видов устройств. Главными из них являются барретор и

термистор. Барреторы выполняются в виде тонких металлических проволочек и

имеют положительный температурный коэффициент сопротивления (ТКС).

Термистор представляет собой маленький шарик из полупроводящего материала и

обладает отрицательным ТКС.

Барретор и термистор являются чувствительными индикаторами мощности и

дают возможность измерять уровни мощности от нескольких микроватт до

нескольких милливатт при включении в мостовые схемы. Термистор является

более гибким измерительным компонентом, поскольку его сопротивление в

зависимости от величины смещения может изменяться в очень широких пределах.

Барретор менее устойчив к перегрузкам, что также повлияло на большую

популярность термисторов. На рисунке 1.7 изображена типовая упрощенная

мостовая схема измерителя мощности с применением термистора.

24

Рисунок 1.7 – Мостовая схема на основе термистора

При отсутствии входного сигнала мостовая схема сбалансирована и на

вольтметр поступает нулевое напряжение. При поступлении на СВЧ вход

измеряемого сигнала напряжение термистора изменяется, что приводит к

разбалансировке моста и появлению ненулевого напряжения на вольтметре. При

калибровке значения напряжений соотносят с уровнями входной мощности и

формируют калибровочную таблицу.

1.4.2 Термоэлектрические преобразователи

Термопара (термоэлектрический преобразователь) стали применяться для

измерения мощности с 70-х годов 20-го века. По сравнению с термисторными

цепями, термопары обеспечивают лучшую чувствительность, а также им

свойственен квадратичный закон детектирования: выходное термо-ЭДС

пропорционально входной мощности и практически не зависит от температуры

окружающей среды. Преобразователи на основе термопар в отличие от

термисторных схем не требуют прогрева, что сокращает и время подготовки к

измерениям и энергопотребление. В основе работы термопар лежит эффект

Зеебека – возникновение ЭДС в замкнутой электрической цепи, состоящей из

последовательно соединённых разнородных проводников, контакты между

которыми находятся при различных температурах.

25

На рисунке 1.8 изображен проводник, левый конец которого подогревается

внешним воздействием.

Рисунок 1.8 – Термоэлектрический эффект в проводнике

Из-за увеличения термического возбуждения на левом конце многие

дополнительные электроны освобождаются от своих родительских атомов.

Увеличенная плотность свободных электронов слева обусловливает диффузию

вправо. Каждый электрон, который мигрирует вправо, оставляет за собой

положительный ион. Этот ион стремится притянуть электрон обратно налево с

силой, определяемой законом Кулона. Стержень достигает равновесия, когда

направленная вправо сила термо-индуцированной диффузии в точности

уравновешена направленной влево силой закона Кулона. Направленная влево сила

может быть представлена электрическим полем, направленным вправо.

Электрическое поле, суммированное вдоль длины стержня, дает рост источника

напряжения, называемого Томсоновской ЭДС. Те же принципы приложимы к

соединению несхожих металлов, где различные электронные плотности в двух

разных металлах дают рост диффузии и ЭДС. Это явление называется эффектом

Пельтье.

Термопара это обычно петля или цепь из двух различных материалов. Одно

соединение металлов подвергается нагреванию, другое нет. Если петля остается

замкнутой, ток будет течь в петле до тех, пока два соединения остаются при разных

температурах. Если петля разорвана, чтобы вставить чувствительный вольтметр,

он будет измерять итоговую ЭДС (см рисунок 1.9). Термопарная петля использует

и томсоновскую ЭДС и ЭДС Пельтье для производства итогового

термоэлектрического напряжения. Полный эффект называется ЭДС Зеебека.

26

Рисунок 1.9 – Принцип работы термопары

Иногда много пар соединений или термопар соединяются в серии и

изготавливаются таким путем, что первое соединение в каждой паре выставлено

для нагревания, а второе нет. В этом случае результирующие ЭДС пар

складываются, давая в результате большой термоэлектрический выход. Ранние

термопары для восприятия радиочастотной мощности часто были

сконструированы на основе металлов висмута и сурьмы. Современные

термоэлектрические элементы для измерителей мощности изготавливают в виде

монолитных интегральных схем (МИС). Это позволяет применить серию

соединений, а также минимизировать размеры, что позволяет увеличить рабочий

диапазон частот. На рисунке 1.10 изображена модель и микрофотография

микросхемы преобразователя мощности на основе термоэлектрических

компонентов [30].

а

б

Рисунок 1.10 – Образец миниатюрного термоэлектрического преобразователя:

а – модель; б – микрофотография

27

Современные ваттметры СВЧ сигналы на основе термопар обладают

рабочими диапазонами частот до 110 ГГц.

1.4.3 Диодные детекторы

Выпрямляющие диоды давно используются как детекторы и для измерений

относительной мощности на микроволновых частотах. Самые ранние диоды чаще

всего использовались для детектирования огибающей и как нелинейный

смесительный компонент в супергетеродинных приемниках. Для измерений

абсолютной мощности, однако, диодная технология была ограничена, в основном,

радиочастотами и нижними микроволновыми частотами.

Детекторы преобразуют сигналы переменного тока в сигналы постоянного

тока за счёт своих детектирующих свойств которые возникают из-за нелинейной

ВАХ диода и фильтрующих свойств детектора. Очевидно, что обычный

кремниевый диод с p-n переходом должен, при правильной конструкции, быть

чувствительным радиочастотным детектором. Однако, запасание заряда

устанавливает предел полосе пропускания p-n перехода. Диод на барьере Шоттки

не запасает заряд на своем переходе, но большинство из них имеют чрезвычайно

высокий импеданс на низких сигнальных уровнях. Радиочастотный сигнал в

области -20 дБм должен преодолеть напряжение перехода 0.3 В обычного диода

Шоттки. Этому есть альтернатива: применить смещение диода на 0.3 В, это

полезный подход, если выход детектирования может быть по переменной

составляющей связан с исключением дрейфа, вносимого смещением.

Минимальная мощность, которая может быть измерена смещенным диодом, может

быть улучшена примерно на 10 дБ в связи с исключением дрейфа и шума,

вносимых током смещения. Типичное применение этого метода – диодные

детекторы, используемые в скалярных анализаторах цепей.

Диодный детектирующий эффект на переходе металл-полупроводник был

назван по имени физика Вальтера Шоттки (1886-1976), который продвинул теорию

этого процесса.

28

Переход металл-полупроводник служит примером точечно-контактной

технологии, демонстрирующей низко-потенциальный барьер сквозь переход с

опережающим смещением порядка 0.3 В. Они имеют превосходящие

радиочастотные и микроволновые характеристики и были популярны в

предыдущих десятилетиях. Низко-барьерные диоды Шоттки, имеющие

соединение металла и полупроводника, наследуют точечно-контактные и сильно

улучшенные повторяемость и надежность. На рисунке 1.11 изображена типичная

вольт-амперная характеристика низко-барьерного диода Шоттки, увеличенную в

области начала координат для наглядного представления квадратичного участка.

Рисунок 1.11 – Вольтамперная характеристика диода Шоттки

Ток, протекающий через диод 𝑖(𝑉) математически может быть представлен

выражением:

𝑖(𝑉) = 𝐼𝑆(𝑒𝛼∙𝑉 − 1), (1.9)

где IS – ток насыщения, постоянный при данной температуре, 𝛼 =𝑞

𝑛∙𝐾∙𝑇,

V – напряжение на диоде, K – постоянная Больцмана, Т – абсолютная температура,

q – заряд электрона n – поправочный коэффициент (примерно равен 1.1-1.2 для

приборов, используемых в качестве сенсоров мощности). Величина 𝛼 обычно

меньше, чем 40 В-1.

Выражение (1.9) часто записывается как степенной ряд для лучшего анализа

детектирующего действия:

29

𝐼 = 𝐼𝑆(𝛼 ∙ 𝑉 +(𝛼 ∙ 𝑉)2

2!+

(𝛼 ∙ 𝑉)3

3!+ ⋯ )

(1.10)

Второй и другие четные члены этого ряда как раз и обеспечивают

детектирование. Для малых сигналов существенен только член второго порядка,

так что в этих условиях диод называют действующим в квадратичной зоне. В этой

зоне напряжение 𝑉 пропорционально квадрату радиочастотного входного

напряжения. Когда 𝑉 так велико, что члены четвертого и более высоких порядков

становятся существенными, диодный отклик уже не подчиняется квадратичному

закону, и диод выходит из квадратичной зоны. Тогда он детектирует в квази-

квадратичной зоне, которая иногда называется переходной зоной. Выше этой зоны

он переходит в линейную детектирующую зону.

Для типичного диода в сборе квадратичная зона расположена от уровня

шумов до, приблизительно, –20 дБм. Область переходной зоны расположена,

примерно, от –20 дБм до 0 дБм входной мощности, а зона линейного

детектирования расположена, примерно, выше 0 дБм. На рисунке 1.12 изображена

типичная детекторная характеристика, начинающаяся вблизи уровня шума –65 дБм

и продолжающуюся до +20 дБм с отображением области квадратичного и

линейного детектирования. Область перехода между этими режимами называют

квази-линейной.

Рисунок 1.12 – Зоны характеристики диодного детектирования от

квадратичной через переходную до линейной

30

Упрощенная цепь на рисунке 3.6 представляет прибор на несмещенном диоде

для детектирования радиочастотных сигналов низкого уровня. Детектирование

возможно потому, что диод имеет нелинейную вольт-амперную характеристику;

радиочастотное напряжение на диоде детектируется, в результате получается

выходное напряжение постоянного тока.

Если диодное сопротивление для радиочастотных сигналов было

согласовано с сопротивлением генераторного источника, на диод должна попадать

максимальная радиочастотная мощность. Однако, до тех пор пока радиочастотное

напряжение запечатлено на детекторе, он будет детектировать радиочастотное

напряжение эффективно. По причинам, объясненным ниже, диодное

сопротивление для малых радиочастотных сигналов обычно много больше, чем 50

Ом, и используется отдельный согласующий резистор для установки необходимого

импеданса входа мощностного сенсора. Максимальная мощность передается на

диод, когда диодное сопротивление для малых радиочастотных напряжений

согласовано с сопротивлением источника.

V0CRсогл

RГ

ЕГ

Рисунок 1.13 – Схема источника и диодного детектора с согласующим

сопротивлением

Диодное сопротивление в начале координат, найденное путем

дифференцирования равенства (1.9), равно:

𝑅0 =1

𝛼 ∙ 𝐼𝑆

(1.11)

Сопротивление 0R – сильная функция температуры, что определяет

чувствительность диода, поэтому коэффициент отражения также сильная функция

температуры. Чтобы достигнуть уменьшения температурной зависимости,

31

сопротивление 0R должно быть много больше, чем сопротивление источника, и

согласующий резистор 50 Ом служит как первоначальная нагрузка генератора.

Однако, если ñîãëR диода на большого номинала, преобразование мощности из

радиочастот в нулевые частоты приведет к низкому детектируемому напряжению,

поэтому большой 0R уменьшает чувствительность. Начальное сопротивление 1-2

кОм будет получено с диодами, имеющими обратный ток насыщения SI между

27.5 и 13.8 мкА. Компромисс между хорошей чувствительностью на малых

сигналах и хорошим температурным преобразованием получается при токе SI

порядка 10 мкА и 0R приблизительно 2.75 кОм.

Желаемая величина тока насыщения SI может быть достигнута путем

конструирования диода из подходящих материалов, которые имеют низкий

потенциальный барьер на переходе. Переход Шоттки металл-полупроводник

может быть сконструирован с подобным низко-барьерным потенциалом.

Начальное сопротивление 0R – очень полезная концепция в понимании того,

как детекторный диод будет действовать в широкой вариации условий. Оно

формирует действительную часть импеданса источника в детекторном выходе,

поэтому можно оценить влияние нагрузочного сопротивления. Если величина

радиочастотного шунтирующего конденсатора C известна, может быть точно

оценено полное время роста. Если рассматривается вариация величины SI как

функции температуры, температурный коэффициент нагруженного детектора

также можно оценить.

Основные результаты. Постановка целей и задач исследований

На основе проведённого анализа методов измерения мощности сигналов СВЧ

охарактеризуем основные тенденции по задачам измерений мощности сигналов

СВЧ, сформулируем выводы и цели исследований на их основе.

К настоящему времени в качестве преобразователей мощности наибольшее

распространение получили термисторы, термоэлектрические элементы и диодные

32

детекторы. Термисторы стали применяться для задач измерений задолго до

остальных методов, но тем не менее применяются и в современной аппаратуре для

передачи государственных эталонов мощности. Применение термопар в качестве

преобразователей мощности позволило добиться улучшения ряда технических

характеристик: увеличение чувствительности измерений, повышение надёжности

аппаратуры при её техническом упрощении, расширение динамического

диапазона. Использование диодных детекторов привело к ещё большему

увеличению чувствительности измерений и динамического диапазона. Однако

главной особенностью диодных преобразователей по сравнению с тепловыми

(термисторы и термопары) является высокая скорость измерений, что позволяет

применять их для анализа изменений уровней мощность вплоть до единиц

наносекунд. На рисунке 1.14 представлено общее сравнение преобразовательных

элементов. Термин трассируемость, используемый в рисунке, означает

способность передачи эталонных значений мощности от первичных источников

(государственных эталонов).

Рисунок 1.14 – Сравнение преобразователей мощности

33

Из недостатков диодных датчиков следует отметить низкую способность к

передаче эталонных значений и линейность. Применение схемотехнических

аналоговых и цифровых методов коррекции позволяют компенсировать

недостаточную линейность. На основе вышеперечисленного диодные детекторы по

совокупности характеристик являются наиболее востребованными типами

преобразователями для современных ваттметров СВЧ сигналов.

