phẦn mỞ ĐẦu - tài liệu học...

Luận Văn Cao Học GVHD: TS. Trần Hoài Trung

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO

TRƯỜNG ĐẠI HỌC GIAO THÔNG VẬN TẢI

_______________________

HVTH: Phạm Minh Triết

Đề Tài:

NGHIÊN CỨU KỸ THUẬT MIMO-OFDM ỨNG DỤNG TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN KHÔNG DÂY

CHUYÊN NGÀNH: KỸ THUẬT ĐIỆN TỬ

Mã số : 60.52.70

LUẬN VĂN THẠC SĨ KỸ THUẬT

Cán Bộ Hướng Dẫn: TS.Trần Hoài Trung

HCM, Ngày 28 Tháng 11 năm 2011

Chuyên Ngành: Kỹ Thuật Điện Tử HVTH: Phạm Minh Triết

1


TRÍCH YẾU LUẬN VĂN CAO HỌC

Họ và tên học viên: Phạm Minh Triết Năm sinh: 17/06/1984

Cơ quan công tác: Trường CĐ Công Nghệ Thông Tin TPHCM

Khoá: 16

Chuyên ngành: Kỹ thuật điện tử Mã số: 60.52.70

Cán bộ hướng dẫn: TS. Trần Hoài Trung Bộ môn: Điện tử viễn thông

1. Tên luận văn: Nghiên cứu kỹ thuật MIMO-OFDM ứng dụng trong hệ thống

thông tin không dây.

2. Mục đích nghiên cứu: nghiên cứu về kỹ thuật OFDM và hệ thống MIMO để

kết hợp giữa công nghệ MIMO và kỹ thuật OFDM nhầm để tăng dung lượng

và chất lượng cho hệ thống thông tin không dây.

3. Phương pháp nghiên cứu: Nghiên cứu lý thuyết nhằm có một cái nhìn tổng

quan về kỹ thuật OFDM cũng như hệ công nghệ MIMO từ đó kết hợp lại để

tạo ra những mô hình ứng dụng cho hệ thống thông tin không dây. Chủ yếu

là hai mô hình Alamouti và mô hình V_BLAST để cải thiện chất lượng của

hệ thống.

Điểm bình quân môn hoc: Điểm bảo vệ luận văn:

Ngày tháng năm

Xác nhận của cán bộ hướng dẫn: Học viên

Xác nhận của bộ môn: Phạm Minh Triết


2


LỜI MỞ ĐẦU

Ngày nay, nhu cầu truyền thông không dây càng ngày càng tăng. Các hệ

thống thông tin tương lai đòi hỏi phải có dung lượng cao hơn, tin cậy hơn, sử dụng

băng thông hiệu quả hơn, khả năng kháng nhiễu tốt hơn. Hệ thống thông tin truyền

thống và các phương thức ghép kênh cũ không còn có khả năng đáp ứng được các

yêu cầu của hệ thống thông tin tương lai.

OFDM là một phương pháp truyền khá phức tạp trên kênh vật lý, nguyên lý

cơ bản của phương pháp là sử dụng kỹ thuật đa sóng mang để truyền một lượng lớn

ký tự tại cùng một thời điểm. Tuy nhiên kỹ thuật OFDM lại tồi tại một số nhược

điểm như đường bao biên độ của tín hiệu phát không bằng phẳng. Điều này gây ra

méo phi tuyến ở các bộ khuyếch đại công suất ở máy phát và máy thu. Sử dụng

chuỗi bảo vệ tránh được nhiễu phân tập đa đường nhưng làm giảm đi một phần hiệu

suất sử dụng đường truyền.

Công nghệ MIMO có ưu điểm là gia tăng tốc độ truyền dữ liệu và mở rộng

tầm phủ sóng trên cùng một băng thông, đồng thời giảm chi phí truyền tải. Công

nghệ MIMO cho phép đầu nhận phân loại tín hiệu và chỉ nhận tín hiệu mạnh nhất từ

một anten tại một vị trí nào đó.

Trong công nghệ MIMO, đầu phát sóng sử dụng nhiều anten để truyền sóng

theo nhiều đường khác nhau nhằm tăng lưu lượng thông tin. Dữ liệu truyền sau đó

sẽ được tập hợp lại ở đầu nhận theo những định dạng đã được ấn định. Tuy nhiên bị

giới hạn ở hệ thống băng hẹp. Vì thế một trong những giải pháp được đưa ra là sự

kết hợp giữa công nghệ MIMO và kỹ thuật OFDM nhằm để tăng dung lượng và

chất lượng cho hệ thống thông tin không dây.


3


MỤC LỤC

Tờ bìa.....................................................................................................................1

Trích yếu luận văn cao học....................................................................................2

Lời mở đầu.............................................................................................................3

Mục lục..................................................................................................................4

Danh mục các chữ viết tắt......................................................................................7

Danh mục các hình vẽ..........................................................................................10

Chương I : Tổng quan về hệ thống thông tin không dây.....................................13

1.1 Hệ thống thông tin di động hiện nay..............................................................13

1.2 Kênh truyền vô tuyến ....................................................................................15

1.2.1 Suy hao đường truyền.................................................................................15

1.2.2 Hiệu ứng Multipath-Fading.........................................................................16

1.2.3 Hiệu ứng Dopper.........................................................................................17

1.2.4 Kênh truyền Fading phẳng và chọn lọc tần số............................................19

1.2.5 Kênh truyền biến đổi nhanh và biến đổi chậm............................................21

1.2.6 Kênh truyền Rayleigh và kênh truyền Ricean............................................23

1.3 Phương thức ghép kênh..................................................................................24

1.3.1 Ghép kênh phân chia theo tần số................................................................24

1.3.2 Ghép kênh phân chia theo thời gian............................................................25

1.3.3 Ghép kênh phân chia theo mã.....................................................................25

1.3.4 Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao.................................................25

1.4. Các mô hình hệ thống thông tin không dây..................................................26

1.4.1 Hệ thống SISO............................................................................................26

1.4.2 Hệ thống MISO...........................................................................................27


4


1.4.3 Hệ thống SIMO...........................................................................................27

1.4.4 Hệ thống MIMO..........................................................................................28

Chương II : Kỹ thuật ghép kênh đa sóng mang trực giao....................................30

2.1 Lịch sử phát triển...........................................................................................30

2.2 Các ưu điểm và nhược điểm..........................................................................31

2.3 Tính trực giao trong OFDM...........................................................................32

2.4 Mô hình hệ thống...........................................................................................33

2.4.1 Mã hóa kênh................................................................................................34

2.4.2 Kỹ thuật phân tán dữ liệu............................................................................34

2.4.3 Chuyển đổi song song/ nối tiếp, nối tiếp/song song...................................35

2.4.4 Điều chế sóng mang con.............................................................................36

2.4.5 Kỹ thuật IFT/FFT........................................................................................37

2.4.6 Khoảng bảo vệ............................................................................................39

2.4.7 Biến đổi D/A và A/D..................................................................................43

2.4.8 Up converter và Down converter................................................................44

2.4.9 Bộ Equalizer................................................................................................45

2.5 Mô phỏng hệ thống OFDM............................................................................47

Chương III : Hệ thống MIMO.............................................................................50

3.1 Tổng quan về hệ thống MIMO......................................................................50

3.1.1 Khái niệm về hệ thống MIMO....................................................................50

3.1.2 Các kỹ thuật phân tập..................................................................................51

3.1.3 Độ lợi trong hệ thống MIMO......................................................................54

3.2 Kỹ thuật mã hóa không gian thời gian trong MIMO.....................................56

3.2.1 Mã khối không gian thời gian STBC..........................................................56


5


3.2.2 Mã lưới không gian thời gian STTC...........................................................59

3.3 Mô hình hệ thống MIMO...............................................................................61

3.3.1 Sơ đồ Alamouti...........................................................................................66

3.3.2 Mô hình V_BLAST....................................................................................73

3.4 Kết quả mô phỏng hệ thống MIMO...............................................................87

3.4.1 Sơ đồ Alamouti...........................................................................................87

3.4.2 Sơ đồ V-BLAST.........................................................................................90

Chương IV : Kết hợp kỹ thuật OFDM với hệ thống MIMO ứng dụng trong hệ thống thông tin không dây..............................................................................................93

4.1 Giới thiệu.......................................................................................................93

4.2 Hệ thống MIMO-OFDM................................................................................94

4.2.1 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM...............................................................94

4.2.2 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM Alamouti...............................................97

4.2.3 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM V_BLAST..........................................101

4.3 Mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM Alamouti.............................................105

4.4 Mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM V_BLAST..........................................107

4.5 So sánh các hệ thống MIMO-OFDM...........................................................108

Kết luận và hướng nghiên cứu mở.....................................................................110

Lời cảm ơn.........................................................................................................112

Tài liệu tham khảo..............................................................................................113


6


DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT

A/D Analog to Digital

ADSL Asymmetric Digital Subscriber Line

AWGN Additive White Gaussian Noise

BER Bit Error Rate

BLAST Bell-Laboratories Layered Space-Time Code

BPF Band Pass Filter

BPSK Binary Phase Shift Keying

BS Base Station

CDM Code Division Multiplexing

CSI Channel State Information

D/A Digital to Analog

DAB Digital Analog Broadcasting

D-BLAST Diagonal- Bell-Laboratories Layered Space-Time Code

DFT Discrete Fourier Transform

DPSK Differential Phase Shift Keying

DVB -H Digital Video Broadcasting - Handheld

DVB -TDigital Video Broadcasting – Terrestrial

FDM Frequency Division Multiplexing

FEC Forward Error Correction

FFT Fast Fourier Transform

FIR Finite Impluse Response

HDSL Hight-bir-rate Digital Subscriber Line

HiperLAN2 High Performance Radio Local Area Network Type 2


7


ICI InterCarrier Interference

IDFT Inverse Discrete Fourier Transform

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers

IFFT Inverse Fast Fourier Transform

I.I.D Independent and Identically Distributed

ISI InterSymbol Interference

LAN Local Area Network

LOS Light Of Sight

LPF Low Pass Filter

MIMO Multiple Input Muliple Output

MISO Multiple Input single Output

ML Maximum Likelihood

MMSE Minimum Mean Sqare Error

MMSE-IC MMSE-Interference Cancellation

MS Mobile Station

NLOS Non Light Of Sight

OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing

P/S Parallel to Serial

PAPR Peak to Average Power Ratio

PDF Probability Density Function

QAM Quadrature Amplitute Modulation

QPSK Quadrature Phase Shift Keying

RF Radio Frequency

SIMO Single Input Multiple Output


8


SISO Single Input Single Output

S/P Serial to Parallel

SINR Signal to Interference plus Noise Ratio

SC SingleCarrier Communication

STBC Space-Time Block Code

STMLD Space-Time Maximum Likelihood Decoder

TGn Task Group N

V-BLAST Vertical-Bell-Laboratories Layered Space-Time

ZF Zero-Forcing

ZF-OIC Zero-Forcing – Ordered Interference Cancellation


9


DANH MỤC HÌNH VẼ

Hình 1.1: Quá trình phát triển thông tin di dộng tế bào

Hình 1.2: Mô hình kênh truyền Fading đa đường

Hình 1.3: Hiệu ứng Doppler

Hình 1.4: Đáp ứng kênh truyền Fading phẳng

Hình 1.5: Đáp ứng kênh truyền Fading chọn lọc tần số

Hình 1.6: Kênh truyền thay đổi theo thời gian

Hình 1.7: Hàm mật độ xác suất phân bố Rayleigh và Ricean

Hình 1.8: Hệ thống SISO

Hình 1.9: Hệ thống MISO

Hình 1.10: Hệ thống SIMO

Hình 1.11: Hệ thống MIMO

Hình 2.1: Cấu trúc của một tín hiệu OFDM

Hình 2.2: Sơ đồ khối hệ thống OFDM

Hình 2.3: Bộ chuyển đổi S/P

Hình 2.4: Bộ chuyển đổi P/S

Hình 2.5: Mô tả ứng dụng chuỗi bảo vệ trong việc chống nhiễu ISI

Hình 2.6: Trải trễ nhỏ hơn khoảng bảo vệ sẽ không gây ra ISI và ICI

Hình 2.7: Thành phần của ký tự OFDM thu được khi truyền qua kênh Multipath

Hình 2.8: Những ký tự OFDM thu được sau khi truyền qua kênh truyền Multipath

Hình 2.9: Bộ chuyển đổi D/A và A/D

Hình 2.10: Bộ up-converter và down-converter

Hình 2.11: Bộ Equalizer miền tần số

Hình 2.12: Kết quả mô phỏng BER OFDM

Hình 3.1: Tổng quan hệ thống MIMO

Hình 3.2: Phân tập theo thời gian

Hình 3.3: Kỹ thuật Beamforming

Hình 3.4: Ghép kênh không gian giúp tăng tốc độ truyền


10


Hình 3.5: Phân tập không gian giúp cải thiện SNR

Hình 3.6: Mô hình hệ thống băng gốc

Hình 3.7: Ma trận mã STBC

Hình 3.8: Sơ đồ mã lưới

Hình 3.9: Mô tả sơ đồ mã hóa với k = 1, K = 3 và n = 2

Hình 3.10: Lưới mã và sơ đồ trạng thái với k = 1, K = 3 và n = 2

Hình 3.11 : Chuyển đổi kênh truyền MIMO thành các kênh truyền song song

Hình 3.12 : Mô hình phân tập khi Nt>Nr

Hình 3.13: Mô hình phân tập khi NT<NR

Hình 3.14: Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và 1 anten thu

Hình 3.15: Các symbol phát và thu trong sơ đồ Alamouti

Hình 3.16: Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và M anten thu

Hình 3.17: Hệ thống V-BLAST

Hình 3.18: Máy thu V-BLAST Zero-forcing

Hình 3.19 Máy thu V-BLAST Zero-forcing theo thứ tự tối ưu

Hình 3.20: Máy thu V-BLAST MMSE

Hình 3.21: Kết quả mô phỏng BER của Alamouti 2x1

Hình 3.22: Kết quả mô phỏng BER Alamouti 2x2

Hình 3.23: Kết quả mô phỏngMIMO 2x2 ZF

Hình 3.24: Mô phỏng MIMO MMSE 2x2

Hình 4.1: Các chuẩn thông tin không dây của IEEE

Hình 4.2: Mô hình hệ thống MIMO-OFDM

Hình 4.3: Ma trận kênh truyền

Hình 4.4: Máy phát MIMO–OFDM Alamouti


11


Hình 4.5: Máy thu MIMO-OFDM Alamouti

Hình 4.6: Máy phát MIMO-OFDM VBLAST

Hình 4.7 : Máy thu MIMO-OFDM VBLAST

Hình 4.8: ZF/MMSE Decoder

Hình 4.9 : Mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM Alamouti

Hình 4.10: Mô phỏng MIMO-OFDM V_BLAST


12


CHƯƠNG I: TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG THÔNG TIN KHÔNG DÂY

1.1. Hệ thống thông tin di dộng hiện nay

Trong hơn một thập kỷ qua, thế giới đã chứng kiến sự thành công to lớn của

mạng thông tin di động thế hệ thứ hai 2G. Mạng 2G có thể phân ra hai loại: mạng

2G dựa trên nền TDMA và mạng 2G dựa trên nền CDMA. Đánh dấu điểm mốc bắt

đầu của mạng 2G là sự ra đời của mạng D-AMPS (hay IS-136) dùng TDMA phổ

biến ở Mỹ. Tiếp theo là mạng CdmaOne (hay IS-95) dùng CDMA phổ biến ở châu

Mỹ và một phần của châu Á, rồi mạng GSM dùng TDMA, ra đời đầu tiên ở Châu

Âu và hiện được triển khai rộng khắp thế giới. Sự thành công của mạng 2G là do

dịch vụ và tiện ích mà nó mạng lại cho người dùng, tiêu biểu là chất lượng thoại và

khả năng di động.

Hình 1.1: Quá trình phát triển của mạng thông tin di động tế bào.

Tiếp nối thế hệ thứ hai 2G, mạng thông tin di động thế hệ thứ ba 3G đã và

đang được triển khai nhiều nơi trên thế giới. Cải tiến nổi bật nhất của mạng 3G so

với mạng 2G là khả năng cung ứng truyền thông gói tốc độ cao nhằm triển khai các

dịch vụ truyền thông đa phương tiện. Mạng 3G bao gồm mạng UMTS sử dụng kỹ


13


thuật WCDMA, mạng CDMA2000 sử dụng kỹ thuật CDMA. Tuy nhiên đối tượng

sử dụng thông tin di động rất đa dạng và nhu cầu ngày càng tăng dẫn đến yêu cầu

bức thiết cho sự ra đời và phát triển của hệ thống thông tin di động thế hệ thứ tư 4G

(Fourth-Generation).

4G có yêu cầu kỹ thuật dung lượng lớn và tốc độ dữ liệu cao trong khi băng

thông cho phép lại không được mở rộng. Yêu cầu đó đã thúc đẩy những nghiên cứu

về hệ thống đa đầu vào đa đầu ra MIMO (Multi Input Multi Output) và đạt được

nhiều thành công đáng kể. Như ta đã biết môi trường truyền dẫn vô tuyến rất phức

tạp do suy hao, xen nhiễu fading, hiệu ứng Doppler … đã gây ra nhiều khó khăn

cho việc nhận dạng tín hiệu tại đầu thu. Các kỹ thuật phân tập góp phần đáng kể

trong trong việc giảm fading đa đường. MIMO là một hệ thống đa anten ở đầu phát,

đầu thu, áp dụng kỹ thuật phân tập, mã hoá nhằm tăng dung lượng kênh truyền, cải

thiện hiệu quả phổ mà không phải tăng công suất phát hay băng thông. Nhiều cấu

trúc MIMO đã được đề xuất và đạt được nhiều hiệu quả to lớn như cấu trúc không

gian-thời gian lớp dọc của phòng thí nghiệm Bell V-BLAST (Vertical-Bell

Laboratories Layered Space-Time), mã hoá khối không gian-thời gian STBC

(Space-Time Block Coding), mã hoá Trellis không gian-thời gian STTC (Space-

Time Trellis Coding)…

Khi tốc độ truyền dẫn tăng cao trên các kênh truyền băng rộng, đặt biệt là

các kênh fading lựa chọn tần số, nhiễu liên ký tự (Inter-Symbol Interference) xuất

hiện do độ trễ của kênh truyền, làm tăng tốc độ lỗi bit BER (Bit Error Rate) một

cách đáng kể. Để giải quyết vấn đề này, một kỹ thuật điều chế đa sóng mang mang

tên ghép kênh phân chia theo tần số sóng mang trực giao OFDM (Orthogonal

Frequency Division Multiplexing) được áp dụng cho các hệ thống truyền dẫn.

Nguyên lý cơ bản của OFDM là chia một luồng dữ liệu tốc độ cao thành các luồng

dữ liệu tốc độ thấp hơn và phát đồng thời trên một số các sóng mang con trực giao.

Vì khoảng thời gian symbol tăng lên cho các sóng mang con song song tốc độ thấp

hơn, cho nên lượng nhiễu gây ra do độ trải trễ đa đường được giảm xuống. Nhiễu

liên ký tự ISI được hạn chế hầu như hoàn toàn do việc đưa vào một khoảng thời


14


gian bảo vệ trong mỗi symbol OFDM. Trong khoảng thời gian bảo vệ, mỗi symbol

OFDM được bảo vệ theo chu kỳ để tránh nhiễu giữa các sóng mang ICI.

Nhận thấy những tiềm năng to lớn của MIMO và OFDM, các nhà thiết kế đã

kết hợp cả hai vào một hệ thống truyền dẫn để tận dụng ưu điểm của chúng. Thành

công rực rỡ đã đặt MIMO-OFDM làm nền tảng cho sự phát triển 4G. Trong tương

lai, nhiều nghiên cứu sẽ đựơc phát triển để cải tiến chất lượng, dung lượng của hệ

thống MIMO-OFDM.

1.2. Kênh truyền vô tuyến

Trong hệ thống thông tin di động, kênh truyền vô tuyến là một yếu tố được

quan tâm nhiều. Bản chất thay đổi ngẫu nhiên theo thời gian và không gian của

kênh truyền gây ra những ảnh hưởng lớn đến hoạt động hệ thống. Để hạn chế ảnh

hưởng của kênh truyền và thiết kế hệ thống với các thông số tối ưu, ta phải hiểu

được các đặc tính của kênh truyền vô tuyến và mô hình hóa kênh truyền hợp lý.

1.2.1. Suy hao đường truyền

Trong suốt quá trình truyền, tín hiệu vô tuyến bị yếu dần theo khoảng cách,

bởi vì sóng của tín hiệu vô tuyến lan truyền sẽ bị lan tỏa ra và do đó mật độ công

suất sẽ bị suy giảm. Trong không gian tự do, sóng truyền sẽ bị lan tỏa ra có dạng

hình cầu và dẫn đến mật độ công suất sẽ giảm tỷ lệ với diện tích bề mặt của hình

cầu này.

Công suất tại phía thu trong không gian tự do là.

Trong đó PT là công suất phía phát (W).

PR là công suất thu được (W).

GT là độ lợi anten phát.

GR là độ lợi anten thu.

R là khoảng cách truyền (m).

là bước sóng của sóng mang.

1.2.2. Hiệu ứng Multipath-Fading


15


Đa đường trong kênh truyền di động tạo ra kết quả Fading diện hẹp. Tín hiệu

đến phía thu từ nhiều đường khác nhau, mỗi đường là một bản sao của tín hiệu

gốc.Tín hiệu trên mỗi đường này có độ trải trễ khác nhau và độ lợi khác nhau. Sự

trải trễ này làm cho tín hiệu từ mỗi đường bị dich pha so với tín hiệu gốc. Ở phía

thu sẽ tổng hợp các tín hiệu từ các đường này, kết quả là phía thu sẽ có biên độ và

pha thay đổi rất nhiều so với tín hiệu phát. Fading có thể là ưu điểm khi các tín hiệu

đa đường cùng pha với nhau làm tăng cường độ tín hiệu ở bên thu, cũng có thể gây

ra triệt tiêu các tín hiệu đa đường khi ngược pha nhau tạo thành hiện tường Fading

sâu.

Hình 1.2: Mô hình kênh truyền Fading đa đường

là độ lợi đường thứ L.

độ trễ đường thứ L.

Để so sánh tính chất của kênh truyền, người ta sử dụng thông số tán xạ thời

gian như: trễ vượt mức (excess delay spread), trễ trung bình vượt mức (mean

excess delay) và trễ hiệu dụng (rms delay spread). Và các thông số này có thể được

tính từ đặc tính từ bộ thu của các thành phần đa đường (power delay profile). Power

delay profile được đo bằng thực nghiệm.

1.2.3. Hiệu ứng Doppler

Khi nguồn tín hiệu và bên thu chuyển động tương đối với nhau, tần số tín

hiệu thu không giống bên phía phát. Khi chúng di chuyển cùng chiều (hướng về

nhau) thì tần số nhận được lớn hơn tần số tín hiệu phát, và ngược lại khi chúng di


16


chuyển ra xa nhau thì tần số tín hiệu thu được là giảm xuống người ta gọi là hiệu

ứng Doppler.

dBA

v

Hình 1.3: Hiệu ứng Doppler

Vật di chuyển với vận tốc v.

Khi đó sự thay đổi về pha giữa 2 điểm X và Y là:

Độ lệch dịch tần số là:

Dịch Doppler cực đại fm (BD):

fc , , c là lần lượt là tần số sóng mang, bước sóng sóng mang và vận tốc ánh sáng.

Thời gian kết hợp TC là đối ngẫu trong miền thời gian của trải Doppler, dùng

để mô tả sự tán xạ tần số và bản chất thay đổi theo thời gian của kênh truyền và thời

gian kết hợp tỷ lệ nghịch với trải Doppler cực đại fm.

Thời gian kết hợp là khoảng thời gian mà đáp ứng xung kênh truyền không

thay đổi và đó là khoảng thời gian mà 2 tín hiệu có sự tương quan về biên độ.

Với hàm tương quan lớn hơn 50%.


17


Người ta phân loại các kênh truyền Fading diện hẹp như sau:

Phân loại Điều kiện Fading

Trải trễ đa đườngBW<<Bc ; Ts>> Fading phẳng

BW >Bc ; Ts<< Fading chọn lọc tần số

Dịch DopplerBW<BD ; Ts>Tc Fading nhanh

BW >>BD ; Ts<<Tc Fading chậm

1.2.4. Kênh truyền fading phẳng và kênh truyền fading chọn lọc tần số

Kênh truyền fading phẳng:

Hình 1.4: Đáp ứng của kênh truyền Fading phẳng

Phổ tín hiệu có băng thông nhỏ hơn băng thông kết hợp kênh truyền và chu

kỳ symbol lớn hơn trải trễ của kênh truyền. Các đặc tính của phổ tín hiệu truyền đi

được bảo toàn, mọi thành phần tần số khi truyền qua kênh sẽ chịu sự suy giảm và

dịch tần gần như nhau nhưng cường độ tín hiệu thu lại thay đổi theo thời gian do

ảnh hưởng hiện tượng đa đường.Tín hiệu sẽ thay đổi theo thời gian nhưng phổ tín

hiệu không đổi. Kênh truyền fading phẳng được xem như kênh truyền thay đổi biên

độ và còn được gọi là kênh truyền băng hẹp.


18


Kênh truyền fading chọn lọc tần số:

Hình 1.5: Đáp ứng kênh truyền chọn lọc tần số

Phổ tín hiệu có băng thông lớn hơn băng thông kết hợp kênh truyền và chu

kỳ symbol nhỏ hơn trải trễ của kênh truyền. Kênh truyền chọn lọc tần số là kênh

truyền có đáp ứng tần số khác nhau trên một dải tần số, tức đáp ứng tần số không

bằng phẳng trong toàn bộ dải tần đó, do đó tín hiệu tại các tần số khác nhau khi qua

kênh truyền sẽ có sự suy hao và xoay pha khác nhau. Một kênh truyền có bị xem là

chọn lọc tần số hay không còn tùy thuộc vào băng thông của tín hiệu truyền đi. Nếu

trong toàn khoảng băng thông của tín hiệu đáp ứng tần số là bằng phẳng, ta nói

kênh truyền không chọn lọc tần số (frequency nonselective fading channel), hay

kênh truyền phẳng (flat fading channel).

Ngược lại nếu đáp ứng tần số của kênh truyền không phẳng, không giống

nhau trong băng thông tín hiệu, ta nói kênh truyền là kênh truyền chọn lọc tần số

(frequency selective fading channel). Mọi kênh truyền vô tuyến đều không thể có

đáp ứng bằng phẳng trong cả dải tần vô tuyến, tuy nhiên kênh truyền có thể xem là

phẳng trong một khoảng nhỏ tần số nào đó. Hình 1.5 cho ta thấy kênh truyền sẽ là

chọn lọc tần số đối với tín hiệu truyền có băng thông lớn nằm từ 30 MHz đến

95MHz. Nhưng nếu tín hiệu có băng thông nhỏ khoảng 20 MHz thì kênh truyền sẽ

là kênh truyền fading phẳng.


19


Kênh truyền chọn lọc tần số còn gọi là kênh truyền rộng.

1.2.5. Kênh truyền biến đổi nhanh và kênh truyền biến đổi chậm

Kênh truyền vô tuyến sẽ có đáp ứng tần số không đổi theo thời gian nếu cấu

trúc của kênh truyền không đổi theo thời gian. Tuy nhiên mọi kênh truyền đều biến

đổi theo thời gian, do các vật thể tạo nên kênh truyền luôn luôn biến đổi, luôn có vật

thể mới xuất hiện và vật thể cũ mất đi, xe cộ luôn thay đổi vận tốc, nhà cửa, công

viên, có thể được xây dựng thêm hay bị phá hủy đi… Hình 1.5 cho thấy công suất

tín hiệu thu được thay đổi theo thời gian dù tín hiệu phát đi có công suất không đổi

tức là kênh truyền đã thay đổi theo thời gian.

0

Cöôøng ñoä tín hieäu

t

Hình 1.6: Kênh truyền thay đổi theo thời gian

Khái niệm kênh truyền chọn lọc thời gian hay không chọn lọc thời gian chỉ

mang tính tương đối, nếu kênh truyền không thay đổi trong khoảng thời gian truyền

một kí tự Tsymbol , thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền không chọn lọc thời

gian (time nonselective Fading channel) hay kênh truyền biến đổi chậm (slow

Fading channel), ngược lại nếu kênh truyền biến đổi trong khoảng thời gian T symbol,

thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền chọn lọc thời gian (time selective Fading

channel), hay kênh truyền biến đổi nhanh (fast Fading channel). Môi trường trong

nhà ít thay đổi nên có thể xem là slow fading, môi trường ngoài trời thường xuyên

thay đổi nên được xem là fast Fading. Trong các cell di động, khi thuê bao MS

(Mobile Station) di chuyển sẽ liên tục làm thay đổi vị trí giữa MS và trạm gốc BS

(Base Station) theo thời gian, tức là địa hình thay đổi liên tục. Điều này có nghĩa là


20


kênh truyền của ta liên tục thay đổi theo thời gian gây ra hiệu ứng Doppler làm dịch

tần sóng mang của máy phát tại máy thu một lượng tần số.

cvff 0

Với : f0 là tần số tại máy phát.

v là vận tốc của thuê bao MS.

c là vận tốc ánh sáng.

MS di chuyển càng nhanh thì f càng lớn và ngược lại.

Sau đây ta sẽ xét kỹ hơn các thông số xác định kênh truyền là slow Fading hay fast

Fading:

Từ công thức trên nếu f =0 ta có hàm tương quan ACF phân tán theo thời gian,

mô tả tương quan giữa các khoảng thời gian t của kênh truyền :

dtRtR hH ),()(

Phổ công suất Doppler được định nghĩa là biến đổi Fourier của )( tRH :

dfefDtRtdetRfD tfjHH

tfjHH

22 )()()()(

Mọi kênh truyền đều có một khoảng thời gian Ct)( tại đó )0()(

H

H

RtR

xấp xỉ 1. Tức

là đáp ứng của kênh truyền được xem là biến đổi không đáng kể trong khoảng

Ct)( . Khoảng thời gian đó được gọi là Coherence time.

- Nếu kênh truyền có Ct)( nhỏ hơn nhiều so với chiều dài của một kí tự T symbol của

tín hiệu được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền chọn lọc thời gian

(time selective channel) hay kênh truyền nhanh (fast channel).

- Nếu kênh truyền có Ct)( lớn hơn nhiều so với chiều dài của một kí tự T symbol của

tín hiệu được truyền, thì kênh truyền đó được gọi là kênh truyền không chọn lọc

thời gian (time nonselective channel) hay kênh truyền chậm (slow channel).


21


1.2.6. Kênh truyền Rayleigh và kênh truyền Ricean

Hình 1.7 Hàm mật độ xác suất phân bố Rayleigh và Ricean.

Đáp ứng kênh truyền là một quá trình phụ thuộc vào cả thời gian và biên độ.

Biên độ của hàm truyền tại một tần số nhất định tuân theo phân bố Rayleigh và

phân bố Ricean. Nếu kênh truyền không tồn tại LOS, người ta đã chứng minh được

đường bao của tín hiệu truyền qua kênh truyền có phân bố Rayleigh nên kênh

truyền được gọi là kênh truyền Fading Rayleigh. Khi đó tín hiệu nhận được ở máy

thu là tổng hợp của các thành phần phản xạ, nhiễu xạ và khúc xạ. Nếu kênh truyền

tồn tại LOS thì đây chính là thành phần chính của tín hiệu tại máy thu, các thành

phần không phải truyền thẳng LOS không đóng vai trò quan trọng, không ảnh

hưởng quá xấu đến tín hiệu thu. Khi này đường bao tín hiệu truyền qua kênh truyền

có phân bố Ricean nên kênh truyền được gọi là kênh truyền Fading Ricean.

1.3. Phương thức ghép kênh

1.3.1. Ghép kênh phân chia theo tần số

Kỹ thuật FDM (Frequency Division Multiplexing) ra đời đầu tiên, với ý

tưởng là một băng thông lớn sẽ được chia nhỏ thành nhiều băng thông nhỏ hơn

không chồng lấn, giữa các khoảng tần này cần có một khoảng bảo vệ để có thể sử

dụng bộ lọc lọc lấy khoảng tần mong muốn.


22


Khái niệm: ghép kênh theo tần số là tần số (hoặc băng tần) của các kênh

khác nhau, nhưng được truyền đồng thời qua môi trường truyền dẫn. Muốn vậy phải

sử dụng bộ điều chế, giải điều chế và bộ lọc băng, các bộ lọc băng tại nhánh phát và

nhánh thu của mỗi kênh có băng tần như nhau.

Đầu vào nhánh thu có N bộ lọc băng nối song song và đóng vai trò tách

kênh. Bộ điều chế tại nhánh phát sử dụng sóng mang nào thì bộ giải điều chế của

kênh ấy cũng sử dụng sóng mang như vậy. Tín hiệu kênh được giải điều chế với

sóng mang và đầu ra bộ giải điều chế ngoài băng âm tần còn có các thành phần tần

số cao. Bộ lọc thấp loại bỏ các thành phần tần số cao, chỉ giữ lại băng âm tần.

Ghép kênh theo tần số có ưu điểm là các bộ điều chế và giải điều chế có cấu

tạo đơn giản (sử dụng các diode bán dẫn), băng tần mỗi kênh chỉ bằng 4 kHz nên có

thể ghép được nhiều kênh.Chẳng hạn, máy ghép kênh cáp đồng trục có thể ghép tới

1920 kênh. Tuy nhiên do sử dụng điều biên nên khả năng chống nhiễu kém.

1.3.2. Ghép kênh phân chia theo thời gian

Kỹ thuật TDM (Time Division Multiplexing) ra đời với hiệu suất sử dụng

kênh truyền cao hơn. Với TDM trục tần số được chia thành nhiều khe thời gian

(time slot). Mỗi một kênh dữ liệu sẽ chiếm giữ toàn bộ trục tần số ở những khoảng

thời gian nhất định. Luồng bit tốc độ thấp của mỗi kênh sẽ được ghép lại thành một

luồng bit tốc độ cao duy nhất, và đưa lên kênh truyền. Do đó TDM cần sự đồng bộ

chính xác để có thể ghép kênh và tách kênh ở nơi phát và thu. TDM được sử dụng

khá phổ biến trong các hệ thống thông tin số.

Trong hệ thống GSM, băng thông 25MHz được chia thành 125 kênh với

băng thông mỗi kênh là 200KHz sử dụng kỹ thuật FDM. Mỗi kênh 200KHz này

được chia thành 8 khe thời gian sử dụng kỹ thuật TDM. Mỗi user sẽ chiếm giữ một

khe thời gian, do sử dụng kết hợp FDM và TDM nên hiệu suất sử dụng kênh truyền

tăng lên đáng kể.

1.3.3. Ghép kênh phân chia theo mã

Trong kỹ thuật CDM (Code Division Mutiplexing) tất cả các kênh sẽ sử

dụng đồng thời một băng thông và khoảng thời gian, bằng cách sử dụng tập mã trực


23


giao. Mỗi kênh sẽ được gán một mã nhất định. Dữ liệu của các kênh trước khi phát

đi sẽ được nhân với một mã trải phổ để giãn phổ tín hiệu ra toàn băng thông, ở phía

thu dữ liệu sẽ được khôi phục bằng cách nhân lai với mã trải phổ tương ứng. CDM

là một kỹ thuật ghép kênh khá phức tạp đòi hỏi sự đồng bộ mã trải phổ và kỹ thuật

điều khiển công suất chính xác.