Учитывая преимущества диодных преобразователей вполне естественной

является постановка цели исследований: разработка диодных детекторов и

ваттметров СВЧ на их основе, обладающих техническими характеристиками,

отвечающим требованиям применяемых сложномодулированных сигналов в

широком диапазоне частот.

34

2 Разработка измерителя среднеквадратичного значения мощности

В разделе решается задача разработки измерителя среднеквадратичного

значения мощности с частотным диапазоном от 50 МГц до 6 ГГц. Преобразователь

СВЧ мощности выполнен с применением несимметричного делителя мощности и

двух каскадов детектирования, что позволяет увеличить динамический диапазон

измерений.

2.1 Понятие истинного среднеквадратичного значения мощности

Большинство приборов, представляемых различными производителями,

предназначены для измерения среднего значения мощности сигналов

синусоидальной формы. Однако на практике чаще необходимо измерения

среднеквадратичного значения (СКЗ) мощности (англ. Root mean square, RMS). Это

обусловлено численной разницей измеренных значений, которая может приводить

к некорректной работе устройств, вплоть до их выхода из строя. Ниже приведены

формулы расчета среднеквадратичного и среднего значений мощности:

𝑃СКЗ = √1

𝑇 ∫ 𝑠2(𝑡)𝑑𝑡

𝑇

0

(2.1)

𝑃СР = 1

𝑇 ∫|𝑠(𝑡)|𝑑𝑡

𝑇

0

(2.2)

На рисунке 1 изображен в качестве примера сигнал несинусоидальной

формы. Разница среднего значения и СКЗ превышает 30%.

35

Рисунок 2.1 – Среднее и среднеквадратичное значения мощности

При измерении радиосигнала, форма которого похожа на изображенный на

рисунке 2.1, показания измерителя средней мощности будут меньше, чем у

прибора, измеряющего среднеквадратичное значение. Пояснения аналогичной

разницы показаний при измерении низкочастотных сигналов представлены в

[54,55].

Отклонение формы сигнала от синусоидальной принято учитывать

коэффициентом формы 𝐾Ф (в англоязычной литературе - Form Factor, 𝐾𝑓).

𝐾Ф = 𝑃СКЗ

𝑃СР

(2.3)

Для непрерывного синусоидального сигнала 𝐾Ф ≈ 1.11, для других форм

сигналов его несложно рассчитать. Производители измерительных приборов,

измеряющих среднее значение мощности стали применять умножение на

коэффициент и вследствие чего показания были идентичны с измерителем

среднеквадратичного значения. Однако это стало причиной ошибок при

измерениях несинусоидальных сигналов, для которых 𝐾Ф отличался от 1.11. Так

появился новый класс измерителей истинного среднеквадратичного значения

(англ. True RMS). Это приборы, отображающие среднеквадратичное значение

мощности (или тока, напряжения) независимо от формы сигнала. Показания таких

36

приборов идентичны с измерителями на основе тепловых преобразователей,

которые реагируют на энергию сигнала независимо от его формы.

2.2 Выбор преобразовательного элемента. Макетирование

Для разработки макетного образца измерителя мощности СВЧ сигналов

прежде всего необходимо выбрать преобразователь мощности, так как именно он

определяет большинство основных технических характеристик прибора в целом.

Был проведен анализ интегральных схем детекторов различных производителей:

Analog Devices, Hittite, Linear Technology [50-53]. Для первоначального

тестирования детекторов было выполнено макетирование отладочных плат

детекторов. Фотографии макетных образцов представлены на рисунке 2.2.

а

б

Рисунок 2.2 – Фотографии макетных образцов: а – плата для

тестирования микросхем детекторов; б – макет измерителя СКЗ мощности

На основе сравнения экспериментальных измерений по совокупности

характеристик был выбран детектор ADL5906 с частотным диапазоном от 10 МГц

до 10 ГГц и динамическим диапазоном 65 дБ. По сравнению с аналогами, данный

детектор обеспечивает максимальный диапазон измеряемых мощностей в полосе

частот до 6 ГГц. При разных частотах входного сигнала динамический диапазон

существенно изменяется, что является существенным недостатком подобных

микросхем. Заявляемый производителем диапазон измерений 65 дБ сохраняется

37

лишь для небольшого диапазона частот. Поэтому при выборе детектора

доминирующая роль была отведена результатам экспериментальным данным.

Рисунок 2.3 – Функциональная схема детектора мощности ADL5906

На рисунке 2.3 изображена функциональная схема детектора мощности

ADL5906 [50]. Принцип работы детектора основан на применении диодного

детектора мощности с цепями смещения и включения цепи регулировки усиления

широкополосного усилителя для обеспечения работы детектора в требуемом

режиме. Детектор содержит встроенный температурный датчик, выходное

напряжение которого пропорционально изменению температуры детектора. На

основе анализа данного напряжения выполнена температурная коррекция

показаний детектора, приведенная в разделе 4. Отличительной особенностью

ADL5906 является возможность детектирования модулированных сигналов, в том

числе сигналов стандартов GSM-EDGE/CDMA/W-CDMA/WiMAX/LTE, что

актуально для измерений в области связи.

С применением детектора (рисунок 2.3 б) был реализован макетный образец

измерителя, функциональная схема которого представлена на рисунке 2.4.

38

Рисунок 2.4 – Блок схема измерителя мощности

Детектируемое напряжение, пропорциональное уровню мощности входного

сигнала поступает на аналогово-цифровой преобразователь (АЦП), отсчёты

которого обрабатываются микроконтроллером для расчёта значений мощности.

Результирующие данные передаются на персональный компьютер через интерфейс

USB.

Разрядность АЦП - 12 бит. При уровнях выходного напряжения детектора от

0 до 3.6 В обеспечивается разрешающая способность РС = 3.6 В 212⁄ = 0.88 мВ ,

что составляет 0,016 дБ для выбранного детектора ADL5906.

На рисунке 2.5 изображены результаты измерения детекторных

характеристик макетного образца.

Рисунок 2.5 – Экспериментально полученные детекторные

характеристики ADL5906

39

На рисунке 2.6 изображен график частной зависимости выходного

напряжения ADL5906. Данную зависимость наряду с детекторными

характеристиками необходимо учитывать при калибровке устройства.

Рисунок 2.6 – Экспериментально измеренная частотная зависимость

детектируемого напряжения ADL5906

Еще одной отличительной особенностью разработанного прибора является

применение гальванической развязки по цепям питания и по цепям передачи

данных.

Этот подход применен и на макетной печатной плате. Фактически,

устройство содержит два заземляющих контура, не имеющих между собой

электрического контакта. Подключаемый кабель USB также не имеет

электрического контакта с цепями микроконтроллера. Гальваническая развязка

реализована за счет применения преобразователя цепей питания (DC/DC) в паре с

микросхемами цифровых изоляторов с поддержкой USB, изготовленных по

технологии «iCoupler» [56].

2.3 Температурная коррекция результатов измерений

Известно, что диодные деткторы подвержены температурной завимсимости.

Микросхемы детекторов не лишины этого недостатка. Для коррекции

температурных изменений показаний детектора были проведены испытания в

40

термокамере. Схема экспериментальной установки изображена на рисунке 2.7. В

качестве генератора применялся встроенный генератор скалярного анализатора

цепей Р2М-18. Изменение напряжения контролировалось на одном из

измерительных каналов (B).

Рисунок 2.7 – Экспериментальная установка температурных испытаний

Для различных значений температур были измерены детекторный

характеристики устройства. За эталонную была принята детекторная

характеристика до температурных испытаний. После измерения при температурах

5º, 17 º, 45º, 50º С была повторна установлена температура 25º. На рисунке 3.2

приведены графики отклонения детекторных характеристик от эталонной.

На основе температурных испытананий реализован алгоритм

термокоррекции. Алгоритм основан на кусочно-линейной аппроксимации

харектеристик для различных значений температур. Отношение между

аппроксимирующими линиями в виде коэффициентов записывается в

энергонезависмую память прибора. В программе анализа данных в программе

микроконтроллера расчитывается корректирующий коэффициент для текущего

значения температуры.

41

Рисунок 2.8 – Ошибка измерений без применения температурной

компенсации

На рисунке 2.8 представлены результаты работы алгоритма термокоррекции.

Как видно из сравнения рисунков 2.8 и 2.9, алгоритм позволяет уменьшить ошибку

показаний от 0.7 дБ (между температурами 5º и 50º С). До 0.15 дБ.

Рисунок 2.9 –Ошибка измерений после коррекции

42

2.4 Расчёт несимметричного делителя мощности

На основе проведенного краткого анализа имеющихся на рынке измерителей

мощности и анализа тенденций развития применяемых сигналов СВЧ диапазона

сделан вывод о необходимости расширения динамического диапазона устройства.

Ввиду этого, предложена новая структурная схема измерителя мощности,

приведенная на рисунке 2.10

Рисунок 2.10 – Структурная схема измерителя мощности

Увеличение динамического диапазона достигается применением двух

каскадов детектирования. Схожий метод изложен и запатентован [57,58] и основан

на применении симметричного делителя мощности и логарифмических детекторов

мощности. Предлагаемое решение отличается применением несимметричного

делителя мощности и применением детекторов СКЗ мощности сигналов СВЧ.

Использование логарифмических детекторов мощности позволяет добиться

большего динамического диапазона по сравнению с детекторами СКЗ, однако не

обеспечивает корректных измерений модулированных сигналов.

Обычный широкополосный резистивный делитель на, как правило передает

сигнал на каждый каскад с ослаблением 6 дБ. Несимметричный делитель позволяет

в один из каскадов обеспечить ослабление 4 дБ, в другой 16 дБ. Это позволяет

уменьшить нижнюю границу детектирования и упростить требования к

аттенюатору. Упрощенная электрическая схема делителя представлена на рисунке

2.11. Более сложные схемы с применением реактивных сопротивлений могут

преобразованы с указанием инпедансов (например, Z2 и Z4 вместо R2 и R4).

43

Рисунок 2.11 – Схема делителя мощности

Номинальное сопротивление резисторов R1, R2, R3, R4 рассчитываются

исходя из заданных коэффициентов передачи каждого плеча делителя. Делитель

должен обеспечивать согласование как по входу, так и по выходу для каждого

плеча. С учётом этого, для расчёта несимметричного делителя мощности

необходимо составить систему уравнений, включающую уравнения

коэффициентов передачи и согласования каждого из плеч делителя.

Для схемы, представленной на рисунке 2.11, уравнения коэффициентов

передачи 𝐾𝑢1, 𝐾𝑢2 выражаются как

𝐾𝑢1 =

𝑅2 ∙ 𝑅н𝑅2 + 𝑅н

𝑅1 +𝑅2 ∙ 𝑅н

𝑅2 + 𝑅н

, 𝐾𝑢2 =


𝑅3 +𝑅4 ∙ 𝑅н

𝑅4 + 𝑅н

,

(2.4)

где 𝑅н – эквивалентное сопротивление нагрузки на выходе плеча.

Выражения для обеспечения эквивалентного сопротивления входа делителя и

каждого плеча представлены в формулах

𝑅вх =(𝑅1 +

𝑅2 ∙ 𝑅н𝑅2 + 𝑅н) ∙ (𝑅3 +


)

𝑅1 + 𝑅2 ∙ 𝑅н

𝑅2 + 𝑅н+ 𝑅3 +


(2.5)

44

𝑅В1 =

(𝑅ЭКВ ∙ (


+ 𝑅3)

𝑅ЭКВ +𝑅4 ∙ 𝑅н

𝑅4 + 𝑅н + 𝑅3

+ 𝑅1) ∙ 𝑅2

𝑅ЭКВ ∙ (𝑅4 ∙ 𝑅н

𝑅4 + 𝑅н + 𝑅3)


𝑅4 + 𝑅н + 𝑅3

+ 𝑅1 + 𝑅2

(2.6)

𝑅В2 =

(𝑅ЭКВ ∙ (


+ 𝑅1)


𝑅2 + 𝑅н + 𝑅1

+ 𝑅3) ∙ 𝑅4

𝑅ЭКВ ∙ (𝑅2 ∙ 𝑅н

𝑅2 + 𝑅н + 𝑅1)


𝑅2 + 𝑅н + 𝑅1

+ 𝑅3 + 𝑅4

,

(2.7)

где 𝑅В1, 𝑅В2 – входное сопротивление плеча В1 и В2 соответственно, 𝑅ЭКВ –

эквивалентное сопротивление входа делителя мощности.

На основе приведённых формул для расчёта составляется система из пяти

уравнений с четырьмя неизвестными.

По приведённой выше методике был рассчитан несимметричный делитель

мощности с ослаблениями на плечи 4 и 16 дБ. Значение эквивалентного

сопротивления входа делителя 𝑅ЭКВ и подключаемых нагрузок 𝑅н принято 50 Ом.

Результирующие значения сопротивлений: 𝑅1= 37,04 Ом, 𝑅2= 151,46 Ом,

𝑅3= 121,57 Ом, 𝑅4= 74,63 Ом. При проектировании печатной платы на основе

выполненного расчёта выполнено моделирование делителя мощности в системе

автоматизированного проектирования (САПР) Advanced Design System (ADS). В

модели были использованы модели компонентов поверхностного монтажа

корпорации Panasonic. При моделировании были выбраны резисторы с

номинальным сопротивлением, ближайшим к рассчитанным, проведен анализ

характеристик делителя. На выходе каждого плеча делителя установлены

разделительные конденсаторы с номинальной ёмкостью 100 мкФ, модели которых

также были использованы при оптимизации схемы в САПР.