1.3.4. Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao

Ghép phân chia theo tần số trực giao là một công nghệ trong lĩnh vực truyền

dẫn áp dụng cho môi trường không dây, thí dụ truyền thanh radio. Khi áp dụng vào

môi trường có dây như đường dây thuê bao số bất đối xứng (ADSL), thường sử

dụng thuật ngữ đa âm rời rạc (DMT).

Tuy thuật ngữ có khác nhau nhưng bản chất của hai kỹ thuật này đều phát

sinh từ cùng một ý tưởng. Vì vậy trong phần này xét trường hợp sử dụng cho môi

trường không dây.

Như đã trình bày trong phần FDM, băng tần tổng của đường truyền được

chia thành N kênh tần số không chồng lấn nhau. Tín hiệu mỗi kênh được điều chế

với một sóng mang phụ riêng và N kênh được ghép phân chia theo tần số. Để tránh

giao thoa giữa các kênh, một băng tần bảo vệ được hình thành giữa hai kênh kề

nhau. Điều này gây lãng phí băng tần tổng. Để khắc phục nhược điểm này của

FDM, cần sử dụng N sóng mang phụ chồng lấn, nhưng trực giao với nhau.

Điều kiện trực giao của các sóng mạng phụ là tần số của mỗi một sóng mang

phụ này bằng số nguyên lần của chu kỳ (T) ký hiệu. Đây là vấn đề quan trọng của

kỹ thuật OFDM. Vấn đề này sẽ được trình bày cụ thể hơn ở chương II.

1.4. Các mô hình hệ thống thông tin không dây.

1.4.1. Hệ thống SISO


24


Hình 1.8: Hệ thống SISO

Hệ thống SISO là hệ thống thông tin không dây truyền thống chỉ sử dụng

một anten phát và một anten thu. Máy phát và máy thu chỉ có một bộ cao tần và một

bộ điều chế, giải điều chế. Hệ thống SISO thường dùng trong phát thanh và phát

hình, và các kỹ thuật truyền dẫn vô tuyến cá nhân như Wi-Fi hay Bluetooth. Dung

lượng hệ thống phụ thuộc vào tỉ số tín hiệu trên nhiễu được xác định theo công thức

Shanon:

C = log2 (1+SNR) bit/s/Hz

1.4.2. Hệ thống MISO

Hình 1.9: Hệ thống MISO

Hệ thống sử dụng nhiều anten phát và một anten thu được gọi là hệ thống

MISO. Hệ thống này có thể cung cấp phân tập phát thông qua kỹ thuật Alamouti từ

đó cải thiện lượng tín hiệu hoặc sử dụng Beamforming để tăng hiệu suất phát và

vùng bao phủ. Khi máy phát biết được thông ti kênh truyền, dung lượng hệ thống

tăng theo hàm logarit của số anten phát và có thể được xác định gần đúng theo công

thức:

C = log2 (1+N.SNR) bit/s/Hz

1.4.3. Hệ thống SIMO


25


Hình 1.10: Hệ thống SIMO

Hệ thống sử dụng một anten phát và nhiều anten thu được gọi là hệ thống

SIMO. Trong hệ thống này máy thu có thể lựa chọn hoặc kết hợp tín hiệu từ các

anten thu nhằm tối đa tỷ số tín hiệu trên nhiễu thông qua các giải thuật

beamforming hoặc MMRC (Maximal- Ratio Receive Combining). Khi máy thu biết

thông tin kênh truyền, dung lượng hệ thống tăng theo hàm logarit của số anten thu,

được tính theo công thức:

C = log2 (1+M.SNR) bit/s/Hz

1.4.4. Hệ thống MIMO

Hình 1.11: Hệ thống MIMO

Hệ thống MIMO là hệ thống sử dụng đa anten cả nơi phát và nơi thu. Hệ

thống có thể cung cấp phân tập phát nhờ đa anten phát, cung cấp phân tập thu nhờ

vào đa anten thu nhằm tăng chất lượng hệ thống hoặc thực hiện Beamforming tại

nơi phát và nơi thu để tăng hiệu suất sử dụng công suất, triệt can nhiễu. Ngoài ra


26


dung lượng hệ thống có thể cải thiện đáng kể nhờ vào độ lợi ghép kênh cung cấp

bởi kỹ thuật mã hoá không gian - thời gian V-BLAST. Khi thông tin kênh truyền

được biết tại cả nơi phát và thu, hệ thống có thể cung cấp độ lợi phân tập cực cao và

độ lợi ghép kênh cực đại, dung lượng hệ thống trong trường hợp phân tập cực đại có

thể xác định theo công thức:

C = log2 (1+M.N.SNR) bit/s/Hz

Hệ thống này sẽ được nghiên cứu nhiều hơn trong chương III.

CHƯƠNG II: KỸ THUẬT GHÉP KÊNH ĐA SÓNG MANG TRỰC

GIAO

2.1. Lịch sử phát triển

Trong những năm gần đây, phương thức ghép kênh phân chia theo tần số

trực giao OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) không ngừng được

nghiên cứu và mở rộng phạm vi ứng dụng bởi những ưu điểm của nó trong tiết kiệm

băng tần và khả năng chống lại Fading chọn lọc theo tần số cũng như xuyên nhiễu

băng hẹp.

Kỹ thuật điều chế OFDM là một trường hợp đặc biệt của phuơng pháp điều

chế đa sóng mang trong đó các sóng mang phụ trực giao với nhau, nhờ vậy phổ tín

hiệu ở các sóng mang phụ cho phép chồng lấn lên nhau mà phía thu vẫn có thể khôi

phục lại tín hiệu ban đầu.

Sự chồng lẫn phổ tín hiệu làm cho hệ thống OFDM có hiệu suất sử dụng

phổ lớn hơn nhiều so với các kỹ thuật điều chế thông thường. Nhờ đó OFDM là

chia dòng dữ liệu tốc độ cao thành các dòng dữ liệu tốc độ thấp hơn và phát đồng

thời trên một số các sóng mang, ta thấy rằng trong một số điều kiện cụ thể, có thể

tăng dung lượng đáng kể cho hệ thống OFDM bằng cách làm thích nghi tốc độ dữ

liệu trên mỗi sóng mang tuỳ theo tỷ số tín hiệu trên tạp nhiễu (SNR) của sóng mang

đó.

Kỹ thuật OFDM do R.W Chang phát minh năm 1966 ở Mỹ. Trải qua 40 năm

hình thành và phát triển nhiều công trình khoa học về kỹ thuật này đã được thực

hiện ở khắp nơi trên thế giới. Đặc biệt là các công trình của Weistein và Ebert,


27


người đã chứng minh rằng phép điều chế OFDM có thể thực hiện bằng phép biến

đổi IDFT và phép giải điều chế bằng phép biến đổi DFT. Phát minh này cùng với

sự phát triển của kỹ thuật số làm cho kỹ thuật điều chế OFDM được ứng dụng rộng

rãi. Thay vì sử dụng IDFT người ta có thể sử dụng phép biến đổi nhanh IFFT cho

bộ điều chế OFDM, sử dụng FFT cho bộ giải điều chế OFDM.

2.2. Các ưu điểm và nhược điểm

Ưu điểm:

- OFDM tăng hiệu suất sử dụng bằng cách cho phép chồng lấp những sóng

mang con.

- Bằng cách chia kênh thông tin ra thành nhiều kênh con fading phẳng băng

hẹp, các hệ thống OFDM chịu đựng fading lựa chọn tần số tốt hơn những hệ thống

sóng mang đơn.

- OFDM loại trừ nhiễu symbol (ISI) và xuyên nhiễu giữa các sóng mang

(ICI) bằng cách chèn thêm vào một khoảng thời gian bảo vệ trước mỗi symbol.

- Sử dụng việc chèn kênh và mã kênh thích hợp, hệ thống OFDM có thể khôi

phục lại được các symbol bị mất do hiện tượng lựa chọn tần số của các kênh.

- Kỹ thuật cân bằng kênh trở nên đơn giản hơn kỹ thuật cân bằng kênh thích

ứng được sử dụng trong những hệ thống đơn sóng mang.

- Sử dụng kỹ thuật DFT để bổ sung vào các chức năng điều chế và giải điều

chế làm giảm chức năng phức tạp của OFDM.

- Các phương pháp điều chế vi sai (differental modulation) giúp tránh yêu

cầu vào bổ sung bộ giám sát kênh.

- OFDM ít bị ảnh hưởng với khoảng thời gian lấy mẫu (sample timing

offsets) hơn so với hệ thống đơn sóng mang.

- OFDM chịu đựng tốt nhiễu xung với và nhiễu xuyên kênh kết hợp.

Ngoài những ưu điểm trên thì OFDM cũng có những hạn chế.

Nhược điểm:

- Symbol OFDM bị nhiễu biên độ với một khoảng động lớn. Vì tất cả các hệ

thống thông tin thực tế đều bị giới hạn công suất, tỷ số PARR cao là một bất lợi


28


nghiêm trọng của OFDM nếu dùng bộ khuếch đại công suất hoạt động ở miền bão

hòa đều khuếch đại tín hiệu OFDM. Nếu tín hiệu OFDM tỷ số PARR lớn hơn thì sẽ

gây nên nhiễu xuyên điều chế. Điều này cũng sẽ tăng độ phức tạp của các bộ biến

đổi từ analog sang digital và từ digital sang analog. Việc rút ngắn (clipping) tín hiệu

cũng sẽ làm xuất hiện cả méo nhiễu (distortion) trong băng, lẫn bức xạ ngoài băng.

- OFDM nhạy với tần số offset và sự trượt của sóng mang hơn các hệ thống

đơn sóng mang. Vấn đề đồng bộ tần số trong hệ thống OFDM phức tạp hơn hệ

thống đơn sóng mang. Tần số offset của sóng mang gây nhiễu cho các sóng mang

con trực giao và gây nên nhiễu liên kênh làm giảm hoạt động của các bộ giải điều

chế một cách trầm trọng.

Vì vậy, đồng bộ tần số là một trong những nhiệm vụ thiết yếu cần phải đạt

trong bộ thu OFDM.

2.3. Tính trực giao trong OFDM

Một tín hiệu được gọi là trực giao nếu nó có quan hệ độc lập với tín hiệu

khác. Tính trực giao là một đặc tính cho phép truyền một lúc nhiều thông tin trên

một kênh chung mà không gây ra nhiễu. Chính sự mất tính trực giao là nguyên nhân

gây ra sự suy giảm tín hiệu trong viễn thông.

OFDM đạt được sự trực giao bằng cách cấp phát cho mỗi nguồn thông tin

một số sóng mang nhất định khác nhau. Tín hiệu OFDM đạt được chính là tổng hợp

của tất cả các sóng sin này. Mỗi một sóng mang có một chu kì sao cho bằng một số

nguyên lần thời gian cần thiết để truyền một ký hiệu (symbol duration). Tức là để

truyền một ký hiệu chúng ta sẽ cần một số nguyên lần của chu kỳ. Hình 2.1 là

trường hợp của tín hiệu OFDM với 4 sóng mang phụ.


29


Hình 2.1: Cấu trúc của một tín hiệu OFDM

Các hình (1a), (2a), (3a), (4a) là miền thời gian của các sóng mang đơn tần

với các chỉ số 1, 2, 3, 4 là số chu kỳ trên mỗi ký hiệu. Các hình (1b), (2b), (3b),

(4b) là miền tần số nhờ sử dụng biến đổi Fourier nhanh của tín hiệu. Hình phía dưới

cùng là tín hiệu tổng hợp của 4 sóng mang phụ.

Tập hợp các hàm được gọi là trực giao nếu thỏa mãn biểu thức (2.1)

Những sóng mang này trực giao với nhau vì khi nhận dạng sóng của 2 sóng

mang bất kỳ và sau đó lấy tích phân trong khoảng thời gian T sẽ có kết quả bằng

không.

2.4. Mô hình hệ thống


30


Hình 2.2: Sơ đồ khối hệ thống OFDM

2.4.1. Mã hóa kênh

Kỹ thuật mã hoá kiểm soát lỗi có thể tách và sửa lỗi xảy ra khi thông điệp

được truyền trên hệ thống thông tin số. Để thực hiện điều này, mã hoá không chỉ

truyền ký tự thông tin mà nó còn truyền một hoặc nhiều ký tự dư. Bộ giải mã sử

dụng ký tự dư để tách và chỉnh sửa lỗi xuất hiện trong khi truyền. Mã hóa FEC

(forward error control: kiểm soát lỗi tiến) trong hệ thống thông tin số gồm: Mã hoá

khối; mã hoá khối bao gồm mã hoá Reed-Solomon, BCH, vòng, Hamming, và mã

hoá khối tuyến tính generic. Mã hoá chập; Mã hoá chập và giải mã Viterbi.

Với hệ thống OFDM để sửa sai bit khi sóng mang con của hệ thống bị ảnh

hưởng của fading chọn lọc tần số và ICI gây ra bởi fading nhanh thường sử dụng

FEC là mã hóa khối Reed-Solomon và mã hóa chập.

2.4.2. Kỹ thuật phân tán dữ liệu

Do Fading chọn lọc tần số của các kênh truyền vô tuyến điển hình, các sóng

mang con OFDM nhìn chung có biên độ rất khác nhau. Suy hao nhiều trong phổ tần

số có thể làm cho sóng mang con ít tin cậy hơn sóng mang khác. Vì vậy chúng

thường hay tạo ra chùm lỗi liên tiếp hơn là lỗi phân tán ngẫu nhiên (như dưới tác


31


động của nhiễu Gaussian). Hầu hết các mã tiền sửa lỗi FEC không được thiết kế để

giải quyết lỗi chùm.

Vì vậy việc phân tán ký tự nhằm ngẫu nhiên hoá sự xuất hiện của những bit

lỗi trước khi giải mã. Tại máy phát bằng cách nào đó người ta sẽ hoán vị các bit sau

khi mã hoá, sao cho mỗi bit kế cận cách nhau nhiều bit sau khi xáo

trộn(interleaving) dữ liệu. Tại máy thu, việc hoán vị ngược lại sẽ được thực hiện

trước khi giải mã. Kỹ thuật interleaving thông thường là kỹ thuật phân tán theo khối

(block interleaving), hay cũng có thể là phân tán dạng chập (convolution

interleaving).

Nhìn chung thì mục đích cuối cùng của việc thực hiện Interleaving là đảm

bảo cho xác suất xuất hiện bit 1 và bit 0 là đều nhau.

2.4.3. Chuyển đổi Serial/Parallel và Parallel/Serial

Theo Shanon tốc độ dữ liệu cao nhất cho kênh truyền chỉ có nhiễu trắng AWGN

(không có fading):

Cmax = B.log2 (1 + S/N) [ b/s]

Với : - B là băng thông của kênh truyền [Hz]

- S/N là tỉ số tín hiệu trên nhiễu của kênh truyền.

Vì vậy muốn truyền dữ liệu với tốc độ cao hơn Cmax ta phải chia nhỏ luồng dữ liệu

tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn Cmax bằng cách sử dụng bộ

chuyển đổi nối tiếp sang song song Serial/Parallel.

Tức là chia luồng dữ liệu vào thành từng frame nhỏ có chiều dài :

k ×b Bit (k ≤ N)

với : - b là số bit trong mô hình điều chế số

- N số sóng mang,

k, N sẽ được chọn sao cho các luồng dữ liệu song song có tốc độ đủ thấp, để băng

thông tương ứng đủ hẹp, sao cho hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể

xem là phẳng. Bằng cách sử dụng bộ S/P ta đã chuyển kênh truyền fading chọn lọc

tần số thành kênh truyền fading phẳng.


32


Hình 2.3: Bộ chuyển đổi S/P

Ngược lại phía phát, phía thu sẽ dùng bộ Parallel/Serial để ghép N luồng dữ

liệu tốc độ thấp thành một luồng dữ liệu tốc độ cao duy nhất.

Hình 2.4: Bộ chuyển đổi P/S

2.4.4. Điều chế sóng mang con

Sau khi đã được mã hóa và xen rẽ, các dòng bit trên các nhánh sẽ được điều

chế BPSK, QPSK, 16-QAM, hoặc 64-QAM. Dòng bit trên mỗi nhánh được sắp xếp

thành các nhóm có Nbs (1, 2, 4, 6) bit khác nhau tương ứng với các phương pháp

điều chế BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM. Hay nói cách khác dạng điều chế được

quy định bởi số bit ở ngõ vào và cặp giá trị (I, Q) ở ngõ ra.

Chẳng hạn: khi ta sử dụng phương pháp điều chế 64-QAM thì sẽ có 6 bit đầu

vào được tổ chức thành một nhóm tương ứng cho một số phức trên đồ thị hình sao

đặc trưng cho kiểu điều chế 64-QAM (64-QAM constellation). Trong 6 bit thì 3 bit

LSB (b0 b1 b2) sẽ biểu thị cho giá trị của I, còn 3 bit MSB (b3 b4 b5) biểu thị cho giá

trị của Q.


33


2.4.5. Kỹ thuật IFT/FFT

Như đã đề cập trong phần khái niệm về OFDM, ta đã biết OFDM là kỹ thuật điều

chế đa sóng mang, trong đó dữ liệu được truyền song song nhờ rất nhiều sóng mang

phụ. Để làm được điều này, cứ mỗi kênh phụ, ta cần một máy phát sóng sin, một bộ

điều chế và một bộ giải điều chế. Trong trường hợp số kênh phụ là khá lớn thì cách

làm trên không hiệu quả, nhiều khi là không thể thực hiện được.

Nhằm giải quyết vấn đề này, khối thực hiện chức năng biến đổi DFT/IDFT được

dùng để thay thế toàn bộ các bộ tạo dao động sóng sin, bộ điều chế, giải điều chế

dùng trong mỗi kênh phụ. FFT/IFFT được xem là một thuật toán giúp cho việc thực

hiện phép biến đổi DFT/IDFT nhanh và gọn hơn bằng cách giảm số phép nhân phức

khi thực hiện phép biến đổi DFT/IDFT.

Ta quy ước: Chuỗi tín hiệu vào X(k) , 0 ≤ k ≤ N-1

Khoảng cách tần số giữa các sóng mang là: ∆f

Chu kỳ của một ký tự OFDM là: Ts

Tần số trên sóng mang thứ k là fk = f0 + k∆f

Tín hiệu phát đi có thể biểu diễn dưới dạng:

,


b0 b1 b2 I b3 b4 b5 Q

000 -7 000 -7

001 -5 001 -5

011 -3 011 -3

010 -1 010 -1

110 1 110 1

111 3 111 3

101 5 101 5

100 7 100 7

34


=

Trong đó:

Là tín hiệu băng gốc.

Ở băng gốc:

+ Nếu lấy mẫu tín hiệu với một chu kỳ Ts/N, tức là chọn N mẫu trong một

chu kỳ tín hiệu, phương trình (2.2) được viết lại như sau:

+ Nếu thỏa mãn điều kiện:

Thì các sóng mang sẽ trực giao với nhau, lúc này phương trình trên được viết

lại:

Phương trình trên chứng tỏ tín hiệu ra của bộ IDFT là một tín hiệu rời rạc

cũng có chiều dài là N nhưng trong miền thời gian.

Tại bộ thu, bộ DFT được sử dụng để lấy lại tín hiệu X(k) ban đầu

Thật vậy, ta có :

= =

Ở đây, hàm là hàm delta, được định nghĩa là:


35


2.4.6. Khoảng bảo vệ

Giả thiết một mẫu tín hiệu OFDM có độ dài là TS . Chuỗi bảo vệ là một

chuỗi tín hiệu có độ dài là TG ở phía sau sao chép lên phần phía trước của tín hiệu

này. Sự sao chép này có tác dụng chống lại nhiễu ISI(nhiễu liên ký tự) gây ra bởi

hiệu ứng đa đường.

Nguyên tắc này được giải thích như sau:

Giả thiết máy phát phát đi 1 khoảng tín hiệu hình sin có chiều dài là TS. Sau

khi chèn chuỗi bảo vệ tín hiệu này có chu kỳ là T= TS + TG. Do hiệu ứng đa đường

tín hiệu này sẽ đến máy thu qua nhiều tuyến đường truyền với trễ truyền dẫn khác

nhau. Để đơn giản cho việc giải thích nguyên lý này, hình dưới chỉ mô tả tín hiệu

thu được từ hai tuyến truyền dẫn, trong đó một tuyến truyền dẫn không có trễ, tuyến

còn lại trễ so với tuyến đầu tiên làτmax .

Ở tuyến đầu tiên ta nhận thấy mẫu tín hiệu thứ (k-1) không chồng lấn lên

mẫu tín hiệu thứ k. Điều này là do ta giả sử rằng tuyến đầu tiên không có trễ truyền

dẫn. Tuy nhiên ở tuyến 2, mẫu tín hiệu thứ (k-1) bị dịch sang mẫu tín hiệu thứ k

một khoảng là τmax do trễ truyền dẫn. Tương tự như vậy mẫu tín hiệu thứ k bị dịch

sang tín hiệu thứ (k+1) một khoảng cũng là τmax . Tín hiệu thu được ở máy thu sẽ là

tổng của tín hiệu tất cả các tuyến. Sự dịch tín hiệu do trễ truyền dẫn trong các

phương pháp điều chế thông thường sẽ gây ra nhiễu ISI. Tuy nhiên trong hệ thống

OFDM có sử dụng chuỗi bảo vệ sẽ loại bỏ được nhiễu này. Trong trường hợp TG

≥τmax như mô tả ở hình 2.5, thì phần bị chồng lấn tín hiệu gây nhiễu ISI chỉ nằm

trong khoảng của chuỗi bảo vệ. Khoảng tín hiệu có ích có độ dài TS không bị chồng

lấn bởi các mẫu tín hiệu khác. Ở phía thu, chuỗi bảo vệ sẽ bị gạt bỏ trước khi gửi

đến bộ giải điều chế OFDM. Điều kiện quyết định để đảm bảo hệ thống OFDM

không bị ảnh hưởng bởi nhiễu ISI là:

TG ≥τmax


36


Hình 2.5: Mô tả ứng dụng của chuỗi bảo vệ trong việc chống nhiễu ISI

Việc sử dụng chuỗi bảo vệ sẽ đảm bảo được tính trực giao của các sóng

mang phụ, do vậy đơn giản hóa cấu trúc bộ ước lượng kênh truyền, bộ cân bằng tín

hiệu ở phía máy thu. Tuy nhiên chuỗi bảo vệ không mang thông tin có ích nên phổ

tín hiệu của hệ thống bị giảm đi một hệ số là:

hieu suat= phat/thu

Hình 2.6: Trải trễ nhỏ hơn khoảng bảo vệ sẽ không gây ra ISI và ICI


37


Hình 2.7: Thành phần của ký tự OFDM thu được khi truyền qua kênh

Multipath, (a) không có khoảng bảo vệ, (b) có khoảng bảo vệ.


38


Hình 2.8: Những ký tự OFDM thu được sau khi truyền qua kênh truyền Multipath,

(a) không khoảng bảo vệ, (b) có khoảng bảo vệ

Hình 2.7 minh họa khái niệm chèn khoảng thời gian bảo vệ trong hệ thống OFDM

và hình 2.8 minh họa ý tưởng dùng khoảng bảo vệ để loại bỏ khoảng ISI giữa

những ký tự OFDM, ở hình 2.8 (a) thì ký tự OFDM thu được bị can nhiễu bởi ký tự

OFDM trước nó, ở hình 2.8 (b) thì ký tự OFDM thu được không còn bị ảnh hưởng

của ký tự OFDM trước đó. Trong khoảng thời gian bảo vệ, máy thu bỏ qua tất cả

các tín hiệu, như vậy có nghĩa là khoảng bảo vệ là khoảng vô ích, nó không mang


39


dữ liệu có ích. Lựa chọn khoảng bảo vệ liên quan đến thời gian trễ của echo, đồng

thời cũng liên quan mật thiết đến số lượng sóng mang. Trong thực tế khoảng thời

gian bảo vệ được tạo ra bằng cách lặp lại một tỷ lệ của dòng bit tích cực trong chu

kỳ trước đó, khoảng bảo vệ được chọn dựa vào khoảng thời gian tích cực của

symbol, có thể là 1/4, 1/8, 1/16, 1/32 thời gian symbol tích cực. Thât ra ý tưởng của

phương pháp này có từ giữa những năm 1980. Nhưng do lúc đó còn hạn chế về mặt

công nghệ (khó tạo ra các bộ điều chế và giải điều chế đa sóng mang giá thành thấp

theo biến đổi nhanh Fourier (Inverse Fast Fourier Transform – IFFT) nên cho tới

nay dựa trên những thành tựu của công nghệ mạch tích hợp, phương pháp này mới

được đưa vào thực tiễn.

2.4.7. Biến đổi D/A và A/D

Chuỗi symbol rời rạc s[n] sau khi được chèn khoảng bảo vệ ΔG, sẽ được đưa

vào bộ biến đổi từ số sang tương tự D/A và bộ lọc thông thấp (low pass filter) tạo ra

tín hiệu liên tục s(t) để có thể đưa ra kênh truyền vô tuyến.

Hình 2.9: Bộ chuyển đổi D/A và A/D

Ở phía thu, bộ A/D làm động tác ngược lại bộ D/A, bộ A/D sẽ lấy mẫu tín

hiệu OFDM thu được s’(t), lượng tử và mã hóa cho ra tín hiệu số rời rạc, sau đó tín

hiệu rời rạc này sẽ đi qua bộ Guard Interval Removal để loại bỏ khoảng bảo vệ.


40


2.4.8. Up-Converter Bộ và Down-Converter

Các bộ Up-Converter và Down-Converter chính là các bộ đổi tần số cân

băng (Balance Modulator). Sau khi qua bộ biến đổi D/A và lọc thông thấp, tín hiệu

s(t) lên tần số cao tạo thành tín hiệu sRF(t) để anten phát có thể dễ dàng bức xạ tín

hiệu ra không gian. Ơ phía thu, tín hiệu rRF(t) thu được từ anten phát sẽ được đổi tần

xuống thành tín hiệu r(t) nhờ bộ Down-Converter.

Hình 2.10: Bộ up-converter và down-converter

2.4.9. Bộ Equalizer

Do các kênh sóng mang phụ có băng thông hẹp chỉ chịu Fading phẳng, nên

một bộ Equalizer đơn giản được sử dụng nhằm tối ưu tín hiệu rời rạc trước khi cho

qua bộ giải điều chế số demoulation hay de-mapper, để giảm bớt tỉ số bit lỗi BER

của hệ thống.

Việc chèn CP vào mỗi symbol tại phía phát đã làm cho phép chập tuyến tính

kể hợp trở thành phép chập vòng trong khoảng thời gian ts. Phép chập tuyến tính

giữa cn và sn trong trường hợp không có nhiễu như sau:


41


1

1

1

0

012

21

012

01

0

1

1

1

0

.

000

000

000000000000

NN s

s

s

s

s

ccc

ccc

ccccc

c

r

r

r

r

r

1

1

0

1

012

21

012

01

0

1

1

0

1

0

.

000

000

000000000000

~

~~

N

N

N

N x

xxx

x

ccc

ccc

ccccc

c

x

xx

r

r

Nhờ khoảng bảo vệ CP ta có phép chập vòng giữa cn và xn như sau:

1

2

3

21

1

0

012

21

012

01

0

1

2

3

2

1

0

.

000

000

000000000000

~~~

~~~

N

N

N

N

N

N

xxx

xxx

ccc

ccc

ccccc

c

xxx

xxx

1~ N

nknknk xcx

Với x-n = xN-n , k = 1,2,…,N-1

Khi này trong trường hợp không nhiễu theo định lý chập vòng ta có:

kkk CXX ~

Với: 121~,,~,~

NXXX là FFT của 121~,,~,~

Nxxx

121 ,,, NXXX là FFT của 121 ,,, Nxxx


42


121 ,,, NCCC là FFT của 121 ,,, Nccc

Biểu thức trên cho thấy nếu ta ước lượng chính xác đáp ứng xung của kênh

truyền c(t) ta có thể loại bỏ hoàn toàn ảnh hưởng của kênh truyền bằng một bộ

nhân, có tác dụng nhân 1~X với 1/Ck , đây chính là một bộ equlizer miền tần số (hình

2.11).

Equalizer0

~X

1~X

1~

NX

0X̂

1X̂

1ˆ

NX

0/1 C

1/1 C

1/1 NC

Hình 2.11: Bộ Equalizer miền tần số.

Ngoài ra để cải thiện BER người ta còn sử dụng thêm các khối FEC

(Forward Error Correction) để sửa lỗi đơn, sử dụng thêm khối Interleavers để hoán

đổi vị trí biến các bit lỗi dạng chùm thành các bit đơn để FEC có thể sửa được.

2.5. Mô phỏng hệ thống OFDMMô phỏng OFDM dựa trên các chỉ tiêu kỹ thuật của IEEE 802.11a.

Thông số Giá trị

FFT . nFFT 64

Số sóng mang con được dùng. nDSC 52

Tần số lấy mẫu FFT 20MHz

Tần số sóng mang con 312.5kHz

Khoảng sóng mang con {-26 to -1, +1 to +26}

Độ dài khoảng bảo vệ, Tcp 0.8us

Độ dài ký tự dữ liệu, Td 3.2us

Độ dài symbol, Ts 4us


43


Áp dụng cho kênh Rayleigh đa đường, dự kiến bit lỗi được tính như sau:

Quá trình mô phỏng được thực hiện như sau:

- Tạo chuổi bit nhị phân ngẫu nhiên.

- Dùng điều chế BPSK.

- Gán các ký mẫu OFDM cho nhiều sóng mang con dữ liệu từ -26 đến -1 và 1 đến 26.

- Chèn kênh Fading Rayleigh.

- Sắp xếp các mẫu để tạo thành một chuổi truyền dài.

- Thêm nhiễu Gaussian.

- Phân nhóm vector nhận loại bỏ tiền tố.

- Chuyển đổi trong miền thời gian thành miền tần số.

- Phân chia các biểu tượng nhận được với các đáp ứng của kênh tần số.

- Thực hiện các sóng mang con mong muốn.

- Giải điều chế và chuyển đổi bit.

- Đếm số lượng các bit lỗi.

- Lặp lại với nhiều giá trị Bb/No

Ta có kết quả sau:


44


Hình 2.12: Kết quả mô phỏng BER OFDM

Đồ thị BER của hệ thống OFDM với phương pháp điều chế BPSK với kênh

fading rayleigh. Tuy băng thông khá rộng nhưng do sử dụng nhiều sóng mang phụ

nên băng thông của mỗi kênh khá hẹp. Nên khi ta tăng tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR

thì BER của hệ thống sẽ giảm.

Kết quả mô phỏng hoàn toàn phù hợp với kết quả lý thuyết.


45


CHƯƠNG III: HỆ THỐNG MIMO

3.1. Tổng quan về hệ thống MIMO

3.1.1. Khái niệm về hệ thống MIMO:

Kỹ thuật MIMO ( multiple input multiple output) trong truyền thông là kỹ thuật sử

dụng nhiều anten phát và nhiều anten thu để truyền dữ liệu.

Ưu điểm của MIMO:

- Tăng độ phân tập của kênh truyền fading, do đó có thể giảm xác suất lỗi.

- Tăng dung lượng của kênh truyền do đó có thể tăng được tốc độ dữ liệu.

Tuy nhiên chi phí cho thiết bị cao hơn nhiều (do sử dụng nhiều anten phát và thu),

cùng với giải thuật xử lý tín hiệu phức tạp hơn.

Hình 3.1: Tổng quan hệ thống MIMO

Vào năm 1984, Jack Winters thuộc phòng thí nghiệm Bell đã xin cấp bằng

sáng chế về việc sử dụng đa anten trong hệ thống vô tuyến. Năm 1985, đồng nghiệp

của Winters tại phòng thí nghiệm Bell là Jack Salz đã xuất bản công trình về MIMO

dựa tên những nghiên cứu của Winters. Từ năm 1986 tới năm 1995, nhiều bài báo

về MIMO liên tục được đưa ra. Vào năm 1996, trong khi đang nghiên cứu tại đại


46


học stanford, Greg Raleigh và VK jones đã khám phá ra hiện tượng phản xạ đa

đường do sóng vô tuyến va chạm các vật cản đã tạo ra các kênh truyền ảo riêng rẻ

trong hệ thống MIMO, từ đó Greg Raleigh đã viết một bài báo chỉ ra rằng hiện

tượng đa đường là yếu tố giúp tăng dung lượng kênh truyền. Cũng trong năm 1996

G.J.Foschini thuộc phòng thí nghiệm Bell đã đưa ra kiến trúc D-BLAS (Diagonal-

Bell Laboratories Layered Space-Time) cho truyền dẫn vô tuyến trong môi trường

fading khi sử dụng đa anten (MIMO). Năm 1998, P.W.Wolniansky và các đồng

nghiệp thuộc phòng thí nghiệm Bell đã đưa ra kỹ thuật V-BLAST (Vertical- Bell

Laboratories Layered Space-Time) với hiệu suất sử dụng băng thông lần đầu tiên

lên tới 20-40 bps/Hz, Siavash M.Alamouti cũng đưa ra sơ đồ phân tập phát đơn giản

sử dụng 2 anten phát và 1 anten thu, sơ đồ này có thể mở rộng ra M anten thu để

cung cấp độ lợi phân tập 2M. Năm 2003, Airgo đã tung chip MIMO đầu tiên. Năm

2004, IEEE đã lập nhóm TGn nghiên cứu chuẩn 802.11n dựa trên hệ thống MIMO

kết hợp với kĩ thuật OFDM. Năm 2006, TGn đã đưa ra bản nháp đầu thiên của

802.11n để thảo luận nhằm đưa ra các thay đổi sửa lỗi và cải tiến.

3.1.2. Các kỹ thuật phân tập

Trong các hệ thống thông tin vô tuyến di động, các kỹ thuật phân tập được

sử dụng rộng rãi để giảm ảnh hưởng của Fading đa đường và cải thiện độ tin cậy

của truyền dẫn mà không phải tăng công suất phát hoặc mở rộng băng thông. Kỹ

thuật phân tập dựa trên các mô hình mà ở đó tại bộ thu sẽ nhận được các bản sao

chép của tín hiệu phát, tất cả các sóng mang sẽ có cùng một thông tin nhưng sự

tương quan về Fading thống kê là rất nhỏ. Ý tưởng cơ bản của phân tập là ở chỗ,

nếu hai hoặc nhiều mẫu độc lập của tín hiệu được đưa tới và các mẫu đó bị ảnh

hưởng của Fading là độc lập với nhau, có nghĩa là trong số chúng, có những tín hiệu

bị ảnh hưởng nhiều, trong khi các mẫu khác bị ảnh hưởng ít hơn. Điều đó có nghĩa

là khả năng của các mẫu đồng thời chịu ảnh hưởng của Fading dưới một mức cho

trước là thấp hơn nhiều so với khả năng một vài mẫu độc lập bị nằm dưới mức đó.

Do vậy, bằng cách kết hợp một cách thích hợp các mẫu khác nhau sẽ dẫn tới giảm

ảnh hưởng của Fading và do đó tăng độ tin cậy của việc phát tín hiệu. Một số


47


phương pháp phân tập được sử dụng để có được chất lượng như mong muốn tương

ứng với phạm vi phân tập được giới thiệu, các kỹ thuật phân tập được phân lớp

thành phân tập thời gian, tần số và phân tập không gian.