В отличие от методов, основаных а использовании симметричных делителей

мощности [57,58], предложенный метод позволяет увеличить динамический

45

диапазон измерений путём уменьшения минимального уровня измеряемой

мощности, а также упростить требования к аттенюатору, включаемому в каскад

детектирования большой мощности.

2.5 Алгоритм калибровки измерителя мощности

Калибровка измерителя мощности представляет собой сопоставление

измеряемых с значений с показаниями эталонного измерителя мощности. На

начальном этапе проводятся измерения мощности в пределах заданного частотного

и динамического диапазонов и составляется таблица соответствия измеряемых

величин с показаниями эталонного прибора. Применительно к диодным

детекторам мощности, измеряемой величиной является напряжение, величина

которого зависит от уровня входной мощности. Сформированная таблица

записывается в прибор и используется в ходе эксплуатации для преобразования

значений напряжения в индицируемые значения мощности.

Измерение характеристик прибора основано на схеме, показанной на рисунке

2.12.

Рисунок 2.12 – Схема экспериментальной установки

СВЧ мощность (РСВЧ) подается с генератора на делитель мощности (сплитер),

в качестве генератора используется Р2М-18 управление которым осуществляется

через ПК. С делителя мощности мощность подается на эталонный измеритель и

исследуемое устройство, которое по шине USB передает на ПК измеренные данные

46

в виде отсчётов аналого-цифрового преобразователя (АЦП) детектируемого

напряжения), с эталонного измерителя на ПК передаются измеренные значения

мощности, что позволяет соотнести мощность поступающую на вход исследуемого

прибора с отсчетами АЦП. Поскольку прибор имеет два каскада детектирования, в

ПК для составления таблиц передаются значения отсчетов двух АЦП. На рисунке

2.13 изображены детекторные характеристики прибора на частотах 1 ГГц и 6 ГГц.

а б

Рисунок 2.13 – Зависимость детектируемого напряжения от уровня

мощности: а – на частоте 1 ГГц; б – на частоте 6 ГГц

Как видно из рисунка, зависимости существенно отличаются, поэтому для

обеспечения измерений с малой погрешностью, необходима компенсация

изменений детекторных характеристик в диапазоне частот рабочего диапазона. С

ростом частоты происходит не только смещение детекторной характеристики, но и

изменение её наклона.

Экспериментальные данные используются в программе для синтеза

калибровочных таблиц. Всего используется 3 калибровочные таблицы: для

коррекции по частоте, для коррекции по детекторной характеристике и таблица

граничных значений, применяемая для перехода при выбора каскада малой или

большой мощности.

Алгоритм определения уровня мощности происходит в следующем порядке:

47

- отсчеты АЦП в зависимости от таблицы коррекции по детекторной

характеристике преобразуются в искомый уровень мощности, для обоих ветвей;

- в зависимости от частоты этот уровень мощности корректируется с

применением аддитвного и мультипликативного коэффициентов;

- в зависимости от кол-ва отсчетов АЦП выбирается с какой ветви

производятся измерения.

В таблицу для коррекции детекторных характеристик для каждого каскада

детектирования записаны уровни мощности, между которыми значения меняются

по линейному закону. Значения и количество калибровочных точек выбрано таким

образом, чтобы разница между линейной интерполяцией и измеренными

результатами не превышала 0,02 дБ. Форма записи таблицы для коррекции

частотных зависимостей представлена в таблице 2.1.

Таблица 2.1 – Форма записи отсчётов АЦП для каскада большой мощности

(КБМ) и каскада малой мощности (КММ)

Частота,

МГц

Отсчёты АЦП при

мощности P1

… Отсчёты АЦП при

мощности PN

КБМ КММ КБМ КММ

50

80

…

6000

Для обеспечения быстрой реакции на изменение входной мощности

предусмотрен анализ значений отсчётов АЦП КБМ и КММ для каждого

измеряемого уровня мощности. В микроконтроллере, выполняющем

преобразование поступающих отсчётов АЦП в значения мощности по

калибровочным таблицам, в зависимости от рассчитанных значений и таблицы

перехода, осуществляется итоговое определение уровня мощности.

48

Таблица переходов представляет собой списки граничных значений отсчётов

АЦП КБМ для разных частот. При значения отсчётов КБМ больше граничных

применяется режим работы каскада большой мощности, в противном случае –

каскада малой мощности и осуществляется выбор значений из соответствующих

столбцов таблицы 2.1. Если полученное значение не соответствует приведённым в

таблице, то выполняется поиск ближайших табличных значений, между которыми

происходит расчёт с применением линейной интерполяции.

Рассмотрим работу прибора на основе примера. Пояснения к работе

алгоритма калибровки прибора показаны на рисунке 6.

Рисунок 2.14 – К пояснению алгоритма калибровки

На выходе АЦП, обрабатывающих данные с детекторов мощности,

формируются значения отсчётов, которые соответствуют мощности СВЧ сигнала.

Также известна частота измеряемого сигнала (указывается пользователем перед

началом измерений). Если отсчеты АЦП, соответствующие заданному уровню

мощности находятся между отсчетами АЦП имеющимися в калибровочной

таблице (точки 1 на рисунке), то прибор проводит линейную аппроксимацию

детекторной характеристики (прямая 2), а также если значения заданной нами

49

частоты отсутствует в калибровочной таблице, то прибор проводит линейную

аппроксимацию между двумя детекторными характеристиками, значения частот

которых имеются в таблице (прямые 2 и 3). В результате формируется расчётная

детекторная характеристика (прямая 4), по которой происходит определение

уровня мощности. Значения отсчётов АЦП формируются в обоих каскадах

независимо. В микроконтроллере при получении первичных необработанных

значений в соответствии в таблицей переходов устанавливается режим работы

КБМ или КММ, и расчёты по калибровочным таблицам применяются только для

одного каскада.

Основные результаты

1. На основе проведённого анализа доступных детекторов CRP мощности

СВЧ сигналов в диапазоне до 6 ГГц разработана схема измерителя СКЗ

значения мощности, выполнено проектирование и исследование

макетных образцов.

2. Предложен метод расширения динамического диапазона измерений за

счёт применения несимметричного делителя мощности. Проведён расчёт

делителя мощности при обеспечении широкополосного согласования.

3. Предложен и реализован метод калибровки измерителя мощности на

основе применения аддитивных и мультипликативных коэффициентов

для коррекции изменения детекторных характеристик в полосе рабочих

частот.

На основе разработанной схемы при участии сотрудников департамента

информационно-измерительных систем ЗАО «НПФ «Микран» произведён

измеритель мощности PLS-06. Фото платы на основании и собранного прибора

представлены на рисунке Рисунок 2.15.

50

Рисунок 2.15 – Фотографии печатной платы и собранного измерителя

СКЗ мощности

Прибор позволяет проводить измерения CRP мощности в диапазоне частот

от 50 МГц до 6 ГГц. Динамический диапазон составляет 70 дБ (от -50 дБм до

20 дБм). В диапазоне частот от 50 МГц до 2,5 ГГц динамический диапазон

составляет не менее 80 дБ (от -60 дБм до 20 дБм). На этапе завершения

диссертационной работы разработанный этап проходил испытания технических

характеристик с целью организации серийного производства.

51

3 Разработка и исследование МИС детекторов поглощаемой

мощности

На основе обзора литературы и выводов раздела 1 следует, что для

разработки современных измерителей мощности СВЧ и КВЧ диапазонов наиболее

перспективными являются диодные детекторы. Анализ запатентованных

технологий [33–45] и представленных на рынке приборов свидетельствует о

стремлении производителей измерительной аппаратуры СВЧ к интеграции

компонентов и активном применении гибридных интегральных схем (ГИС) и

МИС. Обзор состояния разработок СВЧ МИС в 2011 году, представленный в

диссертационной работе [59], подтверждает существенно меньший уровень

развития отечественных МИС по сравнению с зарубежными. Детектирующие

интегральные схемы – не исключение. Детекторные сборки российского

производства реализованы на основе гибридных схем, отличающихся от МИС и

существенно бо́льшими габаритными размерами, и меньшей чувствительностью, и

меньшим диапазоном рабочих частот. Эти факторы подчеркивают актуальность

разработки детекторов, способных оказать конкуренцию зарубежным аналогам и,

в частности, необходимость уменьшения габаритных размеров путем перехода к

монолитному исполнению.

В разделе решается задача разработки МИС детекторов поглощаемой

мощности с частотным диапазоном от 0 до 40 ГГц. Для решения задачи проведены

исследования детекторных диодов ZB-27 производства ЗАО «НПФ «Микран», по

результатам измерений собрана модель диода на основе SPICE параметров. С

применением САПР спроектирована топология МИС, обеспечивающая широкий

частотный диапазон и необходимый уровень возвратных потерь.

Для разработки МИС с расширенным участком квадратичного

детектирования проведён анализ перспективных схемотехнических решений,

выполнено проектирование и экспериментальное исследование микрополосковых

аттенюаторов и делителей мощности, спроектированы топологии МИС,

выполнены экспериментальные исследования изготовленных образцов.

52

3.1 Экспериментальное исследование диодов ZB-27

Первоначальным этапом проектирования детекторов стал выбор

детекторных диодов. С 2011 года в ЗАО «НПФ «Микран» организовано

производство низкобарьерных диодов ZB-27 [61]. Микрофотография диода и его

эквивалентная схема в малосигнальном режиме представлены на рисунке 3.1

а

б

Рисунок 3.1 – Микрофотография диода ZB-27 (а) и его эквивалентная схема в

малосигнальном режиме (б)

Таблица 3.1 – Параметры эквивалентной схемы диода

Параметр Значение

𝑅𝑆, Ом 30

𝐶𝑃, фФ 11

𝐶𝐽 (𝑈 = 0 В), фФ 31

𝑟𝐽(𝑈 = 0 В), кОм 0,9

𝐿𝐵𝐿, нГн 0,3

Граничная рабочая частота диода определяется по выражению (3.1) и

составляет 171,13 ГГц.

𝑓ГР = 1

2𝜋𝑅𝑆𝐶𝐽

(3.1)

53

Для определения возможности

разработки детекторов на основе ZB-27

были проведены экспериментальные

исследования в составе схемы,

изображённой на рисунке 3.2.

Зависимость выходного

напряжения от уровня входной мощности, называемая детекторной

характеристикой, изображена на рисунке 3.3 (а).

а б

Рисунок 3.3 – Результаты измерений детектора на основе диода ZB-27:

а – детекторная характеристика, б – частотная зависимость

Важными параметрами для детекторных диодов являются чувствительность

по напряжению и тангенциальная чувствительность. Чувствительность по

напряжению 𝛽𝑈 фактически определяет крутизну детекторной характеристики и

рассчитывается как отношение приращения напряжения на нагрузке СВЧ диода к

вызвавшей это приращение мощности СВЧ сигнала [62]. При измерениях

детектора значение 𝛽𝑈 составило не менее 220 мВ/мВт. Измерение тангенциальной

чувствительности 𝑃𝑡𝑔 , составившей -62 дБм (631 пВт), проведено по методике,

схожей с приведенной в ГОСТ 19656.13-76 [63] с применением скалярного

анализатора цепей Р2М-18А, оснащённого переменным аттенюатором.

Тангенциальная чувствительность диода отражает минимальную мощность на

входе детектора, при которой выходное напряжение выше уровня шумов. Она

Рисунок 3.2 – Модель с применением

встречно-параллельного включения

54

определяет нижнюю границу диапазона измеряемых мощностей. Верхняя граница,

как правило, ограничена допустимой перегрузочной мощностью. В соответствии с

ГОСТ 13605-91 [21], значение допустимой перегрузочной мощности должно

превышать наибольшее значение диапазона измерений не менее чем в 1,5 раза (1,8

дБ). По результатам испытаний детектора допустимая перегрузочная мощность

составила 23 дБм, что позволяет обозначить верхний диапазон измерений на

уровне 21 дБм.

Анализ характеристик диодов ZB-27 и результатов измерений детектора на

их основе послужил основой для разработки интегральных схем детекторов

мощности СВЧ сигналов. Для выполнения проектирования топологий важной

задачей является создание моделей диодов, отражающих и статические, и

динамические характеристики диодов.

55

3.2 Разработка моделей на основе SPICE-параметров

Популярность за рубежом и в России получил язык описания электрических

схем SPICE (англ.: Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis). Для

удобства моделирования большинство производителей электронных компонентов

предоставляют необходимые SPICE-модели или отдельные параметры для

моделирования. SPICE – общее название для программ моделирования и языка

описания электрических схем и компонентов. Для нелинейных элементов в языке

предусмотрен перечень параметров, отражающих характеристики в различных

режимах работы. Например, для диодов таких параметров существует более 50,

однако большинство производителей ограничиваются указанием 5-7 параметров,

отражающих лишь основные зависимости, что нередко усложняет проектирование.

Моделирование диода ZB-27 основано на применении SPICE-параметров,

полученных путем экстракции из статических характеристик диодов (см. рисунок

3.4), а также температурных и частотных зависимостей.

Рисунок 3.4 – Блок схема этапов моделирования ZB-27

Модель диода представляет собой встречно-параллельное соединение двух

диодов (см. рисунок 3.5). Применение двух диодов обусловлено относительно

большими значениями тока обратной ветви ВАХ диода. В модели VD1

характеризует работу диода при прямом смещении, а VD2 при обратном.

Рисунок 3.5 – Модель на основе анти-параллельного включения

56

На рисунке 3.6 изображены ВАХ партии диодов (25 шт.) и ВАХ модели, параметры

которой рассчитаны из усреднённых измеренных зависимостей. Моделирование

диода выполнено с применением САПР Advanced Design System (ADS). Параметры

модели приведены в таблице 3.2.

Рисунок 3.6 – Вольт-амперные характеристики диодов и модели

Таблица 3.2 – SPICE параметры модели диода

Обозначение Параметр, условия измерения Ед. изм. VD1 VD2

BV Напряжение обратного пробоя В 4 4

CJO Емкость перехода пФ 0.015 0.015

EG Ширина запрещенной зоны

полупроводника

еВ 1.42 1.42

IBV Начальный ток пробоя пА 10 10

IS Ток насыщения мкА 12 84

N Коэффициент неидеальности 1.2 40

RS Объемное сопротивление базы Ом 10 50

PB(VJ) Контактная разность потенциалов В 0.26 0.26

PT(XTI) Температурный коэффициент 2 2

M Коэффициент аппроксимации 0.5 0.5

Модель SPICE также включает параметры зависимости ВАХ от температуры.

Удалось добиться хорошей сходимости эксперимента с моделированием в

диапазоне температур от -50˚С до 50˚С для прямой ветви ВАХ (рисунок 3.7.)

57

Рисунок 3.7 – ВАХ диодов при температуре окружающей среды -50˚С и 50˚С

Представленная модель диода описывает такой эффект, как измерение крутизны

ВАХ от температуры. Это позволяет при использовании данной модели

моделировать отклонение S – параметров при изменении температуры, что в свою

очередь позволяет учитывать температурные изменения на этапе моделирования

устройств. При моделировании параметров матрицы рассеяния диодов в частотном

диапазоне от 0,01 до 40 ГГц с применением методов настройки в САПР значения

ёмкости перехода диода, ток насыщения и коэффициент идеальности были

изменены от первоначальных на значения не более, чем на 5 %. В таблице 3.2

указаны изменённые значения, соответствующие приведённым графикам. На

рисунке 3.8 изображены графики сравнения частотных характеристик.

58

а б

Рисунок 3.8 – Сравнение экспериментальных результатов с моделью: а –

амплитуды колмплексных коэффициентов, б – фазы комплексных

коэффициентов.

На основе созданной модели для верификации выполнено моделирование

детекторной секции, производимой в ЗАО «НПФ «Микран». На рисунке 3.9

показан результат моделирования детекторной характеристики для частоты

входного сигнала 5 ГГц. Для полосы частот от 10 МГц до 18 ГГц разница не

превышает 10%.

Рисунок 3.9 – Детекторная характеристика

Рисунки 3.8 и 3.9 свидетельствуют о достаточной сходимости модели с

экспериментами. Созданная модель была применена для разработки топологий

МИС детекторов проходящей и поглощаемой мощности. Ниже представлено

59

описание схемотехнических решений детекторов и далее характеристики

изготовленных МИС.

3.3 Схемотехнические решения диодных СВЧ детекторов

Диодные детекторы СВЧ сигналов в подавляющем большинстве

строятся на основе простейшей схемы, приведенной на рисунке 3.10 (а).

Аналогичные схемы применяют для приёмников сигналов с амплитудной

модуляцией. Рассмотрим подробней принципы работы данной схемы и на основе

этого проведём анализ более сложных схем.

Рисунок 3.10 – Основные типы схем диодных детекторов

Входной сигнал СВЧ, поступающий на вход детектора, шунтируется

согласующим резистором RСОГЛ (обычно значение близко к 50 Ом – волновому

сопротивлению тракта) и попадает на диод. Благодаря нелинейности ВАХ диода

осуществляется детектирование. На выходе диода образуются несколько сигналов:

на постоянном токе, на частоте несущего и на частотах, кратных несущей. Фильтр

60

нижних частот, образованный ёмкостью и сопротивлением нагрузки, подавляет

высокочастотные составляющие и на выходе остаётся сигнал постоянного тока

положительной полярности (см. рисунок 3.11).

Рисунок 3.11 – Детектирование при разных нагрузках

Если в схеме на рисунке 3.10 (а) диод включить инверсно, то он будет

детектировать отрицательные полуволны входного сигнала и выходное

напряжение будет отрицательной полярности. При включении двух диодов в схему

детектора согласно рисунку 3.10 (б) выходное дифференциальное напряжение

увеличивается в два раза и как следствие чувствительность по напряжению также

возрастает вдвое. Данная схема детекторов широко используется в различных

применениях [33–45]. А разделе 3.4 представлены результаты разработки МИС,

построенной по данной схеме.

Как указано в разделе 1.4.3, область квадратичного детектирования, в

которой детектируемое напряжение пропорционально мощности, для диодных

детекторов сохраняется примерно до -20 дБм. На схемах (в – д) рисунка 3.10

изображены основные варианты расширения динамического диапазона с

детектированием в квадратичном участке. Варианты основаны на трёх основных

способах:

1. Включение двух каскадов детектирования с последовательным

включением двух и более диодов;

61

2. Включение двух, трёх и более каскадов с применением схемы,

изображённой на рисунке 3.10 (б);

3. Переключения в цепях распространения СВЧ сигналов между каскадами

с разным коэффициентом передачи. К данному методу также будем

относить варианты с переключением в низкочастотных цепях

детектированного сигнала.

Указанные способы и их модификации применяются в СВЧ ваттметрах

зарубежных компаний, занимающих лидирующие положения в отрасли

контрольно-измерительной аппаратуры СВЧ: Keysight Technologies (до 2014 года

Agilnet Technologies) [39, 41 - 45], Rohde & Schwarz [36, 37], Anritsu Corporation [33,

35].

Предлагаемое решение расширения динамического диапазона измерений основано

на комбинированном методе применения двух и более каскадов детектирования с

включением несимметричного делителя мощности и последовательного

включения двух и более диодов. Подробное описание решения представлено в

разделе 3.6.

3.4 МИС детектора поглощаемой мощности

Спроектированные топологии МИС, как и детекторные диоды ZB-27 были

изготовлены на подложке арсенид галлия (GaAs) в ЗАО «НПФ «Микран». Арсенид

галлия (GaAs) занимает одно из первых мест среди полупроводников по масштабам

использования в промышленности. Причинами этого служит ряд преимуществ

перед широко используемыми кремнием и германием. По сравнению с кремнием

(Si), GaAs обладает большей подвижностью электронов, которая обуславливает

увеличение рабочих частот приборов. Вторым немаловажным фактором является

более высокая напряженность поля пробоя по сравнению с кремнием, что

позволяет устройствам работать при большей мощности.

С применением модели диода ZB-27 в САПР ADS выполнено моделирование

схемы, схожей с приведенной на рисунке 3.10 (б). На рисунке 3.12 изображена

62

модель детектора в ADS и микрофотография МИС. Разделительный конденсатор

100 нФ, включенный на входе схемы не реализован на топологии ввиду сложности

изготовления в МИС конденсаторов большой ёмкости.

а б

Рисунок 3.12 – МИС MD903: а – модель в ADS; б - микрофотография

На рисунке 3.13 изображены детекторная характеристика и неравномерность

детектируемого напряжения в полосе частот до 20 ГГц.

63

а б

Рисунок 3.13 – Технические характеристики : а – детекторные характеристики; б

– неравномерность напряжения

При перерасчёте в относительные величины неравномерность детектируемого

напряжения в полосе частот от 10 МГц до 40 ГГц не превышает 1 дБ. Это

существенно может упростить калибровку измерительного оборудования на

основе МИС MD903.

В состав топологии МИС включены конденсаторы, которые в паре с

подключаемой нагрузкой образуют ФНЧ. Ёмкость конденсаторов составляет около

50 пФ. Значение ёмкости выбрано относительно малым для обеспечения разных

значений видео полосы. При необходимости усреднения значения детектируемого

сигнала во времени может применяться внешняя цепь с большой ёмкостью и

сопротивлением (см. рисунок 3.11). Для обеспечения малого времени реакции

детектора, например, при импульсных измерениях, необходимо подключать к

детектору цепь с малым сопротивлением. На рисунке 3.14 показана упрощённая

цепь диодного детектора. Время нарастания фронта при импульсном воздействии

можно оценить по выражению:

𝑡НАР =2.2 ∙ 𝑟В ∙ 𝑅Н ∙ (𝐶Н + 𝐶𝑃)

𝑅𝑉 + 𝑅𝐿,

(3.2)

где 𝑟В ≈ 1 кОм – видео сопротивление диода,

𝑅Н – сопротивление подключаемой нагрузки;

64

СН – емкость подключаемой нагрузки;

𝐶𝑃 – емкость детектора;

Рисунок 3.14 – Детектирование при разных нагрузках

Согласно выражению (3.2), при активно нагрузке 50 Ом время нарастания составит

около 5,2 нс. Согласно выражению (1.7), видео полоса в этом случае будет не менее

60 МГц. Такое время реакции достаточно для широкого перечня задач импульсных

измерений. Однако малая выходная нагрузка детектора приведёт к уменьшению

диапазона измерений.

На рисунке 3.15 изображен

график зависимости модуля КО от

частоты, значение которого не

превышает уровня -23 дБ в полосе

частот до 40 ГГц. Это соответствует

значению коэффициента стоячей

волны (КСВ) 1,15. Таким образом,

технические характеристики позволяет

применять МИС детектора

поглощаемой мощности для широко

перечня задач. По совокупности

характеристик спроектированные и изготовленные МИС M903 не имеет аналогов

в России и за рубежом. Технические характеристики зарубежных измерителей

мощности свидетельствуют о применении схожих микросхем, однако они

коммерчески недоступны. Доступные зарубежные аналоги [70] уступают по

динамическому диапазону и уровню возвратных потерь. Микросхемы MD903

применяются в продукции ЗАО «НПФ Микран».

Рисунок 3.15 – Модуль коэффициента

отражения МИС детектора

65

3.5 Микрополосковые аттенюаторы и делители мощности

Наиболее часто на СВЧ применяются микрополосковые аттенюаторы на

основе резистивных слоев, которые изготавливаются путем нанесения на

диэлектрическую подложку тонкопленочных резистивных покрытий различной

формы. По форме и расположению резистивных слоев выделяют аттенюаторы Т-

типа и П-типа [71–73], прямоугольные[74] и крестообразные [75], с гребенчатой

структурой [76]. Устройства Т и П типа по сравнению с остальными имеют

следующие преимущества:

Простота расчета, связанная с тем, что при известном удельном

сопротивлении резистивного слоя достаточно использовать формулы для

расчета устройств с сосредоточенными элементами [71], это значительно

упрощает моделирование.

Возможность каскадного включения;

Характеристики в меньшей степени зависят от допусков на изготовление.

Был спроектирован набор аттенюаторов с фиксированным ослаблением: 3, 6,

10, 20 дБ [77]. На рисунке 3.16 представлена модель микрополоскового

аттенюатора с топологией Т-типа.

Рисунок 3.16 – 3D модель микрополоскового аттенюатора: 1 –

тонкопленочный резистор; 2 – диэлектрическая подложка; 3 – контакты

заземления; 4 – микрополосковые линии.

66

3.5.1 Методика расчёта

Методика математического расчета основана на представлении устройства в

виде совокупности микрополосковых линий (МПЛ) с потерями и составления

эквивалентной электрической схемы. Резистивные слои рассматриваются как

МПЛ, в эквивалентную схему которых включаются соответствующие активные

сопротивления. Ниже приведен способ расчета аттенюатора Т-типа. Аналогичный

подход может быть применен для топологий других типов.

Эквивалентная электрическая схема, которая является совокупностью

неоднородностей микрополосковой линии с включенными распределенными

резистивными элементами изображена на рисунке 3.17. Резисторы R1 и R2

находятся из формул для расчета элементов Т-аттенюатора:

110

110

20

20

01

A

A

ZR , 2020

02

1010

4AA

ZR

,

(3.3)

где Z0 – волновое сопротивление линии (50 Ом), A – ослабление, дБ.

Рисунок 3.17 – Эквивалентная принципиальная электрическая схема

микрополоскового аттенюатора

Как видно из рисунка 3.16, аттенюатор имеет неоднородности: ступенчатое

изменение ширины (рисунок 3.18) и пересечение МПЛ (рисунок 3.19).

67

Рисунок 3.18 – Скачок по ширине микрополосковой линии (а) и его

эквивалентная схема (б)

Методика расчета элементов эквивалентных схем, изображенных на рисунках 3.18

(б) и 3.19 (б), изложена в [77].

Рисунок 3.19 - Пересечение микрополосковых линий (а) и его

эквивалентная схема (б)

Эквивалентная схема аттенюатора, изображенная на рисунке 3.17, получена

путем представления каждой неоднородности эквивалентной схемой.

Индуктивности L1 и L2 эквивалентной схемы являются погонными параметрами и

зависят от длины резистивного слоя и длины подводящей линии. Каждый отрезок

линии тонкопленочного резистора может быть представлен сосредоточенным

элементом, отражающим активные потери аттенюатора (R1 и R2). Поскольку

резистивный слой нанесен в разрыв МПЛ, то эквивалентом служат две

неоднородности в виде линий со ступенчатыми переходами, между которыми

68

включен резистор R1. Эквивалентная схема пересечения двух линий приведена на

рисунке 3.19.

Дальнейшие вычисления сводятся к упрощению полученной схемы,

которое проводится путем ее разбиения на блоки типа «Звезда» или

«Треугольник». Результирующая схема изображена на рисунке 3.20.

Рисунок 3.20 - Преобразованная эквивалентная схема аттенюатора

Матрица параметров рассеяния этой схемы рассчитывается по формуле [77, 79]:

DZPZZZ

ZZDZPZ

DS

S 0

2

030

300

2

0

2

21, (3.4)

где S – матрица параметров рассеяния аттенюатора, 133221 ZZZZZZD ,

321 2 ZZZQ , 21 ZZP , DZQZDS 0

2

0 . По данным выражениям могут

быть рассчитаны коэффициенты передачи и отражения.