- Phân tập thời gian

Phân tập theo thời gian có thể thu được qua mã hóa và xen kênh. Sau đây ta

sẽ so sánh hai trường hợp: truyền ký tự liên tiếp và dùng xen kênh khi độ lợi kênh

truyền rất nhỏ.

Hình 3.2: Phân tập theo thời gian

Từ hình vẽ ta thấy rằng: từ mã x2 bị triệt tiêu bởi Fading nếu không dùng bộ

xen kênh, nếu dùng bộ xen kênh thì mỗi từ mã chỉ mất một ký tự và ta có thể phục

hồi lại từ 3 ký tự ít bị ảnh hưởng bởi Fading.

Phân tập thời gian có thể đạt được bằng cách truyền dữ liệu giống nhau qua

những khe thời gian khác nhau, tại nơi thu các tín hiệu Fading không tương quan

với nhau. Khoảng cách thời gian yêu cầu ít nhất bằng thời gian nhất quán của kênh

truyền hoặc nghịch đảo của tốc độ Fading.

cd fvc

f .1

.


48


Mã điều khiển lỗi thường được sử dụng trong hệ thống truyền thông để cung

cấp độ lợi mã (coding gain) so với hệ thống không mã hóa. Trong truyền thông di

động, mã điều khiển lỗi kết hợp với xen kênh để đạt được sự phân tập thời gian.

Trong trường hợp này, các phiên bản của tín hiệu phát đến nơi thu dưới dạng dư

thừa trong miền thời gian. Khoảng thời gian lặp lại các phiên bản của tín hiệu phát

được quy định bởi thời gian xen kênh để thu được Fading độc lập ở ngõ vào bộ giải

mã. Vì tốn thời gian cho bộ xen kênh dẫn đến trì hoãn việc giải mã, kỹ thuật này

thường hiệu quả trong môi trường Fading nhanh, ở đó thời gian nhất quán của kênh

truyền nhỏ. Đối với kênh truyền Fading chậm nếu xen kênh quá nhiều thì có thể dẫn

đến trì hoãn đáng kể.

- Phân tập tần số

Trong phân tập tần số, sử dụng các thành phần tần số khác nhau để phát cùng

một thông tin. Các tần số cần được phân chia để đảm bảo bị ảnh hưởng của fading

một cách độc lập. Khoảng cách giữa các tần số phải lớn hơn vài lần băng thông nhất

quán để đảm bảo rằng fading trên các tần số khác nhau là không tương quan với

nhau. Trong truyền thông di động, các phiên bản của tín hiệu phát thường được

cung cấp cho nơi thu ở dạng dư thừa trong miền tần số còn được gọi là trải phổ, ví

dụ như trải phổ trực tiếp, điều chế đa sóng mang và nhảy tần. Kỹ thuật trải phổ rất

hiệu quả khi băng thông nhất quán của kênh truyền nhỏ. Tuy nhiên, khi băng thông

nhất quán của kênh truyền lớn hơn băng thông trải phổ, trải trễ đa đường sẽ nhỏ hơn

chu kỳ của tín hiệu. Trong trường hợp này, trải phổ là không hiệu quả để cung cấp

phân tập tần số. Phân tập tần số gây ra sự tổn hao hiệu suất băng thông tùy thuộc

vào sự dư thừa thông tin trong cùng băng tần số.

- Phân tập không gian

Phân tập không gian còn gọi là phân tập anten. Phân tập không gian được sử

dụng phổ biến trong truyền thông không dây dùng sóng viba. Phân tập không gian

sử dụng nhiều anten hoặc chuỗi array được sắp xếp trong không gian tại phía phát

hoặc phía thu. Các anten được phân chia ở những khoảng cách đủ lớn, sao cho tín

hiệu không tương quan với nhau.


49


Yêu cầu về khoảng cách giữa các anten tùy thuộc vào độ cao của anten, môi

trường lan truyền và tần số làm việc. Khoảng cách điển hình khoảng vài bước sóng

là đủ để các tín hiệu không tương quan với nhau. Trong phân tập không gian, các

phiên bản của tín hiệu phát được truyền đến nơi thu tạo nên sự dư thừa trong miền

không gian. Không giống như phân tập thởi gian và tần số, phân tập không gian

không làm giảm hiệu suất băng thông. Đặc tính này rất quan trọng trong truyền

thông không dây tốc độ cao trong tương lai.

Tùy thuộc vào việc sử dụng nhiều anten hoặc ở nơi phát hoặc nơi thu mà người ta

chia phân tập không gian thành ba loại:

- phân tập anten phát (hệ thống MISO)

- phân tập anten thu (hệ thống SIMO)

- phân tập anten phát và thu (hệ thống MIMO).

Trong phân tập anten thu, nhiều anten được sử dụng ở nơi thu để nhận các phiên

bản của tín hiệu phát một cách độc lập. Các phiên bản của tín hiệu phát được kết

hợp một cách hoàn hảo để tăng SNR của tín hiệu thu và làm giảm bớt Fading đa

đường.

3.1.3. Độ lợi trong hệ thống MIMO

- Độ lợi beamforming

Beamforming giúp hệ thống tập trung năng lượng bức xạ theo hướng mong

muốn giúp tăng hiệu quả công suất, giảm can nhiễu và tránh được can nhiễu tới từ

các hướng không mong muốn, từ đó giúp cải thiện chất lượng kênh truyền và tăng

độ bao phủ của hệ thống. Để có thể thực hiện Beamforming, khoảng cách giữa các

anten trong hệ thống MIMO thường nhỏ hơn bước sóng (thông thường là 2/ ),

Beamforming thường được thực hiện trong môi trường ít tán xạ .Khi môi trường tán

xạ mạnh hệ thống MIMO có thể cung cấp độ lợi ghép kênh không gian và độ lợi

phân tập.


50


TX RX

Hình 3.3: Kỹ thuật Beamforming

- Độ lợi ghép kênh không gian (spatial multiplexing)

TX RX

Hình 3.4: Ghép kênh không gian giúp tăng tốc độ truyền

Tận dụng các kênh truyền song song có được từ đa anten tại phía phát và

phía thu trong hệ thống MIMO, các tín hiệu sẽ được phát độc lập và đồng thời ra

các anten (hình 3.4), nhằm tăng dung lượng kênh truyền mà không cần tăng công

suất phát hay tăng băng thông hệ thống. Dung lượng hệ thống sẽ tăng tuyến tính

theo số các kênh truyền song song trong hệ thống. Để cực đại độ lợi ghép kênh qua

đó cực đại dung lượng kênh truyền thuật toán V-BLAST (Vertical- Bell

Laboratories Layered Space-Time) được áp dụng.

- Độ lợi phân tập (spatial diversity)

TX RX

Hình 3.5: Phân tập không gian giúp cải thiện SNR

Trong truyền dẫn vô tuyến, mức tín hiệu luôn thay đổi, bị Fading liên tục

theo không gian, thời gian và tần số, khiến cho tín hiệu tại nơi thu không ổn định,


51


việc phân tập cung cấp cho các bộ thu các bản sao tín hiệu giống nhau qua các kênh

truyền Fading khác nhau (hinh 3.5), bộ thu có thể lựa chọn hay kết hợp hay kết hợp

các bản sao tín hiệu này để giảm thiểu tốc độ sai bit BER, chống Fading qua đó tăng

độ tin cậy của hệ thống. Để cực đại độ lợi phân tập, giảm BER và chống lại Fading,

thuật toán STBC (Space-Time Block Code) và STTC (Space-Time Trellis Code)

được áp dụng.

Thực tế, để hệ thống có dung lượng cao, BER thấp, chống được Fading, ta

phải có sự tương quan giữa độ lợi phân tập và độ lợi ghép kênh trong việc thiết kế

hệ thống.

3.2. Kỹ thuật mã hóa không gian thời gian trong hệ thống MIMO

3.2.1. Mã khối không gian thời gian STBC

Để có thể cải thiện chất lượng lỗi của truyền dẫn nhiều anten người ta có khả

năng kết hợp mã hóa chống lỗi với thiết kế phân tập phát. Mã chống lỗi kết hợp với

các phương pháp phân tập có thể vừa đạt được độ tăng ích mã lại vừa có lợi từ việc

phân tập, tuy nhiên ta sẽ gặp phải vấn đề tổn thất về băng thông do việc dư thừa của

mã.

Chúng ta xem xét một hệ thống thông tin sử dụng mã không gian thời gian

trên băng gốc với NT antenna phát và NR antenna thu như hình 3.6. Các dữ liệu phát

đi được mã hóa bởi bộ mã hóa không gian thời gian.

Hình 3.6: Mô hình hệ thống băng gốc.


52


Tại mỗi khoảng thời gian t, một khối gồm m symbol thông tin nhị phân được

biểu diễn bởi:

Được đưa vào bộ mã hóa không gian - thời gian. Bộ mã hóa không gian thời

gian sẽ ánh xạ khối dữ liệu vào nhị phân m với NT symbol điều chế từ một tập tín

hiệu của M = 2m điểm. Dữ liệu được mã hóa sẽ được đưa tới bộ biến đổi nối tiếp /

song song (S/P) sinh ra một chuỗi NT symbol song song, được sắp xếp vào vectơ NT

x1 cột.

Ở đây T biểu thị sự chuyển vị của ma trận, các đầu ra song song NT đồng

thời được phát bởi NT antenna khác nhau, ở đây symbol , 1 ≤ i ≤ NT được phát đi

bởi anten i và tất cả các symbol được phát trong cùng một khoảng thời gian T giây.

Vectơ của các symbol được điều chế mã như được gọi là symbol không gian-thời

gian.

STBC (Space Time Block Codes) là kỹ thuật mã hóa tín hiệu theo không

gian và thời gian nhằm khai thác độ lợi phân tập không gian và phân tập thời gian

của kênh truyền vô tuyến.

Mã STBC được đưa ra dưới dạng một ma trân. Mỗi cột tượng trưng cho một

khe thời gian, còn mỗi hàng tượng trưng cho quá trình phát của 1 anten trên toàn

miền thời gian.

Anten truyền

Khe thời gian

Hình 3.7: Ma trận mã STBC.

Trong đó, sij là symbol điều chế được phát từ anten thứ j vào khe thời gian thứ i.

Ở đây có T khe thời gian và NT anten phát và NR anten thu.

Các định nghĩa trong STBC-MIMO


53


- Tỷ lệ mã: của 1 mã khối không gain thời gian được định nghĩa như tỷ số giữa số

symbol mà bộ mã hóa đưa vào đầu vào của nó và số khe thời gian của 1 khối. Nếu 1

khối mã hóa k symbol thì tỷ lệ mã là:

- Hiệu suất phổ của hệ thống:

- Độ phân tập:

Gọi 1 từ mã là:

1 từ mã khác là :

Khi đó, ta có ma trận

Nếu ma trận D có hạng đầy đủ (full rank) cho mọi cặp từ x ≠ x’ bất kỳ thì ta

đạt được sự phân tập lớn nhất có thể NTNR.

3.2.2. Mã lưới không gian thời gian STTC

STTC cho phép phân tập đầy đủ và độ lợi mã cao, STTC là loại mã chập

được mở rộng cho trường hợp MIMO. Cấu trúc mã chập đặt biệt phù hợp với truyền

thông vũ trụ và vệ tinh, do chỉ sử dụng bộ mã hóa đơn giản nhưng đạt được hiệu

quả cao nhờ vào phương pháp giải mã phức tạp.

Nếu như STBC xử lý độc lập từng khối kí tự đầu vào để tạo ra một chuỗi các

vevtor mã độc lập, thì STTC xử lý từng chuỗi ký tự đầu vào để tạo ra từng chuỗi

vector mã phụ thuộc vào trạng thái mã trước đó của bộ mã hóa.

Bộ mã hóa tạo các vector mã bằng cách dịch chuyển các bit dữ liệu qua

thanh ghi dịch qua K tầng mỗi tầng có k bit. Một bộ n phép cộng nhị phân với đầu

vào là K tầng sẽ tạo ra vector mã n bit cho mỗi k bit đầu vào. Tại một thời điểm, k

bit dữ liệu đầu vào sẽ được dịch vào tầng đầu tiên của thanh ghi dịch, k bit của tầng


54


đầu sẽ được dịch vào k bit của tầng kế. Mỗi lần dịch k bit dữ liệu vào sẽ tạo ra một

vector mã n bit.

Tốc độ mã là Rc = k/n.

K là số tầng của thanh ghi dịch được gọi là constraint length của bộ mã. Hình

dưới cho ta thấy rõ mỗi vector mã trong mã lưới phụ thuộc vào kK bit, bao gồm k

bit dữ liệu vào tần đầu tiên và (K-1)k bit của K-1 tầng cuối của bộ mã hoá, K-1 tầng

cuối này gọi là trạng thái của bộ mã hoá, trong khi đó chỉ có k bit dữ liệu đầu vào

trong mã khối ảnh hưởng tới vector mã.

Hình 3.8: Sơ đồ mã lưới

Mã lưới được biểu diễn thông qua lưới mã (code trellis) hoặc sơ đồ trạng thái

(state diagram) mô tả sự biến đổi từ trạng thái hiện tại sang trạng thái kế tiếp tuỳ

thuộc k bit dữ liệu đầu vào ví dụ: Bộ mã lưới k = 1, K = 3 và n = 2.

Hình 3.9: Mô tả sơ đồ mã hóa với k = 1, K = 3 và n = 2


55


Hình 3.10: Lưới mã và sơ đồ trạng thái với k = 1, K = 3 và n = 2

Tín hiệu nhận được tại máy thu sẽ được bộ giải mã tương quan tối đa không

gian-thời gian STMLD (Space-Time Maximum Likelihood Decoder) giải mã. Bộ

STMLD sẽ được thực hiện thành giải thuật vector Viterbi, đường mã nào có metric

tích luỹ nhỏ nhất sẽ được chọn là chuỗi dữ liệu được giải mã. Độ phức tạp của bộ

giải mã tăng theo hàm mũ với số trạng thái trên giản đồ chòm sao và số trạng thái

mã lưới, một bộ mã STTC có bậc phân tập là D truyền dữ liệu với tốc độ R bps thì

độ phức tạp của bộ giải mã tỉ lệ với hệ số 2R(D-1).

STTC cung cấp độ lợi mã tốt hơn nhiều STBC độ lợi mã của STTC tăng lên

khi tăng số trạng thái của lưới mã. Tuy nhiên độ phức tạp của STBC thấp hơn nhiều

độ phức tạp của STTC, do STBC được mã hoá và giải mã đơn giản nhờ vào các giải

thuật xử lý tuyến tính, nên STBC phù hợp với các ứng dụng thực tế trong hệ thống

MIMO hơn STTC.

3.3. Mô hình hệ thống MIMO

Đối với hệ thống đa anten gồm có NT anten phát và NR anten thu.


56


Với biểu diễn tín hiệu nhận được từ NR chiều (NR anten). biểu

diễn tín hiệu truyền đi bởi NT anten. ký hiệu nhiễu trắng Guass với phân bố

chuẩn ).,0( 2N tR NNCH là ma trận kênh truyền chứa các hệ số h ij, kích thước

NR×NT, hij biễu diễn độ lợi của kênh truyền từ anten phát j đến anten thu i.

Phương sai của tín hiệu phát đi là:

Với E là phép tính kỳ vọng và là phép chuyển vị và lấy liên hợp phức của x

Tổng công suất phát đi trong 1 chu kì symbol là P. Và điều kiện ràng buộc là

P≥trace(Q)Trace là phép toán lấy hạng của ma trận.

Giả sử công suất phát của mỗi anten là như nhau và bằng P/nT.

Nhiễu tại bộ thu được biểu diễn qua vectơ n [nR, 1]. Các thành phần nhiễu có

phân phối Guass độc lập thống kê và trung bình bằng 0. Phương sai của tín hiệu

nhiễu là :

Mỗi anten thu chịu công suất nhiễu là

Với Pr là công suất trung bình của mỗi anten, và chúng ta giả sử rằng tổng

công suất thu được ở 1 anten bẳng tổng công suất phát Pr=P.

Tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR tại mỗi anten thu là :

- Dung lượng của kênh truyền MIMO

Ma trận kênh truyền H của kênh truyền MIMO định trước và được xem là

bất biến trong suốt thời gian truyền và tổng công suất phát trên NT là P được xem là

không đổi.


57


Theo lý thuyết tách ma trận SVD cho ma trận bất kì ta có.

Với D là ma trận đường chéo với các hệ số thực không âm có kích thước (nR

x nT), U và V là ma trận vuông (nR x nR) và (nT x nT). Các ma trận này có những tính

chất trực giao: và

Các hệ số thực của D là d1 d2 …dN với N = min(Nt,Nr) có thể tính được

bằng căn bậc hai của các trị riêng n ma trận

Tín hiệu ở phía thu nhận được là:

Nhân ma trận vào cả hai vế của phương trình trên và ta được:

Đặt r’ = r, x’ = x, n’ = n. Vectơ n’ có phần thực và phần ảo là biến ngẫu nhiên

Gaussian trung bình 0.

Vì thế kênh truyền ban đầu có thể viết lại dưới dạng như sau:

Đặt là căn của các giá trị riêng khác 0 của , với i = 1, 2…u. Các

thành phần tín hiệu nhận được có dạng:

i=1, 2…u

i=u+1...N

Sơ đồ hệ thống tương đương:


58


Mô hình phân tập khi NT >NR

Hình 3.12: Mô hình phân tập khi NT >NR

Khi NT<NR


Hình 3.11 : Chuyển đổi kênh truyền MIMO thành các kênh truyền song song

59


Hình 3.13: Mô hình phân tập khi NT<NR

Giả sử rằng công suất phát của mỗi anten trong mô hình tương đương MIMO

là P/NT.

Chúng ta có thể tính dung lượng kênh truyền tổng cộng qua công thức

Shannon:

C là tổng dung lượng kênh truyền.