По изложенной последовательности были рассчитаны коэффициент

передач (КП) и КО аттенюаторов с номинальным ослаблением 3, 5 и 6 дБ.

Аттенюатор 5 дБ использовался как звено каскадного включения для аттенюаторов

с ослаблениями 10, 20 дБ. Каскадное включение рассчитывалось путем

последовательного соединения цепей, аналогичных схеме на рисунке 3.17

3.5.2 Результаты измерений аттенюаторов

Для изготовления резистивных устройств были использованы

полуизолирующие подложки GaAs толщиной 0.1 мм. В качестве тонкопленочного

резистора был использован резистивный сплав SiCr с удельным сопротивлением 20

Ом/кв.

Измерения проводились с применением зондовых станций Cascade Summit

11000 и векторного анализатора цепей Rohde&Schwarz ZVA - 40. Для анализа

параметров контактных площадок и подводящих линий, а также для отделения их

69

из результатов измерений применён метод математического исключения

параметров цепей «L-2L», называемая в англоязычной литературе «L-2L de-

embedding» (в англ. de означает обратное действие, embed – включение). Основы

метода и результирующие графики представлены в приложении А.

На рисунке 3.21 приведены фотографии топологий экспериментальных

образцов аттенюаторов с ослаблением 3 дБ и 6 дБ. Геометрические размеры

аттенюаторов не превышают 1х1 мм.

а б

Рисунок 3.21 - Топологии экспериментальных образцов:

(а) - 6дБ аттенюатор; (б) - 3 дБ аттенюатор

На рисунке 3.22 представлены графики расчетных и экспериментальных

параметров аттенюаторов с ослаблениями 3 и 6 дБ. Неравномерность модуля КП в

диапазоне частот до 40 ГГц не превышает 0,15 дБ для аттенюатора с ослаблением

3 дБ и 0,4 дБ для аттенюатора с ослаблением 6 дБ. КСВН обоих устройств не более

1.2 во всем исследуемом диапазоне.

70

а б

Рисунок 3.22 – Частотные зависимости параметров аттенюаторов

а – модуль КП; б – модуль КО

Ослабление 20 дБ достигалось путем каскадного соединения четырёх

аттенюаторов с ослаблением 5 дБ. Стоит отметить, что ослабление 20 дБ можно

достичь с применением одного каскада. Но в этом случае с увеличением частоты

свыше 10 ГГц S-параметры значительно ухудшаются. Сравнивая

экспериментальные и расчетные

данные можно сделать вывод, что

методика расчета позволяет довольно

точно определить КП устройства и его

изменения в широком диапазоне

частот. Расчетные значения КО имеют

качественное совпадение с экспери-

ментальными, но имеют заметные

отличия в значениях. На рисунке

Рисунок 3.23 изображен аттенюатор с

ослаблением 20 дБ. На рисунке 3.24 приведены результирующие графики для

аттенюатора с ослаблением 20 дБ.

Рисунок 3.23 – Микрофотография

аттенюатора с ослаблением 20 дБ

71

Рисунок 3.24 – Модули КП и КО аттенюатора 20 дБ

Неравномерность коэффициента передачи до 40 ГГц не превышает 1 дБ,

разница расчетных и экспериментальных данных не более 2 дБ. В ходе

моделирование замечено, что каскадное соединение звеньев с разным ослаблением

позволяет добиваться уменьшения неравномерности коэффициента передачи или

улучшения согласования устройства.

По измеложенной в разделе 3.5.1 методике были рассчитаны делители

мощности. Выполнено сравнение построения симметричных делителей мощности

по схеме «звезда» и «треугольник». С применением расчётов раздела 2.4 проведён

расчёт несимметричного делителя мощности с ослаблениями на плечи 4 и 11 дБ на

основе микрополосковых резисторов. Полученные топологии оптимизировались с

целью улучшения параметров матрицы рассеяния в САПР ADS.

Результаты проектирования микрополосковых резистивных устройств были

применены при разработке топологий детекторов мощности с расширенным

диапазоном области квадратичного детектирования.

72

3.6 МИС детекторов с расширенным участком области квадратичного

детектирования

На рисунке 3.10 (г-д) изображены применяемые методы расширения области

квадратичного детектирования СВЧ сигналов на основе диодных

преобразователей. Схемотехническое решение на 3.10 (д) основано на

использовании цепей переключения. Подобный метод может быть применён для

ИМ, где время переходных процессов не окажет существенного влияния на

измерения – это измерители усредняющего типа с малым значением видео полосы.

Однако наиболее перспективными к настоящему времени являются

преобразователи с возможностью работы в импульсном режиме. Ввиду этого

подробней остановимся схемотехнических решениях на рисунке 3.10 (в-г). На

рисунке 3.25 изображены спроектированные и изготовленные МИС на основе

схожих схемотехнических решений. Вопросы проектирования изложены в

разделах 3.2-3.5 и в [66 - 69, 81 - 84]. МИС MD905 содержит три каскада

детектирования, образованные двумя симметричными делителями сощности (см.

рисунок 3.26). Детекторы № 1 -3 построены на основе анти-паралельного

включения диодов (см. рисунок 3.10(б)). Аттенюаторы подобраны таким образом,

чтобы при детектировании соответствующей каждому каскаду мощности,

обеспечивалось детектирование в участке квадратичной зависимости.

а б

Рисунок 3.25 – Микрофотографии МИС детекторов: а – MD905; б - MD901

73

Рисунок 3.26 – функциональная схема МИС MD905

На рисунке 3.27 изображены результаты измерений детекторных

характеристик MD905. Применение симметричных делителей мощности и

согласующих резисторов перед каждым детектором стало причиной уменьшения

чувствительности схемы в целом. Напряжение 5 мкВ на выходе 3-го детектора

обеспечивается лишь при входной мощности -43 дБм.

Расширение области квадратичного детектирования в МИС MD901

достигается применением двух каскадов и включением в каждом из них

последовательно нескольких диодов. Последовательное соединение m диодов

приводит к деградации чувствительности на )log(10 m дБ, а расширение

мощностных границ области квадратичного закона дает выигрыш максимальной

мощности на )log(20 m дБ, в результате получается увеличение динамического

диапазона квадратичного закона на )log(10 m дБ в сравнении с однодиодным

детектором.

74

Рисунок 3.27 – Детекторные характеристики МИС MD905 при

частоте 18 ГГц

На рисунке 3.28 изображены детекторные характреистики МИС MD901.

Рисунок 3.28 – Детекторные характеристики МИС MD901

На рисунке 3.29 изображена микрофотография МИС MD904.

75

Рисунок 3.29 –Микрофотография MD904

В данной МИС реализовано оригинальное решение: применение

несимметричного делителя для оптимизации распределения мощности между

каскадами и включение нескольких диодов последовательно. Подобный подход

обеспечивает улучшение частотной неравномерности детектируемого напряжения

по сравнению со схемой без делителя мощности (МИС MD901), а также

обеспечивает улучшение модуля коэффициента отражения на частотах выше

15 ГГц.

а б

Рисунок 3.30 – Характеристики МИС MD904: а – модуль КО; б – детекторные

характеристики на частоте 18 ГГц.

76

Рисунок 3.31 – График отклонения от квадратичной зависимости

На рисунке 3.31 представлен график отклонения от квадратичной

зависимости. В диапазоне мощностей от -50 дБм до 20 дБм отклонение не

превышает 0,5 дБ.


1. Выполнены исследования характеристик детекторных диодов ZB-27 и

оценка возможности их применения для разработки МИС детекторов

мощности СВЧ сигналов с диапазоном частот до 40 ГГц.

2. Разработана модель диода ZB-27 на основе SPICE-параметров,

характеризующая статические характеристики и изменения

коэффициентов передачи и отражения в диапазоне частот до 40 ГГц.

3. Спроектированы и исследованы топологии микрополосковыхх

аттенюаторов с фиксированным ослаблением. Спроектированы

топологии симметричных и несимметричных делителей мощности на

подложке из GaAs.

77

4. Разработана топология МИС детектора поглощающей мощности с

динамическим диапазоном 75 дБ (от -55 дБм до 20 дБм), обеспечиваемом

в полосе частот от 10 МГц до 40 ГГц.

5. Разработаны и экспериментально исследованы топологии МИС с

расширенным диапазоном квадратичного закона детектирования:

от – 50 дБм до 20 дБм.

Все разработанные топологии МИС внесены в реестр топологий

интегральных схем [87 - 89].

78

4 Разработка МИС детекторов проходящей мощности

Диодные детекторы получили широкое распространение не только в качестве

детекторов поглощаемой мощности, но и в приборах измерения проходящей

мощности. Под проходящей понимают мощность, рассеиваемую в нагрузке линии

передачи [7]. В случае согласованной нагрузки в линии передачи отсутствует

отражённая волна и падающая мощность равна проходящей. На практике,

коэффициент отражения от нагрузки отличен от нуля (ГН ≠ 0) и проходящая

мощность всегда меньше падающей и может быть рассчитана по выражению:

𝑃ПРОХ = 𝑃ПАД − 𝑃ОТР = 𝑃ПАД(1 − |ГН|), (4.1)

где 𝑃ПАД – падающая мощность, 𝑃ОТР – мощность, отражённая от нагрузки.

Чувствительные элементы измерителей проходящей мощности включаются в

линию передачи между источником сигнала и нагрузкой. В идеальном случае

чувствительный элемент не должен влиять на распространение волны.

Для волноводной техники известны методы измерения проходящей

мощности с применением поглощающей стенки, зондовые методы,

пондеромоторный, методы на эффекте Холла и ряд других [7, 13]. Применительно

к коаксиальным линиям передачи широкое распространение получил метод на

основе направленных ответвителей, представляющий собой применение

направленного ответвителя и измерителя поглощаемой мощности, который

подключается к порту ответвлённого сигнала. Основным недостатком данного

метода является ограничение рабочего диапазона частот, вызванное конструкцией

направленных ответвителей.

В разделе решается задача разработки МИС детекторов проходящей

мощности СВЧ сигналов на основе диодных детекторов. Проведен анализ схемы

направленного детектора мощности, представлены результаты моделирования

МИС направленного детектора и их сравнение с экспериментальными

исследованиями.

79

4.1 Детектор проходящей мощности на основе направленного моста

Широкий перечень способов построения детекторов проходящей мощности

представлен в [92, 93]. При детектировании важно отделить влияние на

чувствительный элемент мощности падающей волны от воздействия отражённой

волны. Для этого применяются детекторы на основе мостовых схем. Детектор

мощности на основе мостовой схемы показан на рисунке 4.1.

Рисунок 4.1 – Принципиальная схема направленного детектора мощности

Разделительные конденсаторы C1 и C4 необходимы для защиты схемы от

воздействия постоянного тока. Предполагается, что детекторный диод VD1, имеет

высокое входное сопротивление (порядка 1 кОм) во всей полосе рабочих частот,

тогда детектор мощности можно представить в виде схемы, показанной на

рисунке 4.2. Номинальные значения сопротивлений:

R1=0,1Z0, R2 = Z0, R3=10Z0, (4.2)

где Z0 – волновое сопротивление линии передачи.

Диод детектирует напряжение Vba. Напряжение, возникающее между

точками А и В, детектируется диодом VD1. Это напряжение, подаваемое на вход.

Развязка обеспечивается за счёт правильного выбора сопротивлений R1, R2 и R3.

80

Рисунок 4.2 – Упрощенная схема направленного детектора

Рассмотрим упрощенную схему детектора со стороны входа (рисунок 4.3):

Рисунок 4.3 – Упрощенная схема детектора со стороны входа

Полное входное сопротивление Zвх такой схемы равно

0

000

0000

32

321 02,1

10

)10(1,0

)(Z

ZZZ

ZZZZ

RRZ

RRZRZ

í

íâõ

Для случая, когда источник сигнала будет иметь внутреннее сопротивление Z0, на

высоких частотах КСВ такой схемы будет равен 1,02. И если Z0=50 Ом, то

Zвх=50,83 Ом.

Выведем зависимость напряжения между точками A и B от входного

напряжения. Для схемы на рисунке 4.3 справедливо:

Vвх=IвхZвх, (4.3)

Vab=VR1+VR2=IвхR1+I1R2. (4.4)

Из (4.3) составим систему уравнений:

81

21

21

3211 )(

III

ZIRIV

RRIRIV

вх

нвхвх

вхвх

(4.5)

Решая систему (4.5) и подставляя в (4.4), получим:

32

21

RRZ

RZRIV

н

нвхab

(4.6)

С использованием приведенного выше выражения для входного

сопротивления Zвх можно записать:

32

321

)(

RRZ

RRZR

V

Z

VI

н

н

вх

вх

вхвх

(4.7)

Из (4.6) и (4.7) получим связь напряжения между точками A и B с входным

напряжением:

)()(

)(

)(32321

2321

32

321

32

21

RRZRRZR

RZRRZRV

RRZ

RRZR

RRZ

RZR

VVнн

ннвх

н

н

н

н

вхab (4.8)

Подставив значения сопротивлений из .2) в (4.8), получим Vab = 0,18Vвх. Тогда

значение коэффициента ответвления составит примерно 15 дБ.

Рассмотрим упрощенную схему детектора со стороны выхода (рисунок 4.4)

Рисунок 4.4 – Упрощенная схема детектора со стороны выхода

Полное выходное сопротивление определяется как

82

0

0

00

132

321

1,12

1,111)()(Z

Z

ZZ

RRRZг

RRRZгZвых

Если нагрузка детектора будет иметь сопротивление, равное Z0, то на ВЧ он

будет согласован по выходу с КСВвых = 1.