B là băng thông mỗi kênh truyền đơn và là công suất tín hiệu nhận được

trên mỗi kênh truyền đơn.

Vì thế dung lượng tổng cộng có thể viết lại như sau:

Hay là :


60


3.3.1. Sơ đồ Alamouti

Trong sơ đồ Alamouti (hình 3.13) bộ mã hóa space-time encoder sẽ mã hóa 2

ký tự liên tiếp [c1 c2] với c1,c2 thuộc chòm sao điều chế }),...,,{,( 2121 MsssSccS

thành ma trận.

*12

*21

cccc

C

Ma trận C gọi là ma trận mã, ma trận này là ma trận trực giao có tính chất:

22

22

122

21

22

21

00

Icccc

ccCC

Trong chu kỳ thứ nhất bộ phát sẽ phát đồng thời 2 tín hiệu c1 và c2 ra 2 anten

1 và 2, chu kì tiếp theo, bộ phát sẽ phát 2 tín hiệu –c2* và c1

* ra 2 anten 1 và 2 (hình

3.14).

Boä keát hôïp

Boä öôùc löôïng

Boä giaûi maõ MLH

H

r~r

1h

2h

1Tx

2TxDöõ lieäu

Space-Time encoder

*12

*21

21cc

cccc

21 nn

Hình 3.14: Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và 1 anten thu

1c

4c *3c

*2c

6c *5c

5c *6c

2c *1c

3c *4c

2r 3r 4r1r 5r 6r

Thôøi gian

Khoâng gian

1Tx

2Tx

1Rx

1T 2T 3T 4T 5T 6T

Hình 3.15: Các symbol phát và thu trong sơ đồ Alamouti


61


Giả sử kênh truyền quasi-static, độ lợi kênh truyền không đổi qua 2 chu kỳ

symbol:

2

1

2222

1111

)()(

)()(

j

j

ehTthth

ehTthth

Với T là chu kỳ Symbol .

Tín hiệu tại máy thu chu kỳ 1 và chu kỳ 2:

21*12

*21

2121 nncccc

hhrr

2*12

*212

122111

nchchrnchchr

Việc giải mã 1~c , 2

~c dựa trên việc tìm 2 giá trị },...,{, 2121 MsssSxx sao cho

tín hiệu thu được khi truyền x1, x2 qua kênh truyền sẽ giống r1, r2 nhất .

2*12

*212

222111,21

21

minarg)~,~( xhxhrxhxhrccSxx

*

21*2

*2121

*2

*21

22

22

21

22

*12

*2

*1111

*1

*22

21

22

21

21

*12

*2

*21

*21

*222

*12

212

221

22

22*

111*

1*2

*21

*1

*11

222

211

21

2*12

*212

222111

2*12

*1

*21

*21

*12

*2

*21

*21

*222

*12

212

221

22

**12

*212

*12

*212

2*12

*212

2*12

*1

*21

*2122

*111

*1

*2

*21

*1

*11

222

211

21

*2211122111

222111

)()(

)()(

))((

))((

xhrhrxhrhrxhhr

xhrhrxhrhrxhhr

xhrxhrxhrxhrxhxhr

xhrxhrxhrxhrxhxhrxhxhrxhxhr

xxhhxxhhxhrxhrxhrxhrxhxhr

xhxhrxhxhrxhxhr

xxhhxxhhxhrxhrxhrxhrxhxhr

xhxhrxhxhrxhxhr

Ta thấy việc giải mã đồng thời 21~,~ cc tương đương việc giải mã riêng lẻ 21

~,~ cc

2

11*

1*22

21

22

21

2

1*

1*22

21

2

11*

1*22

21

22

21

21

*12

*2

*1111

*1

*22

21

22

21

211

)(1minarg

)()(minarg

)()(minarg~

1

1

1

xhrhrxhh

hrhrxxhrhrxhhr

xhrhrxhrhrxhhrc

Sx

Sx

Sx


62


2

2*122

*1

22

22

21

2*122

*1

22

2

2*122

*1

22

22

21

22

*21

*2

*212

*122

*1

22

22

21

222

)(1minarg

)()(minarg

)()(minarg~

2

2

2

xhrhrxhh

hrhrxxhrhrxhhr

xhrhrxhrhrxhhrc

Sx

Sx

Sx

Do và không phụ thuộc vào x1, tức là không ảnh hưởng tới

việc tìm min của biểu thức trong ngoặc nên ta có thể bỏ qua và

trong biểu thức tìm c1. Tương tự ta có thể bỏ qua và trong biểu thức

tìm c2

Bộ kết hợp sẽ tạo ra các tín hiệu ước lượng từ r1, r2 như sau.

1*

2*21

*22

*11*

2

1

1*2

2*1

21~~ hrhrhrhr

rr

hhhh

xx

22

22

211

*1

*212

22

212

112

22

1*221

*11

22

211

~~

~~

nchhnhnhchhx

nchhnhnhchhx

Nếu kênh truyền không tương quan, h1, h2 sẽ không tương quan nguồn nhiễu

21~,~ nn sẽ có phương sai xấp xỉ gấp 2 lần nhiễu gốc.

Hệ thống cung cấp phân tập đôi do hệ số:

22

21 hh

Biểu thứa tìm 21~,~ cc trở thành :

2

22

22

12

222

21

22

21

2111

)1(~minarg~

)1(~minarg~

2

1

xhhxxc

xhhxxc

sx

sx

Đối với tín hiệu PSK: 22

22

1 Mxxx

Suy ra: 2

12

22

1 )1( xhh và 2

22

22

1 )1( xhh


63


Không ảnh hưởng tới việc tìm min của biểu thức, biểu thức quyết định 21~,~ cc

trở nên đơn giản hơn.

2

222

2111

~minarg~

~minarg~

2

1

xxc

xxc

sx

sx

21~,~ xx sẽ được gửi tới bộ ML để so sánh với tất cả ký tự có thể, dựa trên các

công thức trên để giải 21~,~ cc .

Sơ đồ Alamouti mở rộng

Sơ đồ Alamoti có thể được mở rộng sử dụng 2 anten phát và M anten thu

như hình 3.15 .Trong trường hợp này tín hiệu thu được có dạng sau:

1211*12

*21

12111211 nncccc

hhrr

2221*12

*21

22212221 nncccc

hhrr

…

21*12

*21

2121 MMMMMM nncccc

hhrr


64


Boä giaûi maõ ML

H

r~

11h

12h1Tx

2TxDöõ lieäuSpace-Time encoder

*12

*21

21 cc

cccc

Boä keát hôïp

Boä öôùc löôïngH

Boä keát hôïp


Boä keát hôïp


21h

22h

1Mh

2Mh

1211 nn

2221 nn

21 MM nn

r

r

r

c~

Hình 3.16: Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và M anten thu

Bộ kết hợp sẽ tạo ra các tín hiệu ước lượng:

*2

1

1*

2

2*

121

*22

21

21*22

22*21

2221

*12

11

11*12

12*11

1211

~~

~~

~~

M

M

MM

MMMM r

rhhhh

xx

rr

hhhh

xx

rr

hhhh

xx

*2

1

1*

2

2*

1*22

21

21*22

22*21

*12

11

11*12

12*11

212221121121 ]~~[]~~[]~~[]~~[

M

M

MM

MM

MM

r

r

hh

hhr

r

hh

hhr

r

hh

hh

xxxxxxxx

1

*2

*2121

*22

*222111

*12

*1211

22

22

12

222

212

122

112

*221

*1

*222221

*21

*121211

*11

12

22

12

222

212

122

111

~

~

MMMM

MM

MMMM

MM

nhnhnhnhnhnh

chhhhhhx

nhnhnhnhnhnh

chhhhhhx


65


22

1

22

212

111

22

211

~~

~~

nchhx

nchhx

M

iii

M

iii

Khi này hệ thống cung cấp phân tập bậc 2M do hệ số sau:

M

iii hh

1

22

21

Biểu thức tìm 21~,~ cc trở thành:

22

1

22

21

2222

21

1

22

21

2111

1~minarg~

1~minarg~

2

1

xhhxxc

xhhxxc

M

iiiSx

M

iiiSx

STBC hoạt động trên việc thiết kế trực giao ma trận mã. Sơ đồ Alamouti

chính là sơ đồ STBC cơ bản và tiêu biểu nhất cho thiết kế trực giao (orthogonal

design) với tốc độ mã R=1 độ phân tập D = 2.

Thiết kế trực giao (orthogonal design).

Thiết kế trực giao N x N cung cấp độ lợi phân tập đầy đủ (tốc độ mã cực đại

R=1). C là 1 thiết kế trực giao khi và chỉ khi C-C’ khả đảo với mọi C<>C’.Thiết kế

trực giao thực chỉ tồn tại với N=2, 4 và 8, và chỉ tồn tại thiết kế trực giao phức với

N=2.

Thiết kế trực giao tổng quát GOD (Generalized Orthogonal Design) nới lỏng

điều kiện khắt khe của thiết kế trực giao. K symbol thực [x1,x2,…, xk] được mã hóa

bằng ma trận mã C kích thước NT x NC , C có tính chất sau:

TNICC

Tốc độ mã hóa khi này là R=k/Nc.

Độ lợi mã hóa STBC là Gc= RD.

Với: R là tốc độ mã hóa.

D là độ phân tập D = NT.NR.

Tiêu chí thiết kế GOD là cực tiểu Nc với R và NT cho trước.


66


Một số ví dụ về thiết kế trực giao:

R = 1

k = 2, Nc = 2 và NT = 2

12

2121 ,

cccc

Ccc hoặc

*12

*21

cc

ccC

22

22

1 IccCC

k = 4, Nc = 4 và NT = 4

1234

2143

3412

4321

4321 ,,,

cccccccc

cccccccc

Ccccc

42

42

32

22

1 IccccCC

R = 3/4

k = 3, Nc = 4 và NT = 3

2222

22

22

,,

*2

*11

*2

*11

*3

*3

*3

*3*

12

*3

*3*

1

321

22

2

cccccccccc

cccc

cccc

Cccc

32

32

22

1 IcccCC

k = 3, Nc = 4 và NT = 4


67


2222

2222

22

22

,,,

*2

*11

*2

*11

*3

*3

*2

*11

*2

*11

*3

*3

*3

*3*

12

*3

*3*

1

4321

22

22

2

cccccccccc

cccccccccc

cccc

cccc

Ccccc

42

42

32

22

1 IccccCC

R = 1/2

k = 4, Nc = 8 và NT = 3

*2

*1

*4

*32143

*3

*4

*1

*23412

*4

*3

*2

*14321

4321 ,,,

cccccccc

cccccccc

cccccccc

Ccccc

32

42

32

22

12 IccccCC

k = 4, Nc = 8 và NT = 4

*1

*2

*3

*41234

*2

*1

*4

*32143

*3

*4

*1

*23412

*4

*3

*2

*14321

4321 ,,,

cccccccc

cccccccc

cccccccc

cccccccc

Ccccc

42

42

32

22

12 IccccCC

3.3.2. Mô hình V-BLAST

V-BLAST không giống như các kĩ thuật ghép kênh sử dụng chiều tần số,

thời gian hay chiều mã để tăng dung lượng kênh, VBLAST có thể tăng dung lượng

của hệ thống đáng kể nhờ vào chiều không gian do hệ thống MIMO cung cấp.

Không giống như CDM, V-BLAST chỉ sử dụng một khoảng băng thông nhỏ cần

thiết cho hệ thống QAM truyền thống. Không giống như FDM, mỗi symbol phát

chiếm toàn bộ băng thông của hệ thống. Và cuối cùng không giống như TDM, toàn


68


bộ băng thông hệ thống được sử dụng đồng thời để truyền các symbol tại mọi thời

điểm.

V-BLAST sử dụng NT anten phát và NR anten thu với NT≤ NR (như hình

3.17). Ở phía phát, vector coder sẽ sắp xếp các bit của chuỗi dữ liệu gốc thành các

symbol và chia thành NT luồng dữ liệu con. Trong V-BLAST không cần mã hóa

liên luồng vì từng luồng con có thể được mã hóa theo các kiểu mã hóa truyền thống

riêng. Các luồng dữ liệu con này sẽ được NT bộ phát điều chế theo cùng một chòm

sao QAM và phát đồng thời trên NT anten phía trên cùng một tần số với tốc độ 1/TS

symbol/s, mỗi lần bộ phát sẽ phát thành từng chùm L symbol. Công suất phát mỗi

luồng tỉ lệ với 1/NT vì vậy tổng công suất phát là hằng số và không phụ thuộc vào

số anten phát. Ở phía thu, mỗi anten thu sẽ thu tín hiệu từ NT anten phát, các tín hiệu

thu được từ NR anten phát sẽ được xử lý bằng giải thuật V-BLAST như Zero-

Forcing hay MMSE để trả lại dữ liệu gốc ban đầu.

Maõ hoaù V_BLAST

Giaûi maõ V_BLAST

1Tx

2Tx

3Tx

1Rx

2Rx

3Rx

Hình 3.17: Hệ thống V-BLAST

Kênh truyền MIMO được mô hình bằng kênh truyền H. Giả sử kênh truyền

là quasi-stationary, kênh truyền biến đổi không đáng kể trong khoảng thời gian L.TS

vì vậy kênh truyền được ước lượng chính xác bằng chuổi huấn luyện gửi theo chùm

L symbol phát.

Giả sử, việc đồng bộ symbol ở bộ thu là lý tưởng. Ta kí hiệu vector symbol

phát là:

TNTxxxx ,...,, 21

Vector symbol thu sẽ là:


69


TNTrrrr ...,, ,21

4

2

1

2

1

21

22221

11211

2

1

n

nn

x

xx

hhh

hhhhhh

r

rr

TTRRR

T

T

R NNNNN

N

N

N

r = Hx + n

Với: r biểu diển tín hiệu nhận từ NR chiều (NR anten).

x biểu diễn tín hiệu phát từ NT chiều (NT anten).

n là vector nhiễu AWGN NR chiều mô hình theo I.I.D, tức là có phân bố

giống nhau và độc lập với nhau.

Bộ xử lý V-BLAST ở phía thu sẽ sử dụng phương pháp kết hợp triệt tiêu

tuyến tính (linear combinatorial nulling), để tách ra từng luồng dữ liệu con. Mỗi

luồng con khi đến lượt giải mã sẽ được xem là tín hiệu mong muốn, các luồng còn

lại được xem là nhiễu. Việc triệt tiêu sẽ được thực hiện bằng cách tổ hợp tuyến tính

theo trọng số các tín hiệu thu để giải mã tín hiệu theo một tiêu chí nào đó như

MMSE (minimum mean-squared error) hay ZF (zero-forcing).

Bộ thu V-Blast Zero-Forcing

Vector tín hiệu thu ở symbol thứ m được biểu diễn như sau:

TN

iii mnmxhmr

1

Với: hi là cột thứ i của H.

xi[m] là dòng dữ liệu truyền lên anten thứ i, các dòng dữ liệu này điều

độc lập với nhau.

Chỉ chú ý tới dòng dữ liệu thứ k, ta có thể viết lại như sau:

mnmxhmxhmrTN

kiiikk

Biểu thức trên cho thấy dòng dữ liệu thứ k bị xuyên nhiễu bởi NT-1 dòng dữ

liệu còn lại. Ý tưởng để loại bỏ các xuyên nhiễu này là chiếu vector thu r[m] lên

không gian con Vk trực giao với các vector:


70


kNkk VhhhhT,,,,, 211

Có thể tượng trưng bởi ma trận Qk kích thước dk x NR gồm dk hàng là các

vector cơ sở của không gian Vk hợp thành. Việc chiếu vector thu r[m] được thực

hiện bằng cách nhân r[m] với vector triệt tiêu Wi trực giao với:

TNkk hhhh ,,,, 211

Wi sẽ triệt tiêu nhiễu xuyên luồng từ NT-1 dòng dữ liệu còn lại và trích ra

dòng dữ liệu thứ k. Luồng dữ liệu k sau khi được tách ra sẽ cho qua bộ Matched-

Filter, sự kết hợp giữa phép chiếu và bộ Matched-Filter được gọi là bộ thu Zero-

forcing hay là bộ Decorrelator hay bộ Interference Nulling. Tỷ số tín hiệu trên nhiễu

SNR sau bộ Matched-Filter sẽ là:

2

0~

i

i

i

i

i

k

k

n

kk

WN

PPP

SNR

Nếu ta giải mã từng luồng kết hợp triệt tiêu nhiễu IC (Interference

Cancellation) bằng cách loại trừ luồng k ra khỏi vector thu r, vector thu r lúc này

chỉ còn là tổ hợp tuyến tính của NT - k luồng dữ liệu con. Tỷ số tín hiệu trên nhiễu

SNR sau bộ match filter khi này sẽ là:

2

0

2

0~ ~

i

i

i

i

i

i

i

k

k

k

k

n

kSICk

WN

P

WN

PPP

SNR

Trong trường hợp giải mã kết hợp triệt tiêu nhiễu liên tiếp, nhiễu được triệt tiêu liên

tiếp dẫn tới:22~

ii kk WW

Nên:

ikSICk SNRSNR

1 .

Vector trọng số ZF

Vector trọng số Wi dùng triệt tiêu giải mã phải thoả tính chất sau:

ijij

HW ji 10

)(


71


Với: Wi là vector trọng số để giải mã luồng dữ liệu thứ i.

(H)j là cột thứ j của ma trận kênh truyền.

Luồng thứ i sẽ được giải mã theo biểu thức sau:

rWy ii

Sau khi giải mã, luồng i sẽ được loại trừ ra khỏi vector thu r, vector thu r lúc

này có chỉ còn là tổ hợp tuyến tính của NT i luồng dữ liệu con, vì vậy các luồng tiếp

theo sẽ được giải mã chính xác hơn. Do việc giải mã các luồng dữ liệu theo các thứ

tự khác nhau sẽ cho tỉ lệ sai bit BER khác nhau, vì vậy để có được BER nhỏ nhất ,

ta cần phải tìm ra thứ tự tối ưu và giải mã các luồng con theo thứ tự này.