Получим значение напряжения между точками A и B от выходного

напряжения. Можно заметить, что если перерисовать схему на рисунке 4.4 в схему,

представленную на рисунке 4.5, то она становится похожей на известный мост

Уитстона. В .2) сопротивления подобраны так, что напряжение в диагонали моста

Vab=0 (R1R3=R2Zг).

Рисунок 4.5 – Упрощенная схема направленного детектора со стороны выхода в

виде моста

Рассчитаем коэффициент передачи по напряжению KU с входа на основной

выход (схема на рисунке 4.3):

вхвх

Нвых

вх

выхU

ZI

ZI

V

VK

(4.9)

Так как Iвых = I2, то из системы уравнений (4.5) для нахождения Vab получим

систему уравнений:

вх

н

III

Z

RRII

21

3212

(4.10)

Решая (4.9) и (4.10), получим

)()(

)(

32321

32

RRZRRZR

ZRRK

нн

НU

(4.11)

83

Подставив значения сопротивлений из .2) в (4.11), получим KU=0,9, т.е.

ослабление в основном канале ≈ 0,915 дБ.

Можно отметить, что:

Схема детектора на основе направленного моста, представленная на

рисунке 4.1, имеет входное сопротивление, отличное от выходного, но

не значительно.

Коэффициент ответвления моста равен 15 дБ и зависит от Zн≠ Z0.

Отраженное напряжение не будет поступать на точки А и В при

настроенном мосте при условии R2=Rг=Zг.

Схема вносит затухание ≈ 0,9 дБ по основному каналу.

Существует множество способов применения направленного детектора,

некоторые из них показаны на рисунке 4.6. Направленный детектор может

использоваться при построении системы автрорегулировки уровня мощности – это

показано на рисунке 4.6 (а). Применения для слежения за уровнем проходящей и

отраженной мощностей представлено на рисунках 4.6 (б – в). Используя схему,

изображённую на рисунке 4.6 (в), можно построить устройство защиты от слишком

высокого уровня отраженной мощности путём измерения уровня отраженной

мощности и сравнения его с заданным порогом. Также детектор проходящей

мощности удобно применять при мониторинге проходящей мощности в прямом

или обратном направлении, в зависимости от способа включения.

84

Рисунок 4.6 – Способы применения направленного детектора: а – система

авторегулировки мощности; б – измерение проходящей мощности; в –

измерение отраженной мощности

4.2 Модель направленного детектора мощности

На основе схемы направленного детектора мощности, описанной в

предыдущем разделе, была создана модель детектора на сосредоточенных

элементах в ADS. Изображение модели в ADS показано на рисунке 4.7. Для

исследования детекторных характеристик при прямом и обратном включении в

одном проекте созданы две идентичные модели – с прямым и инверсным

включением. Инверсное включение означает подключение источника сигнала к

выходу детектора, согласованной нагрузки к входу. Моделирование при обоих

вариантах включения необходимо для расчёта направленности. Под

направленностью детектора проходящей мощности понимают отношение

детектируемого напряжения при прямом включении к детектируемому

напряжению при инверсном включении.

85

Рисунок 4.7 –Модель схемы направленного детектора

Результаты моделирование детекторных характеристик при прямом и обратном

включении детектора мощности приведены на рисунке 4.8.

Рисунок 4.8 – Динамические характеристики детектора при прямом и

обратном включении

86

Значение направленности для модели, изображенной на рисунке 4.7

составило 62 дБ. На основе схемотехнической модели была разработана

топологическая модель детектора, изображённая на рисунке 4.9 .

а

б

Рисунок 4.9 – Модель топологии МИC MD902 (а) и её трёхмерное

изображение в программе проектирования (б)

При проектировании МИС детекторов применён метод компенсации

соединительных элементов для улучшения согласования. Рассмотрим его

подробнее и перейдём к сравнению расчётных и экспериментальных данных.

4.3 Компенсация соединительных элементов

Важной задачей при проектировании интегральных схем является

способ подключения к внешним цепям. Для корпусированных МИС задача

сводится к унификации и простоте применяемого корпуса и способам соединения

МИС с корпусом. Для МИС, выполненных без корпуса, важно расположение

контактных площадок и способов соединения с внешними компонентами.

87

Разработанные МИС детекторов поглощаемой и проходящей мощности имеют

контактные площадки для подключения к внешним цепям с применением

разварочных проволочек или соединительной фольги (рисунок 4.10).

Рисунок 4.10 – Микрофотографии соединительных элементов: а –

разварочные проволочки; б – фольга

На рисунке 4.10 изображен типовой способ монтажа МИС для соединения с

МПЛ.

Рисунок 4.11 – Способ монтажа МИС

В диапазонах СВЧ и КВЧ соединительные элементы вносят существенное

влияние на уровень согласования. В месте соединения микрополосковой линии и

МИС волновое сопротивление не равно 50 Ом, поэтому расстояние L на рисунке

4.11 между МПП и МИС стремятся делать минимальным.

88

При разработке МИС детекторов поглощаемой и проходящей мощности

реализован способ компенсации неоднородности, вносимой соединительными

элементами за счёт изменения топологии МИС. На основе экспериментальных

данных с применением метода математического исключения цепей получены

значения коэффициентов отражения и передачи для диапазона частот до 40 ГГц.

На основе этого выполнено моделирование. Модель разварочных проволочек

довольно проста и включает в себя индуктивность Lпров.= 60 пГн , моделирующую

реактивную составляющую проволочек, и резистор Rпров. .= 10 мОм,

моделирующий активную составляющую проволочек. Принципиальная схема

модели разварочных проволочек представлена на рисунке 4.12.

Рисунок 4.12 – Схема эквивалетной модели разварочных проволочек

Для компенсации неоднородности, вносимой проволочками на высоких частотах,

была изменена форма контактных площадок СВЧ входа МИС. Сигнальная

площадка, образующая с заземляющими площадками копланарную линию малой

длины, была расширена, что в эквивалентной схеме соответствует увеличению

ёмкости, включенной параллельно. На рисунке 4.13 изображена диаграмма

Вольперта-Смита, показывающая изменения КО МИС. Как видно из рисунка,

неоднородность МИС без проволочек имеет ёмкостной характер, а с учётом

проволочек малую индуктивную неоднородность.

89

Рисунок 4.13 – Коэффициент отражения МИС в диапазоне частот от

10 МГц до 67 ГГц

Реализованный подход компенсации позволил добиться улучшения качества

согласования блоков, содержащих микрополосковые платы и МИС.

4.4 Экспериментальные исследования детекторов проходящей мощности

По аналогии с МИС детекторов поглощаемой мощности, интегральные

схемы детекторов проходящей мощности изготовлены на подложке из арсенида

галлия толщиной 100 мкм. Микрофотография МИС направленного детектора

MD902 изображена на рисунке 4.14. Топология МИС внесена в реестр топологий

интегральных схем [94].

90

Рисунок 4.14 – Микрофотография МИС MD902

Схемотехнически МИС детектора соответствует мостовой схеме,

приведенной на рисунке 4.1 за исключением конденсаторов C1 и C4. Ёмкости

разделительных конденсаторов обычно составляют около 10 - 100 мкФ.

Конденсаторы с такой ёмкостью тяжело реализовать в МИС.

На рисунке 4.15 представлено сравнение измеренного модуля КО с

полученным при моделировании. Из рисунка видно, что характеристики модели

качественно повторяют экспериментальную зависимость, разница между ними

составляет до 3 дБ.

Рисунок 4.15 – Модуль КО МИС MD902

91

Измеренные значения коэффициентов отражения и передачи с учётом

соединения с разварочными проволочками представлены на рисунке 4.16.

Рисунок 4.16 – Частотные характеристики КО и КП

Из рисунка видно, что в диапазоне часто до 40 ГГц потери, вносимые

детектором не превышают 2 дБ, модуль КО от входа не превышает -18 дБ, от

выхода не более -16 дБ. Помимо этого, сравнение рисунков 4.15 и 4.16

подтверждает существенное влияние разварочных проволочек на коэффициент

отражения.

Ввиду ограничений измерительного оборудования, направленность

детектора измерена в диапазоне частот от 10 МГц до 20 ГГц и представлена на

рисунке 4.17.

92

Рисунок 4.17 – Направленность МИС MD902

В диапазоне от 20 ГГц до 40 ГГц значение направленности также более 10

дБ. Для моделирования детекторных характеристик и частотной неравномерности

детектируемого напряжения к модели, изображённой на рисунке 4.9, были

добавлены эквиваленты внешней подключаемой нагрузки. Вид общей модели

представлен на рисунке 4.16.

Рисунок 4.18 – Вид модели анализа динамических характеристик

93

На рисунке 4.19 изображена детекторная характеристика направленного

детектора при частоте входного сигнала 1 ГГц.

Рисунок 4.19 – Динамические характеристики МИС MD902

На рисунке 4.20 изображена зависимость детектируемого напряжения от

частоты.

Рисунок 4.20 – Неравномерность детектируемого напряжения МИС

MD902

94

Из рисунка видно, что на частотах до 18 ГГц результаты моделирования

близки к экспериментальной зависимости, однако свыше 20 ГГц наблюдается

увеличение их разницы. Детектируемое напряжение в полосе частот от 50 МГц до

40 ГГц изменяется не более, чем в два раза.

Разработанные МИС направленных детекторов не имеют отечественных и

зарубежных аналогов. МИС применяются в блоках направленных детекторов ЗАО

«НПФ «Микран».


1. Проведён анализ схемы детектора проходящей мощности на основе

направленного моста, рассчитаны значения КП и КО. Выявлены методы

увеличения направленности.

2. Выполнено моделирование направленного детектора мощности сигналов

СВЧ и КВЧ диапазонов, получены расчётные значения динамических и

частотных характеристик.

3. Разработана топология МИС направленного детектора мощности. Проведены

экспериментальные исследования. Частотный диапазон МИС: от 100 МГц до

40 ГГц, направленность не менее 10 дБ. Диапазон измеряемых мощностей: от

-40 дБм до 25 дБм.

95

Заключение

В работе получены следующие научные и практические результаты:

1. Разработан портативный измеритель мощности СВЧ сигналов, позволяющий

проводить измерения в полосе частот от 50 МГц до 6 ГГц. Динамически диапазон

измерителя мощности составляет 70 дБ (от -50 дБм до 20 дБм). В диапазоне частот

от 50 МГц до 2,5 ГГц динамический диапазон составляет не менее 80 дБ (от -60 дБм

до 20 дБм). В приборе реализована предложенная схема расширения

динамического диапазона, основанная на применении несимметричного делителя

мощности. Измеритель выполнен с применением гальванической развязки как по

цепям питания, так и по линиям передачи данных, что позволяет исключить

влияние внешних устройств, к которым подключается измеритель мощности.

Разработанный прибор применяется в ЗАО «НПФ «Микран».

2. Предложен метод калибровки измерителя мощности на основе применения

аддитивных и мультипликативных коэффициентов, позволяющих компенсировать

изменения детекторных характеристик в полосе рабочих частот. Метод реализован

в разработанном измерителе мощности.

3. Выполнены исследования детекторных низкобарьерных диодов ZB-27. На

основе исследований создана модель с применением анти-параллельного

включения с применением SPICE параметров. Модель отражает основные

статические характеристики диода и изменения коэффициентов передачи и

отражения в полосе частот до 40 ГГц.

4. Спроектированы и исследованы топологии микрополосковыхх аттенюаторов

с фиксированным ослаблением 3 дБ, 6 дБ, 15 дБ. Спроектированы топологии

симметричных и несимметричных делителей мощности на подложке из GaAs.

5. Разработаны и исследованы МИС детекторов поглощающей мощности.

Динамический диапазон составляет 75 дБ (от -55 дБм до 20 дБм) и обеспечивается

в полосе частот от 10 МГц до 40 ГГц. По совокупности характеристик МИС не

имеет отечественных аналогов, зарубежные аналоги коммерчески недоступны.

96

6. Предложен оригинальный метод расширения участка квадратичного

детектирования на основе применения несимметричного делителя мощности и

последовательного включения нескольких диодов. Метод реализован в МИС

MD904. Проведен сравнительный анализ с известными способами расширения

участка квадратичного детектирования. МИС на основе предложенного метода

обладаем наименьшей неравномерностью детектируемого напряжения в полосе

частот от 10 МГц до 40 ГГц.

7. Предложен метод компенсации параметров соединительных компонентов

для бескорпусных МИС, позволяющий существенно уменьшить рассогласование

при монтаже МИС.

8. Разработаны и спроектированы МИС детекторов поглощаемой мощности с

полосой рабочих частот от 10 МГц до 40 ГГц и направленностью не менее 10 дБ.

МИС не имеют аналогов в мире, применяются в серийновыпускаемой продукции

ЗАО «НПФ «Микран».

97

Список сокращений и условных обозначений

АЦП – аналого-цифровой преобразователь

ВАХ – вольт-амперная характеристика

ИМ – измеритель мощности

КБМ – каскад большой мощности

КВЧ – крайне высокие частоты

КММ – каскад малой мощности

КО – коэффициент отражения

КП – коэффициент передачи

КСВ – коэффициент стоячей волны

МИС – монолитная интегральная схема

МПП – микрополосковая плата

МПЛ – микрополосковая линия

СВЧ – сверхвысокие частоты

СКЗ – среднеквадратичное значения

ТКС – температурный коэффициент сопротивления

ADS – advanced design system

SPICE – simulation program with integrated circuit emphasis

98

Список литературы

1. Agilent Fundamentals of RF and Microwave Power Measurements. Application Note

1449-1 [Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://www.home.agilent.com,

свободный (дата обращения 2.03.2014).