Vector Wi chỉ tồn tại khi số dòng dữ liệu nhỏ hơn hoặc bằng anten thu. Do

đó số anten được sử dụng để phát NT phải nhỏ hơn số anten thu NR nên:

TTR NNNN ),min(

Thứ tự tối ưu:

Thứ tự giải mã tối ưu sẽ được tìm ra dựa trên các tính toán từ vector trọng số

và ma trận kênh truyền.

Vector trọng số thoả mãn biểu thức trên Wi chính là hàng thứ i của ma trận

11,

ii

HH là ký hiệu của ma trận kênh có được bằng cách bỏ đi các cột 1,2,…,i-1

trong ma trân kênh truyền H, H+ là ký hiệu của ma trận giả nghịch đảo Moore-

Penrose. Ta sẽ dễ nhận ra thứ tự tối ưu khi xét ví dụ giải mã symbol đầu tiên trong

vector thu.

Giả sử symbol thứ i trong vector thu sẽ được giải mã đầu tiên.

R

R

N

Nii

r

rr

wwwrWy

2

1

21

RTTRRRR

T

R

NNNNiNNN

Ni

Ti

Ni

n

nn

x

xx

hhhh

hhhhNhhhh

wwwy

2

1

2

1

21

222221

111211

21


72


R

R

T

N

N

N

ii

n

nn

www

x

x

xx

y

2

1

21

2

1

0100

iii nxy ~

Với:

RR NNi nwnwnwn 2211~

Ta nhận thấy vector trọng số tuy triệt tiêu xuyên nhiễu giữa các luồng nhưng

lại có tác dụng khuyếch đại nhiễu nền.

Symbol đầu tiên được giải mã sẽ là symbol thứ i sao cho nhiễu có phương

sai nhỏ nhất, do các nhiễu n1, n2…nNr là I.I.D nên điều này tương đương với việc tìm

Wi sao cho Wi trong công thức sau là nhỏ nhất:22

22

12

RNi wwwW

Dựa trên ý tưởng trên, thứ tự giải mã tối ưu là S={k1, k2, k3…kNt} là một

hoán vị của {1,2,…, NT} sẽ được tìm như sau:

i 1

1i

HG

2

,,1 )(minarg

121

ikkki

Gki

i=i+1

Với (G)i là hàng thứ i của ma trận G.

Quá trình giải mã sẽ được thực hiện như sau:

Bước1: Sử dụng vector triệt tiêu Wk1 để giải mã luồng dữ liệu con thứ k.

rWy kk 11

Bước 2: Sử dụng chòm sao điều chế ở phía phát để ước lượng.

)(~11 kk yQx


73


Bước 3: Giả sử 1

~kx chính là symbol gốc ban đầu 1kx , loại bỏ 1kx ra khỏi tín

hiệu thu r1 để thu được tín hiệu thu sửa đổi r2.

11)(~

12 kk Hxrr

Với 1)( kH là cột thứ k1 của ma trận H

Boä thu ZF 1 Giaûi maõ luoàng 1



Boä thu ZF NTGiaûi maõ luoàng NT

Loaïi tröø luoàng 1

Loaïi tröø luoàng 1, 2

Loaïi tröø luoàng 1, 2, 3,…,NT-1

r 1~x

2~x

3~x

TNx~

Hình 3.18: Máy thu V-BLAST Zero-forcing

Toàn bộ giải thuật ZF triệt tiêu liên tiếp theo thứ tự tối ưu như sau:

khởi động

2

1

1

)(minarg jjGk

HG

rr

Lặp i = 1 NT


74


1

)(minarg

)(~)(~

~)(~

2

.,,1

1

21

1

11

11

ii

Gk

HG

Hxrr

yQx

rWy

GW

jkkkji

k

kkii

kik

ikk

kk

i

i

ii

Sơ đồ máy thu dùng giải thuật Zero Forcing triệt nhiễu liên tiếp theo thứ tự tối ưu

Xaùc ñònh luoàng Boä thu vaø giaûi maõ ZF



Boä thu vaø giaûi maõ ZF

Loaïi tröø luoàng thöù 1



r 1~x

2~x

3~x

TNx~

Hình 3.19 Máy thu V-BLAST Zero-forcing theo thứ tự tối ưu

Tốc độ truyền dữ liệu của luồng dữ liệu thứ k theo định lý Shanon sẽ là:

2

0

22 1log)1(logk

kkk

WN

PSNRC

bit/s/Hz

Tốc độ truyền của hệ thống sẽ là:

TN

kkCC

1 bit/s/Hz


75


Trong môi trường fast-fading, kênh truyền sẽ biến đổi, do tốc độ truyền tối

đa của kênh truyền sẽ được tính trung bình.

N

k k

kZF

WN

PECEC

12

0

2 1log)(

bit/s/Hz

Khi tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR cao, ta có thể xấp xỉ CZF theo biểu thức sau:

N

k k

ZFW

EN

SNRNC1

2221loglog

N

kkZF WE

NSNRNC

1

22log

Trường hợp giải mã có kết hợp triệt tiêu nhiễu liên tiếp:

N

kk

kICZF

WN

PEC

12

0

2 ~1log

Khi tỉ số trên nhiễu SNR cao , ICZFC được xấp xỉ theo biểu thức sau:

N

kkICZF WE

NSNRNC

1

2

22~loglog

Hạn chế của Zero-forcing:

Khi tỷ số tín hiệu trên nhiễu cao thì nhiễu Gauss trắng trong hệ thống không

đáng kể, các luồng dữ liệu gây nhiễu lẫn nhau là chủ yếu và lấn át nhiễu Gauss

trắng. Sau khi vector tín hiệu thu được chiếu lên không gian con trực giao để triệt

nhiễu xuyên luồng (Inter-Stream Interference ), nhiễu còn lại chỉ là nhiễu trắng

chiếm một lượng không đáng kể, tín hiệu sau đó được cho qua bộ Matched-Filter.

Vì bộ Match-Filter hoạt động rất hiệu quả khi SNR cao.

Khi tỷ số tín hiệu trên nhiễu thấp, nhiễu gauss trắng lấn át các luồng dữ liệu,

tương tự như khi hoạt động ở SNR cao, bộ thu Zero-forcing cũng triệt xuyên nhiễu

khỏi luồng dữ liệu giải mã do các luồng dữ liệu khác gây ra, tuy nhiên khi xét thứ tự

giải mã tối ưu, ta đã biết phép chiếu vector tín hiệu thu lên không gian con trực giao

có tác dụng khuyếch đại nhiễu Gauss trắng (thành phần chính gây ra nhiễu tới luồng


76


dữ liệu giải mã khi SNR thấp ), tuy bộ Matched-filter hoạt động rất hiệu quả khi

không có xuyên nhiễu nhưng lúc này nhiễu Gauss trắng được khuyếch đại lên rất

nhiều so với trước khi thực hiện phép chiếu chính vì lý do này, bộ thu ZF hoạt đông

không hiệu quả khi SNR thấp.

Để bộ thu hoạt động hiệu quả, ta phải thiết kế bộ thu tối ưu theo tỷ số tín

hiệu trên xuyên nhiễu và nhiễu trắng SINR (Signal to Interference plus Noise Ratio)

dù SNR thấp hay cao. Vì bộ Matched-Filter hoạt động hiệu quả khi không có xuyên

nhiễu, nên nếu ta dùng một giải thuật khác có tác dụng giảm nhiễu xuyên luồng

nhưng không khuyếch đại nhiễu trắng, sau đó sử dụng bộ Matched-filter, thì sẽ thu

được tín hiệu có tỷ số tín hiệu trên xuyên nhiễu và nhiễu trắng SINR tốt hơn cho bộ

thu ZF ở SNR thấp. Bộ thu có thể tối ưu sự thương nhượng giữa xuyên nhiễu giữa

các luồng và nhiễu nền Gauss chính là bộ thu MMSE.

Bộ thu V-Blast Minimum Mean-Squared Error

Khi SNR cao, bộ thu Minimum Mean-Squared Error (MMSE) hoạt động

giống như bộ thu ZF, và khi SNR thấp bộ thu sẽ tận dụng ưu thế của bộ Matched-

Filter.

Xét tín hiệu thu tổng quát có dạng sau:

zhxy

Với z là nhiễu màu phức vòng có ma trận tương quan khả đảo Kz , h là vector

cột bất kì và x là symbol chưa biết cần được ước lượng, giả sử x và z không tương

quan. Ta đã biết nếu nhiễu trắng thì bộ Match filter là bộ lọc tối ưu sẽ cho SNR ngõ

ra cực đại, vì vậy đối với trường hợp nhiễu màu, ta sẽ làm phẳng nhiễu màu thành

nhiễu trắng trước khi cho tín hiệu qua bộ Match filter. Đầu tiên y sẽ nhân với

để làm phẳng nhiễu.

zKx z2/1~

Khi này z~ sẽ là nhiễu trắng.

zhxKyK zz~2/12/1

Với:


77


HHx UUK 2/1

Trong đó U và được phân tách từ Kz. Do Kz khả đảo nên Kz có thể viết

như sau: H

z UUK

Trong đó U là ma trận quay ( hay ma trận unitary) và là ma trận đường

chéo, ma trận là căn bậc hai của ma trận .

RN

00

0000

2

1

RN

00

0000

2

1

2/1

Sau đó, tín hiệu ra sẽ được chiếu theo hướng bằng cách nhân

với H

x hK )( 2/1

.

zhKhxKhKyKhK Hzz

Hzz

Hz

~)()()( 2/12/12/12/12/1

zKhhxKhyKh zH

zH

zH 111

Từ biểu thức trên bộ thu MMSE sẽ được biểu diễn thông qua vector

hKV z1

Tín hiệu x sẽ được ước lượng bằng cách nhân y với 1* z

H KhV

Sau đó tín hiệu sẽ được qua bộ Match filter.

Người ta chỉ ra rằng với sự co giãn thích hợp trung bình của bình phương sai

biệt của tín hiệu ước lượng có thể được cực tiểu, vì vậy bộ thu này được gọi là bộ

thu tối thiểu bình phương sai biệt lỗi MMSE (minimum Mean-Squared Error). Tỷ

số SINR của tín hiệu tại ngõ ra bộ Matched-Filter có biểu thức như sau:

hKhSINR zH

x12


78


Bộ thu MMSE cho giải thuật V-Blast khi này sẽ giải mã từng luồng tín hiệu.

][][][][][][ mzmxhmnmxhmxhmr kk

N

kiiikk

T

][][][ mnmxhmzTN

kiii

Giả sử công suất của luồng tín hiệu i là Pi , do nhiễu n[m] là I.I.D và các

luồng tín hiệu độc lập nên ta có ma trận tương quan nhiễu như sau:

T

Rk

N

ki

HiiiNz hhPINK 0

Vector MMSE được định nghĩa như sau:

T

R

N

ki

HiiiNk hhhPINV 1

0 )(

=>

T

RR

N

ki

Hkki

HiN

HHiiiN

Hk hhPHHPINhhhPINhV 1

01

0* )()(

SINR ở ngõ ra bộ Matched-filter có biểu thức như sau:

T

R

N

kik

HiiiN

Hkk khhPINhPSINR 1

0 )(

Tương tự như máy thu Zero-forcing, sau khi được giải mã, các luồng tín hiệu

sẽ được loại trừ ra khỏi tín hiệu thu ban đầu nhằm giảm nhiễu xuyên luồng, giúp

giải mã chính xác các luồng tín hiệu còn lại.

Quá trình giải mã sẽ được thực hiện như sau:

Bước 1: Sử dụng vector để tách luồng dữ liệu con thứ k

rVy kk*

Bước 2: Sử dụng chòm sao điều chế ở phía phát để ước lượng xk từ yk

)(~kk yQx

Bước 3: Giả sử chính là symbol gốc ban đầu xk , loại bỏ xk ra khỏi tín

hiệu thu rk để thu được tín hiệu thu sửa đổi rk+1

kkkk hxrr ~1

Với hk là cột thứ k của ma trận H


79


Sơ đồ máy thu MMSE giải mã kết hợp triệt tiêu nhiễu như hình 3.20

Boä thu MMSE 1 Giaûi maõ luoàng 1



Boä thu MMSE NTGiaûi maõ luoàng NT

Loaïi tröø luoàng 1



r 1~x

2~x

3~x

TNx~

Hình 3.20: Máy thu V-BLAST MMSE

Toàn bộ giải thuật MMSE triệt tiêu liên tiếp như sau:

Khởi động

r1 = r

Lặp TNk 1

1

~~

~

1

*

1

0*

ii

HHhxrr

yQxrVy

hhNPHH

NPINhV

k

kkkk

kk

kk

Hkk

T

H

TN

Hkk R

Với là ma trận thu được từ ma trận H sau khi bỏ k cột đầu tiên.

Tốc độ truyền dữ liệu của luồng dữ liệu thứ k theo định lý Shanon sẽ là:

kzkkk hKhPCk

1*2 1log bit/s/Hz

t

k

T N

kkzkk

N

kkMMSE hKhPCC

1

1*2

1

1log bit/s/Hz


80


T

R

N

iiiiNMMSE hhP

NIC

1

*

02

1detlog bit/s/Hz

Trong môi trường fast-fading, kênh truyền sẽ biến đổi, công suất được chia

đều cho các luồng Pi = P/NT, tốc độ truyền tối đa của kênh truyền sẽ được tính trung

bình như sau:

H

TNMMSE HH

NNPIEC

R0

2 detlog

3.4. Kết quả mô phỏng hệ thống MIMO

3.4.1. Sơ đồ Alamouti

Mô phỏng về BER của hai anten truyền và một anten nhận mã hóa Alamouti

STBC với điều chế BPSK trong kênh Fading Rayleigh.

Giả sử ta có một chuổi truyền dẫn {c1, c2…cn}.

Trong truyền dẫn thông thường thì ta gửi c1 trong khe thời gian thứ nhất, c2

trong khe thời gian thứ hai…cho đến cn.

Tuy nhiên Alamouti đề nghị chúng ta nhóm các biểu tượng thành các nhóm

hai. Trong khe thời gian đầu tiên gửi c1 và c2 từ anten một và anten hai. Trong khe

thời gian thứ hai thì gửi – c2* và c1

* từ anten một và hai. Trong khe thời gian thứ ba

thì gửi c3 và c4, trong khe thời gian thứ tư thì gửi – c4* và c3

*…

Tín hiệu máy thu là:

21*12

*21

2121 nncccc

hhrr

2*12

*212

122111

nchchrnchchr

Trong đó r1 và r2 là các symbol nhận được từ khe thời gian thứ nhất và khe

thời gian thứ hai.

Với hai anten truyền trường hợp anten STBC nhận được là:

Và Bit Error Rate là:


81


Chú ý mặc dù chúng ta nhóm hai biểu tượng nhưng chúng ta vẫn cần hai khe

thời gian để gửi hai biểu tượng do đó không có thay đổi về tốc độ dữ liệu. Sau đây

là kết quả mô phỏng về BER của hai anten truyền một anten nhận mã hóa STBC

Alamouti.

Ta sẽ truyền 1000000 symbol được tạo ngẫu nhiên qua kênh truyền MIMO, nhiễu

sẽ tác động đến từng kênh truyền sẽ thay đổi theo dB để tính BER của hệ thống.

Hình 3.21: Kết quả mô phỏng BER của Alamouti 2x1

Nhận xét:

Mô phỏng về BER của hai anten truyền và hai anten nhận mã hóa Alamouti

STBC với điều chế BPSK trong kênh Fading Rayleigh.

Từ kết quả trên ta thấy khi sử dụng hai anten phát và một anten thu thì BER

của nó tốt hơn so với hệ thống chỉ sử dụng một anten phát và một anten thu tuy

nhiên BER của hệ thống hai anten phát một anten thu không tốt bằng BER của

MMRC một anten phát hai anten thu 3dB vì công suất của mỗi anten trong sơ đồ

Alamouti chỉ bằng một nửa so với công suất phát của anten trong sơ đồ MMRC.


82


Nếu giữ nguyên công suất phát trong sơ đồ Alamouti 2TX x 1RX thì BER của nó sẽ

trùng với BER của hệ thống MMRC 1TX x 2RX. Vì vậy ta có thể thu được BER tốt

như nhau nếu mỗi anten phát trong sơ đồ Alamouti và sơ đồ MMRC được cung cấp

công suất phát là một đơn vị. Từ đó ta thấy rằng nếu kết hợp sơ đồ Alamouti và sơ

đồ MMRC ta sẽ có một hệ thống thu phát thích hợp cho mô hình thu phát hai anten

ở trạm gốc và một anten ở thiết bị di động tuyến thông tin từ BS đến MS sẽ sử dụng

sơ đồ Alamouti với công suất phát một đơn vị cho mỗi anten và tuyến thông tin từ

MS đến BS sẽ sử dụng sơ đồ MMRC cũng với công suất phát là một đơn vị.

Hình 3.22: Kết quả mô phỏng BER Alamouti 2x2

Kết quả trên mô phỏng cho hệ thống Alamouti với hai anten phát và hai

anten thu. Quan sát kết quả trên ta thấy nếu số anten sử dụng tăng lên thì hiệu suất

BER của hệ thống sẽ tốt hơn nhiều so với hệ thống MMRC.

3.4.2. Sơ đồ V_BLAST

Mô phỏng về BER của hai anten truyền và hai anten nhận mã hóa V-BLAST

với điều chế BPSK trong kênh Fading Rayleigh.

Giả sử chúng ta có một chuổi truyền


83


Trong truyền dẫn thông thường thì ta gửi x1 trong khe thời gian thứ nhất, x2

trong khe thời gian thứ hai…cho đến xn.