2. Carol, G. M. Technique of microwave measurements / G. M. Carol. – New York :

McGraw-Hill Book Co., 1947. – 939 p.

3. Техника измерений на сантиметровых волнах / Под общ. ред. Г. А. Ремеза. –

М. : Советское радио, 1949. – 438 с.

4. Hand, B. P. Direct Reading UHF Power Measurements / B. P. Hand // Hewlett-

Packard Journal. – 1950. – Vol. 1. – No.59.

5. Валитов, Р. А. Радиоизмерения на сверхвысоких частотах / Р. А. Валитов, В. Н.

Сретенский. – М., 1951. – 394 с.

6. Гинзтон, Э. Л. Измерения на сантиметровых волнах / Э. Л. Гинзтон; под общ.

ред. Г. А. Ремеза. – М. : Изд-во иностранной литературы, 1960. – 620 с.

7. Измерение мощности на СВЧ / М. И. Билько, А. К. Томашевский, П. П. Шаров,

Е. А. Баимуратов. – М. : Советское радио, 1976. – 168 с.

8. Fantom, А. Radio Frequency and Microwave Power Measurements / А. Fantom. –

London, UK : Peter Peregrinus Ltd., 1990.

9. James, A. V., Sweet, L. O. Broad-band calorimeters for the measurement of low and

medium level microwave power. II. Construction and performance / A. V. James, L.

O. Sweet // IRE Trans. – 1958. – v. MTT-6. – № 2. – p. 195-202.

10. Баймуратов, Е. А., Селивановский, А. Д. Болометр. Авт. Свидетельство №

178526. – БИ, 1966, №3.

11. Кржимовский, В. И., Кржимовский, В. В. Образцовый болометрический

измеритель мощности СВЧ на частотах до 3000 МГц / В. И. Кржимовский, В.

В. Кржимовский // Вопросы радиоэлектроники. Сер. VI. Радиоизмерительная

техника. – 1962. – № 4.

http://www.home.agilent.com/

99

12. Bryant, G. H. Principles of microwave measurements / G. H. Bryant // IEE electrical

measurement series. – UK : Peter Peregrines. – 1993. – Vol. 5.

13. Ивкин, П. В. Метод измерения проходящей мощности в многомодовых

волноводах гальваномагнитными преобразователями: дис. … канд. тех. наук :

05.12.07 / Ивкин Павел Витальевич. – Киев, 2003. – 138 с.

14. Agilent Power Meters and Power Sensors Selection Guide [Электронный ресурс].

– Режим доступа: http://www.home.agilent.com, свободный (дата обращения

2.03.2014).

15. Agilent Power Meters and Power Sensors. High performance solutions for peak and

average power measurements [Электронный ресурс]. – Режим доступа:

http://www.home.agilent.com, свободный (дата обращения 2.03.2014).

16. Fast. Accurate. USB-capable. Power sensors from Rohde & Schwarz

[Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://www.rohde-schwarz.com,


17. Reliable. Powerful. Trusted. RF and Microwave Instruments. Product Brochure

[Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://www.anritsu.com, свободный

(дата обращения 2.03.2014).

18. Измеритель мощности СВЧ М3М-18. Руководство по эксплуатации

[Электронный ресурс]. – Режим доступа:

http://www.micran.ru/productions/instrumentation/m3m/m3m-doc, свободный


19. Измерители параметров модуляции, мощности сигналов и КСВН

[Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://prist.ru/produces/pdf/mfp-

8000.pdf (дата обращения 2.08.2014).

20. Старцев, А. В. Современные измерители мощности СВЧ / А. В. Старцев //

Вестник метролога. – 2011. – С. 24-25.

21. ГОСТ 13605-91 Ваттметры СВЧ. Технические требования. М. : Комитет

стандартизации и метрологии СССР, 1991. – 17 с.



http://www.rohde-schwarz.com/

http://www.anritsu.com/

http://www.micran.ru/productions/instrumentation/m3m/m3m-doc

http://prist.ru/produces/pdf/mfp-8000.pdf

http://prist.ru/produces/pdf/mfp-8000.pdf

100

22. ГОСТ 8.417-2002 Межгосударственный стандарт. Государственная система

обеспечения единства измерения. Единицы величин. – М. : Изд-во стандартов,

1980. – 27 с.

23. Teppati, V., Ferrero, A., Sayed, M. Modern RF and microwave measurements

techniques / V. Teppati, A. Ferrero, M. Sayed // Cambridge university press. –2013.

– 447 p.

24. IEEE STD 194-1977, “IEEE Standard Pulse Terms and Definitions,” July 26, 1977.

25. Principles of Power Measurement. A Primer on RF & Microwave Power

Measurement [Электронный ресурс]. – Режим доступа:

http://www.boonton.com/, свободный (дата обращения 2.03.2014).

26. Аgilent Fundamentals of RF and Microwave Power Measurements (Part 3)

Application Note 1449-3 [Электронный ресурс]. – Режим доступа:

http://www.home.agilent.com, свободный (дата обращения 2.03.2014).

27. Milanovic, V. et al. Thermoelectric power sensor for microwave applications by

commercial CMOS fabrication / V. Milanovic // Electron Device Letters, IEEE. –

1997. – Т. 18. – №. 9. – P. 450-452.

28. Han, L., Huang, Q. A., Liao, X. P. A microwave power sensor based on GaAs MMIC

technology / L. Han, Q. A. Huang, X. P. Liao // Journal of Micromechanics and

Microengineering. – 2007. – Т. 17. – №. 10. – P. 21-32.

29. Zhang, Z., Liao, X. P., Han, L. A coupling RF MEMS power sensor based on GaAs

MMIC technology / Z. Zhang, X. P. Liao, L. Han // Sensors and Actuators A:

physical. – 2010. – Т. 160. – №. 1. – P. 42-47.

30. Wang, D. B., Liao, X. P., Liu, T. A thermoelectric power sensor and its package

based on MEMS technology / D. B. Wang, X. P. Liao, T. Liu // Journal of

Microelectromechanical Systems. – 2012. – Т. 21. – №. 1. – P. 121-131.

31. Tong, L., Xiaoping, L., Debo, W. Sensitivity of MEMS microwave power sensor

with the length of thermopile based on Fourier equivalent model / L. Tong, L.

Xiaoping, W. Debo // Journal of Semiconductors. – 2011. – Т. 32. – №. 7. – P. 74-

79.

http://www.boonton.com/


101

32. Zhang, Z., Liao, X. A three-channel thermoelectric RF MEMS power sensor for

GaAs MMIC applications / Z. Zhang, X. Liao // Sensors and Actuators A: Physical. –

2012. – Т. 182. – P. 68-71.

33. Patent US 6291984 B1; Sep. 18, 2001. Dual mode diode power sensor with square

law and linear operating regions / Vincent W.C. Wong, Chris Turl, William W.

Oldfield, Kenneth C. Harvey.

34. Patent US 4943764; Jul. 24 1990. Wide dynamic range radio-frequency power

sensor / Riley R.B., Szente P.A.

35. Patent US 6548999 B2; Apr. 15, 2003. RMS power sensor with 84 dB dynamic

range / V.C. Wong, Oldfield W.W., Harvey K.C.

36. Patent US 20100100340 A1; Apr. 22, 2010. Multi-Path Power Meter with

Amplifier / Thomas Reichel, Toralf Bratfisch, Michael Katzer.

37. Patent US 6803754 B2; Oct. 12, 2004. Power Sensor / Toralf Bratfisch, Arnd

Diestelhorst, Michael Katzer, Thomas Reichel.

38. Patent US 4873484; Oct. 10 1989. Extended range composite head power sensor

with three circuit branches having a common mode / Stephen F. Adam.

39. Patent US 5204613; Apr. 20, 1993. RF power sensor having improved linearity over

greater dynamic range / Allen T.R., Cripps S.C.

40. Patent EP 1043594 B2; Apr. 5, 2006. True average wide dynamic range power

sensor / Prabhu Ajay A.

41. Patent US 6242901 B1; Jun. 5 2001. True average wide dynamic range microwave

power sensor using diode stack attenuator-diode stack / Faick J.C., Ehlers E.R.,

Hogan R.J., Prabhu A.A.

42. Patent EP 1043592 B1; Jul. 3 2003. True average wide dynamic range microwave

power sensor using diode stack attenuator / Ehlers E.R., Faick J.C., Hogan R.J.,

Prabhu A.A.

43. Patent US 6407540 B1; Jun. 18, 2002. Switched attenuator diode microwave power

sensor / Ewan W. Shepherd.

44. Patent US 20080116878 A1; May 22, 2008. Power sensor with switched-in filter

path / Dean B. Nicholson.

102

45. Patent US 20080143320 A1; Jun. 19, 2008. Power sensor with switched-in signal

amplification path / Dean B. Nicholson.

46. U2000 Series USB Power Sensor Operating And Service Guide. Agilent

Technologies [Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://www.agilent.com,


47. Загородний, А. С. Определение импульсной мощности сигналов СВЧ

посредством измерителя средней мощности / А. С. Загородний, К. Н. Рощин,

Н. Н. Воронин // Докл. ТУСУР. – 2011. – № 2 (24). – С. 241-245.

48. Хибель, М. Основы векторного анализа цепей / М. Хибель.; пер. с англ.

С.М. Смольского; под общ. ред. У. Филиппа – М. : Издательский дом МЭИ,

2009. – 500 с.

49. Ballo, D. Network analyzer basics – Hewlett-Packard Company, ID 5965-7917E,

[Электронный ресурс] / D. Ballo. – 1998. – Режим доступа:

http://www.agilent.com, свободный (дата обращения 2.03.2014).

50. ADL5906: 10 MHz to 10 GHz 67 dB true power detector. Datasheet. Analog

Devices Inc. [Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://www.analog.com/


51. ADL5902: 50 MHz to 9 GHz 65 dB true power detector. Datasheet. Analog Devices

Inc. [Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://www.analog.com/ (дата

обращения 12.05.2014).

52. HMC611LP4. Logarithmic Detector Controller SMT, 0.001 - 10.0 GHz. Datasheet.

Hittite Microwave Corporation [Электронный ресурс]. – Режим доступа:

https://www.hittite.com/ (дата обращения 12.05.2014).

53. LTC5582 - 40MHz to 10GHz RMS Power Detector with 57dB Dynamic Range.

Datasheet. Linear Technology Corporation [Электронный ресурс]. – Режим

доступа: http://www.linear.com/ (дата обращения 12.05.2014).

54. Ken, W. The RMS – The Only True Mesurement, Fluke Ltd. / W. Ken. – 2001. – 7

p.

55. True RMS vs AC Average Rectified Multimeter Readings when a Phase Cutting

Speed Control is used, ESCO Technical Paper [Электронный ресурс]. – 2009. –

http://www.agilent.com/

http://www.agilent.com/

103

Режим доступа: http://www.escoglobal.com/, свободный (дата обращения

10.07.2014).

56. ICoupler Products with isoPower Technology : Signal and Power Transfer Across

Isolation Barrier Using Microtransformers. Analog Devices manual [Электронный

ресурс]. Режим доступа: http://www.analog.com/, свободный (дата обращения

14.05.2014).

57. Patent US 2009/0315534 A1; Dec. 24, 2009 Method for eliminating the need to zero

and calibrate a power meter before use / Richard R. Hawkins, Jon R. Sigler.

58. Patent US 7830134 B2; Nov. 9, 2010 Power meter with means to eliminate the need

to zero and calibrating / Richard R. Hawkins, Jon R. Sigler.

59. Ющенко, А. Ю. Разработка и исследование элементной базы на

гетероструктурах на основе соединений А3В5 для СВЧ модулей : дис. … канд.

тех. наук : 01.04.04 / Ющенко Алексей Юрьевич. – Томск, 2011. – 141 с.

60. HSCH-9161 GaAs detector diode datasheet. Keysight Technologies [Электронный

ресурс]. – 2014. – Режим доступа: http://www.keysight.com/, свободный (дата


61. Сверхвысокочастотные низкобарьерные детекторные диоды на основе p-n

перехода / И. В. Юнусов, А. М. Ющенко, А. Ю. Плотникова, В. С. Арыков, А.

С. Загородний // Изв. вузов. Физика. – 2012. – №9/2. – С. 294-297.

62. ГОСТ 25529–1982 Государственный стандарт Союза ССР. Диоды

полупроводниковые. Термины, определения и буквенные обозначения

параметров. – М. : Изд-во стандартов, 1987. – 45 с.

63. ГОСТ 19656.13–1976 Государственный стандарт Союза ССР. Диоды

полупроводниковые СВЧ детекторные. Метод измерения тангенциальной

чувствительности. – М. : Изд-во стандартов, 1976. – 14 с.

64. Michael, B. S. SPICE: User’s guide and References [Электронный ресурс] / B. S.

Michael. – 2007. – 308 p. – Режим доступа:

http://www.freeda.org/doc/SPICE/spice.pdf, свободный (дата обращения

10.07.2014)

http://www.analog.com/

http://www.google.ru/search?tbo=p&tbm=pts&hl=en&q=ininventor:%22Richard+R.+Hawkins%22

http://www.google.ru/search?tbo=p&tbm=pts&hl=en&q=ininventor:%22Jon+R.+Sigler%22

http://www.google.ru/search?tbo=p&tbm=pts&hl=en&q=ininventor:%22Richard+R.+Hawkins%22

http://www.google.ru/search?tbo=p&tbm=pts&hl=en&q=ininventor:%22Jon+R.+Sigler%22

104

65. Корчагин, А. Ф. Разработка глобального метода экстракции статических Spice

параметров микроэлектронных приборов на основе моделирования вольт-

амперных характеристик: дис. … канд. тех. наук : 05.27.01 / Корчагин

Александр Федорович. – Великий Новгород, 2006. – 170 с.

66. Козлов, С. В., Загородний, А. С. К вопросу математического моделирования

статического режима работы диода / С. В. Козлов, А. С. Загородний //

Материалы Всероссийской научно-технической конференции студентов,

аспирантов и молодых ученых. – Томск: В-Спектр, 2012. – Ч. 1. – С. 243-245.

67. Дроздов, А. В., Загородний, А. С. Экстракция параметров SPICE моделей

диодов / А. В. Дроздов, А. С. Загородний // Материалы Всероссийской научно-

технической конференции студентов, аспирантов и молодых ученых. – Томск:

В-Спектр, 2012. – Ч. 1. – С. 226-229.

68. Белоусов, К. С. Моделирование диодного детектора мощности сигналов СВЧ

/ К. С. Белоусов, А. В. Дроздов, А. С. Загородний // Материалы Всероссийской

научно-технической конференции студентов, аспирантов и молодых ученых.

– Томск: В-Спектр, 2013. – Ч. 1. – С. 350-352.

69. Modeling and Application of Microwave Detector Diodes / A. S. Zagorodny, A. V.

Drozdov, N. N. Voronin, I. V. Yunusov // Micro/Nanotechnologies and Electron

Devices (EDM), 14th International Conference of Young Specialists on. – IEEE,

2013. – P. 96-99.

70. ADL6010: fast responding, 45 dB range, 0.5 GHz to 43.5 GHz envelope detector.

Datasheet. Analog Devices Inc [Электронный ресурс]. – Режим доступа:

http://www.analog.com/ (дата обращения 12.05.2014).

71. Bagad, V.S. Microwave engineering – II / V. S. Bagad // Technical Publications. –

2009. – 216 p.

72. Everard J. Fundamentals of RF Circuit Design with Low Noise Oscillators / J.

Everard. – USA: John Wiley & Sons, 2001. – 308 p.

73. Patent US 4 260 965; Apr. 7, 1981. Fixed microwave attenuator having mounting

hole passing through alumina porcelain substrate / Kiichi Nakamura, Takashi Iwata.

74. Patent US 4 965 538; Oct. 23, 1990. Microwave attenuator / Joseph J. Mickey.

105

75. Patent US 7 161 244 B2; Jan. 9, 2007. Microwave device for dissipating or

attenuating power / Andre Fournier, Laurent Boillot.

76. Patent US 5 039 961; Aug.13, 1991. Coplanar attenuator element having tuning

stubs / David R. Veteran.

77. Microwave microstrip attenuators for GaAs monolithic integrated circuits / A. S.

Zagorodny, N. N. Voronin, I. V. Yunusov, G. G. Goshin, A. V. Fateev, A. Y. Popkov

// Micro/Nanotechnologies and Electron Devices (EDM), 13th International

Conference of Young Specialists on micro/nanotechnologies and electron devices

(EDM), Novosibirsk, 2012. – P. 67-71.

78. Gupta, K. C., Ramesh, G., Rakesh, C. Computer-Aided Design of Microwave

Circuits / K. C. Gupta, G. Ramesh, C. Rakesh. – USA: Artech House, Norwood,

MA, 1981. – 429 p.

79. Wadell, C. Brian. Transmission line design handbook / C. Brian Wadell. – USA:

Artech House, Norwood, MA, 1991. – 467 p.

80. Hsiao-Tsung, Y., Tzu-Jin, Y., Sally, L. A Physical De-embedding Method for

Silicon-based Device Applications. PIERS Online / Y. Hsiao-Tsung, Y. Tzu-Jin, L.

Sally. – Vol.5.– 2009. – №4. – P. 301-305.

81. Воронин, Н. Н., Загородний, А. С. Метод расширения области квадратичного

детектирования диодных детекторов за счет использования нескольких ветвей

детекторов / Н. Н. Воронин, А. С. Загородний // Докл. ТУСУР. – 2011. – № 2

(24). – С. 236-240.

82. Загородний, А. С., Воронин, Н. Н. Использование диодов Шоттки в

детекторах мощности / А. С. Загородний, Н. Н. Воронин. // Научная сессия

ТУСУР-2011: материалы Всероссийской научно-технической конф.

студентов, аспирантов и молодых ученых. – Томск : В-Спектр, 2011. – Ч. 4. –

С. 320-322

83. Монолитные интегральные схемы детекторов мощности СВЧ сигнала на

основе низкобарьерных диодов / А. С. Загородний, И. В. Юнусов, Н. Н.

Воронин, В. А. Гущин, А. Ю. Плотникова // Твердотельная электроника.

106

Сложные функциональные блоки РЭА: материалы XII научно-технической

конференции. – М., 2013. С.127-130.

84. МИС сверхширокополосных детекторов мощности с динамическим

диапазоном 70 дБ / Н. Н. Воронин, А. С. Загородний, Г. Г. Гошин, И. В.

Юнусов, В. А. Гущин // СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии

(КрыМиКо’ 2014): материалы 24-й международ. конф. – Севастополь, 2014 г.

– С. 77-78.

85. Hsiao-Tsung Yen, Tzu-Jin Yeh, Sally Liu. A Physical De-embedding Method for

Silicon-based Device Applications. PIERS Online. – Vol.5. – No.4. – 2009. – p.

301-305.

86. Свидетельство о государственной регистрации топологии интегральной

микросхемы № 2014630032 «MD901» // Н. Н. Воронин, А. С. Загородний, В.

А. Гущин, А. В. Дроздов, 2014 г.



А. Гущин, И. В. Юнусов, 2014 г.







90. Сверхширокополосные детекторы проходящей мощности / А. С. Загородний,

Н. Н. Воронин, Г. Г. Гошин, И. В. Юнусов, В. А. Гущин // СВЧ-техника и

телекоммуникационные технологии (КрыМиКо’ 2014): материалы 24-й

международ. конф. – Севастополь, 2014 г. – С. 87-88.

91. 83036C Coaxial GaAs Directional Detector. Keysight Technologies data sheet.

[Электронный ресурс]. – Режим доступа: http://www.analog.com/ (дата


92. Patent US 20060197627 A1; Sep. 7, 2006. Low-loss directional bridge / Eric Ehlers.

107

93. Patent US 20060197626 A1; Sep. 7, 2006. Integrated directional bridge / Eric

Ehlers, Craig Hutchinson, Richard Rhymes, Timothy Shirley, Bobby Wong.




95. Pozar, D. M. Microwave engineering / D. M. Pozar. – John Wiley & Sons, 2009. –

736 p.

96. Кукарин, С.В. Электронные СВЧ приборы: Характеристики, применение,

тенденции развития / С. В. Кукарин. – М.: Радио и связь, 1981. – 272 с.

97. Cui, Y., Liao, X. Modeling and design of a capacitive microwave power sensor for

X-band applications based on GaAs technology / Y. Cui, X. Liao // Journal of

Micromechanics and Microengineering. – 2012. – Т. 22. – №. 5. – P. 55-58.

98. Hrobak, M. et al. Planar zero bias Schottky diode detector operating in the E-and W-

band / M. Hrobak // Microwave Conference (EuMC). – IEEE, 2013. – P. 179-182.

99. Xie, L. et al. A W-band detector with high tangential signal sensitivity and voltage

sensitivity / L. Xie // Microwave and Millimeter Wave Technology (ICMMT), 2010

International Conference on. – IEEE, 2010. – P. 528-531.

100. Xu, K. et al. A broad W-band detector utilizing zero-bias direct detection circuitry

/ K. Xu // Computational Problem-Solving (ICCP), 2011 International Conference

on. – IEEE, 2011. – P. 190-194.

101. Schulman, J. N. et al. W-band direct detection circuit performance with Sb-

heterostructure diodes / J. N. Schulman // Microwave and Wireless Components

Letters, IEEE. – 2004. – Т. 14. – №. 7. – P. 316-318.

102. Tejedor-Alvarez, L. A., Alonso, J. I., Gonzalez-Martin, J. An Ultrabroadband

Microstrip Detector up to 40 GHz / L. A. Tejedor-Alvarez, J. I. Alonso, J. Gonzalez-

Martin // Microwave Techniques. COMITE 2008. 14th Conference on. – IEEE,

2008. – P. 1-4.

103. Yi, Z., Liao, X. A capacitive power sensor based on the MEMS cantilever beam

fabricated by GaAs MMIC technology / Z. Yi, X. Liao // Journal of Micromechanics

and Microengineering. – 2013. – Т. 23. – №. 3. – P. 035001.

108

104. Fernandez, L. J. A capacitive RF power sensor based on MEMS technology

dissertation to obtain the doctor’s degree at the University of Twente / L. J.

Fernandez. – 2005. – 194 p.

105. Impedance Matching Techniques for Mixers and Detectors. Application Note 963

- Hewlett-Packard Company [Электронный ресурс]. – Режим доступа:

http://www.hpmemory.org/, свободный (дата обращения 2.03.2014).

106. Clark, R. F. The microcalorimeter as a national standart, Proc. / R. F. Clark. – IEEE,

1986. – P.102-104.

107. Beatty, R. W., McPherson, A. C. Mismatch errors in microwave power

measurements, Proc. / R. W. Beatty, A. C. McPherson. – IRE, 1953. – 41. – P. 1112-

1119.

108. Кукарин, С. В. Электронные СВЧ приборы / С. В. Кукарин – М.: Радио и

связь, 1981. – 172 с.

109. Гупта, К. Машинное проектирование СВЧ устройств / К. Гупта, Р. Гардж, Р.

Чадха. – М. : Радио и связь, 1987. – 432 с.

110. Альтман, Дж. Л. Устройства сверхвысоких частот / Дж. Л. Альтман; под ред.

И. В. Лебедева. – М. : Мир, 1968. – 487 с.

111. Андрушко, Л. М. Электронные и квантовые приборы СВЧ: учебник для вузов

связи / Л. М. Андрушко, Н. Д. Федоров. – М. : Радио и связь, 1981. – 208 с.

112. Модули СВЧ / Л. М. Арутюнов, И. П. Блудов, В. Д. Давыдов, М. В. Колосов,

В. М. Ломакин. – М. : Радио и связь, 1984. – 72 с.

113. Федоров, Н. Д. Электронные приборы СВЧ и квантовые приборы: учебник

для вузов / Н. Д. Федоров. – 2-е изд., перераб. и доп. – М. : Атомиздат, 1979. –

288 с.

114. Данилин, А. А. Измерения в технике СВЧ : учебное пособие для вузов / А. А.

Данилин. – М. : Радиотехника, 2008. – 184 с.

http://www.hpmemory.org/

109

Приложение А. Математическое исключение параметров цепей

Для измерения параметров устройств, с обеих сторон от которых включены

контактные площадки применяют различные метод исключения площадок и

подводящих цепей. Для анализа параметров изготовленных аттенюаторов

использовался метод исключения параметров цепей «L-2L» (англ.: L-2L de-

embedding) [80]. Этот метод предусматривает наличие на подложке двух

микрополосковых линий, длины которых соотносятся как 1/2 (рисунок А.1).

Рисунок А.1 – Вспомогательные элементы для исключения цепей

Элементы на рисунке А.1– это контактные площадки для зондовых

измерений, подключенные к микрополосковой линии с волновым сопротивлением

50 Ом. Площадки представляют собой копланарную линию малой длины. Метод

исключения цепей основан на использовании матриц передачи (ABCD-матриц).

Эти матрицы удобны тем, что при каскадном соединении устройств, составная

полученная система может быть описана матрицей, равной произведению матриц

передачи каждого устройства. В методе решается обратная задача: на основе

измеренных матриц рассеяния устройств на рисунке А.1 рассчитываются их

матрицы передачи, затем определяются матрицы контактных площадок и линий.

По выражениям (А.1) и (А.2), приведенным в [9], можно выразить характеристики

подводящей линии и контактных площадок в виде ABCD-матриц.

[Pad]∙[Pad]=[[L]-1∙[2L]∙[L]-1]-1

[TLine]=[Pad]-1∙[L]∙[Pad]-1 ,

(А.1)

(А.2)

где Pad - ABCD- матрица, описывающая характеристики контактных площадок, L,

2L, TLine - ABCD-матрицы микрополосковых линий разной длины. Получив

110

характеристики подводящих линий и контактных площадок можем исключить их

из экспериментальных данных. ABCD-матрица исследуемого устройства

определяется как

,1111

TLinePadMeasurePadTLineDUT (А.3)

где Measure - матрица измеряемого устройства.

На рисунке А.2 (а) приведён график измеренного значения модуля КО

аттенюатора с ослаблением 3 дБ и модуля КО аттенюатора после математичского

исключения параметров контактных площадок и подводящих линий. Наглядно

видна значительная разница. Для аттенюаторов с другим ослаблением отличия

также существенны. На рисунке А.2 (б) изображён график зависимости модуля КО

контактных площадок и подводящих линий.

а б

Рисунок А.2 – Зависимость модуля коэффициента отражения от частоты: а –

аттенюатора 3 дБ; б – контактных площадок и подводящих линий

Из графиков видно, что в СВЧ и КВЧ диапазонах контактные площадки и

подводящие линии оказывают существенное влияние на КО микрополосковых

устройств. Наибольший вклад в рассогласования вносят контактные площадки.

111

Приложение Б. Свидетельства о государственной регистрации

топологий интегральных схем

Специальность 05.12.07 – Антенны, СВЧ...

Documents