Tuy nhiên trong V-BLAST chúng ta nhóm các biểu tượng thành các nhóm

hai. Trong khe thời gian đầu tiên gửi x1 và x2 từ anten một và anten hai. Trong khe

thời gian thứ hai thì gửi x3 và x4 từ anten một và hai. Trong khe thời gian thứ ba thì

gửi x5 và x6…

Như vậy chúng ta gửi nhóm hai symbols trong một khe thời gian nên chúng

ta chỉ cần n/2 các khe thời gian để hoàn thành việc truyền vì vậy tốc độ dữ liệu tăng

gấp đôi.

Tín hiệu nhận được từ anten thứ nhất là:

Tín hiệu nhận được từ anten thứ hai là:

Tương đương:

Xét bộ thu V-BLAST ZF (Zero-Forcing) ta có kết quả mô phỏng sau:


84


Hình 3.23: Kết quả mô phỏngMIMO 2x2 ZF

Xét bộ thu V-BLAST MMSE (Minimum Mean Square Error)

Hình 3.24: Mô phỏng MIMO MMSE 2x2


85


Từ kết quả trên cho ta thấy khi hệ thống sử dụng giải thuật Zero-Forcing thì

BER khi so sánh với giải thuật MMSE-IC sẽ không tốt bằng.

Ta xét taị thời điểm BER = 10-3 thì giải thuật MMSE sẽ cải thiện khoảng 3dB

so với giải thuật ZF.

Khi sử dụng giải thuật MMSE triệt nhiễu liên tiếp theo thứ tự tối ưu thì BER

của nó cải thiện đáng kể so với các giải thuật còn lại.


86


CHƯƠNG IV: KẾT HỢP KỸ THUẬT OFDM VỚI HỆ THỐNG MIMO ỨNG

DỤNG TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN KHÔNG DÂY

4.1. Giới thiệu

Các hệ thống thông tin không dây luôn được nghiên cứu nhằm cải thiện chất

lượng dung lượng cũng như khả năng chống lại hiện tượng đa đường. Đối với các

hệ thống thông tin chất lượng tín hiệu có thể cải thiện bằng cách tăng công suất,

dung lượng hệ thống có thể tăng khi tăng băng thông. Tuy nhiên công suất cũng chỉ

có thể tăng tới một mức giới hạn nào đó vì công suất phát càng tăng thì hệ thống

càng gây nhiễu cho các hệ thống thông tin xung quanh, băng thông của hệ thống

cũng không thể tăng mãi lên vì việc phân bố băng thông đã được định chuẫn sẵn.

Hệ thống MIMO có thể tăng dung lượng kênh truyền, sử dụng băng thông rất

hiệu quả nhờ ghép kênh không gian (V-BLAST), cải thiện chất lượng của hệ thống

đáng kể nhờ vào phân tập tại phía phát và phía thu (STBC, STTC) mà không cần

tăng công suất phát cũng như tăng băng thông của hệ thống. Kỹ thuật OFDM là một

phương thức truyền dẫn tốc độ cao với cấu trúc đơn giản nhưng có thể chống fading

chọn lọc tần số, bằng cách chia luồng dữ liệu tốc độ cao thành N luồng dữ liệu tốc

độ thấp truyền qua N kênh truyền con sử dụng tập tần số trực giao. Kênh truyền

chịu fading chọn lọc tần số được chia thành N kênh truyền con có băng thông nhỏ

hơn, khi N đủ lớn các kênh truyền con chịu fading phẳng. OFDM còn loại bỏ được

hiệu ứng ISI khi sử dụng khoảng bảo vệ đủ lớn. Ngoài ra việc sử dụng kỹ thuật

OFDM còn giảm độ phức tạp của bộ Equalizer đáng kể bằng cách cho phép cân

bằng tín hiệu trong miền tần số. Từ những ưu điểm nổi bật của hệ thống MIMO và

kỹ thuật OFDM, việc kết hợp hệ thống MIMO và kỹ thuật OFDM là một giải pháp

hứa hẹn cho hệ thống thông tin không dây băng rộng tương lai.


87


0.01 0.1 1 10 100 1000

R(Mbps)

WRAN802.22

WiMobile802.20

WiMAX802.16

Wi-Fi802.11

UWB802.15.3

Zigbee802.15.4

Bluetooth802.15.1

PAN

LAN

MAN

WAN

Vuøng bao phuû

Hình 4.1: Các chuẩn thông tin không dây của IEEE

Hình 4.1 mô tả các chuẩn thông tin không dây của IEEE tương ứng tốc độ bit

và vùng bao phủ, trong đó các chuẩn màu sậm sẽ được ứng dụng hệ thống MIMO-

OFDM trong tương lai, điều này cho thấy tầm ứng dụng của hệ thống MIMO-

OFDM rất rộng.

4.2. Hệ thống MIMO-OFDM

4.2.1. Mô hình hệ thống MIMO-OFDM

Cấu trúc máy thu và phát của hệ thống MIMO-OFDM bao gồm hệ MIMO

NT anten phát và NR anten thu, kỹ thuật OFDM sử dụng N sóng mang phụ được mô

tả như hình 4.2 .Chi tiết từng khối của hệ thống đã được trình bày trong chương II

và chương III.


88


a) Sơ đồ khối hệ thống MIMO-OFDM

b) Sơ đồ khối bộ phát OFDM

c) Sơ đồ khối bộ thu OFDM

Hình 4.2: Mô hình hệ thống MIMO-OFDM

Symbol thu được từ anten thu thứ i, tại sóng mang phụ thứ k của symbol

OFDM có thể biểu diễn như sau:

Nk

kVkXkkXkkXkkY

kVkXkkXkkXkkY

kVkXkkXkkXkkY

RTTRRRR

TT

TT

NNNNNNN

NN

NN

,,3,2,1

)()()()()()()()(

)()()()()()()()(

)()()()()()()()(

2211

222221212

112121111


89


Với: Xj (k) là symbol phát trên sóng mang thứ k trong symbol OFDM.

Vi(k) là nhiễu Gauss tại anten thu thứ i trong miền tần số, tức là N-FFT của

nhiễu trong miền thời gian vi(t).

(k) là độ lợi kênh truyền từ anten phát thứ j tới anten thu thứ i tại sóng

mang phụ thứ n. (k) chính là N-FFT của đáp ứng xung của kênh truyền (t) từ

anten phát thứ j tới anten thu thứ i. Nếu máy thu có thể ước lượng chính xác trạng

thái kênh truyền thì (k) sẽ được biết chính xác ứng với mỗi symbol OFDM.

Để hiểu rõ hơn về bản chất của hệ thống MIMO-OFDM, ta sẽ thiết lập công

thức chi tiết ở phần sau.

Kênh truyền hệ thống MIMO-OFDM có thể mô tả thông qua ma trận H như

sau

)()()(

)()()(

)()()(

)(

21

22221

11211

kkk

kkk

kkk

kH

TRRR

T

T

NNNN

N

N

Hình 4.3 mô tả rõ hơn ma trận H, kỹ thuật OFDM có tác dụng chia kênh

truyền chọn lọc tần số thành N kênh truyền con fading phẳng. Hệ thống MIMO-

OFDM tương đương với hệ thống MIMO.


90


)(11 N )(12 N )(1 NTN

)(22 N

)(NTR NN

)(2 NTN

)2(1 TN

)2(2 TN

)2(TR NN

)2(11 )2(12

)2(1RN )2(2RN

)1(12)1(11 )1(1 TN

)1(2 TN

)1(1RN

)1(21 )1(21

)1(2RN )1(TR NN

Anten phaùtTN

N soùng mang con

Ant

en th

uR

N

Ma traän keânh truyeàn H

Hình 4.3: Ma trận kênh truyền

Tiếp theo ta sẽ xét hệ thống MIMO-OFDM Alamouti với mục đích đạt độ lợi

phân tập tối đa nhằm tối ưu chất lượng hệ thống và ta sẽ xét hệ thống MIMO-

OFDM V-BlAST với mục đích đạt độ lợi lớn nhất nhằm tăng tối đa dung lượng hệ

thống thông tin không dây trong môi trường fading chọn lọc tần số.

4.2.2. Mô hình hệ thống MIMO-OFDM Alamouti

Hình 4.4 là sơ đồ hệ thống MIMO-OFDM Alamouti với các khối cơ bản

nhất. Sơ đồ Alamouti được áp dụng nhằm đạt được độ lợi phân tập lớn nhất trong

môi trường fading chọn lọc tần số với cấu trúc phần cứng khá đơn giản.

Mapper

IFFT

IFFT

IFFT

IFFT

*(.)

*(.)

)1(1X)2(1X

)(1 NX

)1(2X)2(2X

)(2 NX

CP CP

CP CP

*2

1XF

*1

1XF

11XF

21XF

1Tx

2Tx

Hình 4.4: Máy phát MIMO–OFDM Alamouti


91


1Tx

2Tx

)1(1y)2(1y

)(1 Ny

)1(2y)2(2y

)(2 Ny

S/P CP

removal

IFFT

IFFT

Boä keát hôïp

Boä öôùc löôïng

Demapper

][ 21 nn1Y

2Y

Data

Hình 4.5: Máy thu MIMO-OFDM Alamouti

Tại phía phát dữ liệu sau khi được bộ mapper điều chế sẽ được đưa qua biến

đổi nối tiếp sang song song và đưa vào 2 vector N symbol X1 và X2.

Ta kí hiệu F-1 là ma trận biến đổi IFFT và F là ma trận biến đổi FFT

*1 1 FN

F

Trong chu kỳ symbol k X1 sẽ được cho qua bộ biến đổi IFFT tạo ra khối N

symbol.

s1 = F-1X1

Sau khi s1 được chèn khoảng bảo vệ CP, vector dữ liệu sẽ được đưa ra anten

phát thứ nhất. Cũng trong chu kỳ symbol thứ k, X2 sẽ được cho qua bộ IFFT tạo ra

khối N symbol.

s2 = F-1X2

Sau khi s2 được chèn khoảng bảo vệ CP, vector dữ liệu sẽ được đưa vào

anten phát thứ hai.

Trong chu kỳ symbol thứ k+1, X1 sẽ được cho qua bộ đảo và lấy liên hiệp

phức khi cho qua IFFT để tạo ra khối N symbol.*1

1'2 XFs

Với ký hiệu cho liên hợp của X

Sau khi s’2 được chèn khoảng bảo vệ CP, vector dữ liệu sẽ được đưa ra anten

thứ hai. Cũng trong chu kỳ symbol thứ k+1, X2 sẽ được cho qua bộ đảo và lấy liên

hiệp phức trước khi cho qua IFFT để tạo ra khối N symol.


92


*2

1'1 XFs

Sau khi s’1 được chèn khoảng bảo vệ CP, vector dữ liệu sẽ được đưa ra anten

thứ nhất. Quá trình phát sẽ lập lại quá trình trình bày trong chu kỳ symbol k và k+1.

Tại phía thu, vector thu sau khi được loại bỏ khoảng bảo vệ có dạng sau:

2*1

12

*2

111

'22

'111

121

211

1122111

vXFHXFHvsHsHy

vXFHXFHvsHsHy

Với H1 là ma trận vòng của kênh truyền từ anten phát thứ nhất tới anten thu

và H2 là ma trận vòng của kênh truyền từ anten phát thứ hai tới anten thu.

Sau khi qua bộ FFT vector thu sẽ có biểu thức sau:

2*12

*212

122111

VXXY

VXXY

Với Y1 = Fy1, Y2 = Fy2 , X1 = Fx1, X2 = Fx2, là các FFT tương ứng của y1, y2,

x1, x2, , và là các ma trận được tính theo biểu thức sau:

122

111

FFH

FFH

Do tính chất của phép biến đổi FFT và IFFT đối với ma trận vòng H1 và H2

, và là các ma trận đường chéo.

)()(

22

11

diagdiag

Các giá trị (k) với k = 1, 2…N chính là N-FFT của đáp ứng kênh truyền từ

anten phát thứ 1 tới anten thu, tương tự các giá trị (k) với k = 1, 2…N chính là N-

FFT của đáp ứng kênh truyền từ anten thứ 2 tới anten thu.

Sau đó Y1 và Y2 sẽ được đưa qua bộ ước lượng , và . Kênh truyền sẽ

được ước lượng thông qua chuỗi huấn luyện biết trước, ta có thể viết lại vector thu

Y1 và Y2 theo dạng sau:

12

2

1

12

2

1

22

*1

*2

21

12

2

1

NNNNN

VV

YY


93


Với 1 và 2 là các ma trận đường chéo, có đường chéo là X1 và X2

)()(

22

11

XdiagXdiag

Vector huấn luyện đã được quy ước trước tại máy thu và có tính chất sau:

I

*1

*2

21

12

*2

*1

, và được ước lượng theo biểu thức sau:

2

1

12

*2

*1

2

1

2

1

2

1*1

*2

21

12

*2

*1

2

1

12

*2

*1

2

1~

~

VV

VV

YY

Ta ước lượng được , và theo biểu thức sau:

)~(~)~(~

22

11

diag

diag

Sau khi ước lượng được , và ,các vector Y1 và Y2 theo sau chuỗi vector

huấn luyện sẽ được đưa vào bộ kết hợp để khôi phục lại X1 và X2 . Viết lại biểu

thức trên ta được biểu thức thu như sau:

)(

)1()(

)1(

)(

)1()(

)1(

)()(

)1()1(

)()(

)1()1(

)(

)1()

)1(

2

2

1

1

2

2

1

1

*1

*1

*1

*2

21

21

2

2

1

1

NV

VNV

V

N

N

NXNX

XX

NXNX

XX

NY

YNY

Y

Sắp xếp lại thứ tự vector thu ta được biểu thức:

)()(

)1()1(

)()(

)1()1(

)()(

)()(

)1()1(

)1()1(

)()(

)1()1(

2

1

2

1

2

1

2

1

*1

*2

21

*1

*2

21

2

1

2

1

NVNV

VV

NN

NXNX

NXNX

XX

XX

NYNY

YY


94


Biểu thức trên cho thấy kỹ thuật OFDM đã chia kênh truyền fading chọn lọc

tần số thành N kênh truyền nhỏ chỉ chịu fading phẳng, tức là hệ thống MIMO-

OFDM có khả năng chống lại fading chọn lọc tần số và đạt được sự phân tập lớn

nhất nhờ vào sơ đồ Alamouti. Tiếp theo bộ kết hợp sẽ kết hợp symbol Y1(k) và

Y2(k) rồi đưa vào bộ giải mã ML.

4.2.3. Mô hình hệ thống MIMO-OFDM V-BLAST

Hình 4.6: Máy phát MIMO-OFDM VBLAST

Hệ thống MIMO-OFDM V-BLAST được áp dụng nhằm tăng tối đa dung

lượng kênh truyền fading chọn lọc tần số. Bộ STC Coder (hình 4.6) trong trường

hợp này chỉ là một bộ S/P chia luồng dữ liệu lớn thành NT luồng dữ liệu nhỏ, sau đó

NT luồng này được đưa vào NT bộ phát OFDM. Từng luồng dữ liệu sẽ được biến đổi


95


nối tiếp sang song song thành NT vector Xj , j = 1,2,…NT gồm N symbol, từng

vector Xj ở miền tần số sẽ được đưa qua bộ N-IFFT để đưa về miền thời gian tạo

thành NT vector gồm N mẫu rời rạc

ii XFx *

Sau đó từng vector xj sẽ được chèn khoảng bảo vệ và cho qua bộ biến đổi

D/A và bộ lọc thông thấp LPF nhằm tạo NT tín hiệu miền thời gian )(ts j , sau đó

tín hiệu thời gian sẽ được cho qua khối Up-Converter được dùng để dịch chuyển

phổ tín hiệu s(t) lên tần số cao tạo thành tín hiệu cao tần )(tS RFj đưa ra phát đồng

thời trên NT anten phát. Phía thu sẽ sử dụng bộ OFDM receiver để thu tín hiệu cao

tần. Sau đó bộ OFDM receiver loại bỏ khoảng bảo vệ CP khỏi symbol OFDM,

vector thu có dạng sau:

RTTrRRR

TT

TT

NNNNNNN

NN

NN

vxHxHxHy

vxHxHxHy

vxHxHxHy

221

222221212

112121111

Với ijH là ma trận vòng của kênh truyền từ anten phát thứ i tới anten thu

thứ j và jv là vector nhiễu tại anten thu thứ j.

Dùng phương pháp thế ta được biểu thức sau:

RTTrRRR

TT

TT

NNNNNNN

NN

NN

vXFHXFHXFHy

vXFHXFHXFHy

vXFHXFHXFHy

12

121

1

21

221

2211

212

11

121

1211

111

Sau khi qua bộ FFT vector thu sẽ có biểu thức sau:

RTTrRRR

TT

TT

NNNNNNN

NN

NN

FvXFFHXFFHXFFHFy

FvXFFHXFFHXFFHFy

vFXFHFXFHFXFFHyF

12

121

1

21

221

2211

212

11

121

1211

111


96


Viết lại ta có biểu thức sau :

RTTrRRR

TT

TT

NNNNNNN

NN

NN

VXFXFXFY

VXFXFXFY

VXFXFXFY

12

121

1

21

221

2211

212

11

121

1211

111

Với ii FyY và ii FvV là biến đổi FFT của yi và vi . ij là các ma trận

được xác định theo biểu thức sau1 FFH ijij

Do tính chất của biến đổi FFT với ma trân vòng nên ma trận ij là các

ma trận đường chéo )( ijij diag , biểu thức trên được viết lại như sau :

)()()()()()()()(

)()()()()()()()(

)()()()()()()()(

2211

222221212

112121111

kVkXkkXkkXkkY

kVkXkkXkkXkkY

kVkXkkXkkXkkY

RTTRRRR

TT

TT

NNNNNNN

NN

NN

Biểu thức trên cho thấy kỹ thuật OFDM đã biến đổi kênh truyên fading chọn lọc tần

số thành N kênh truyền băng hẹp chỉ chịu fading phẳng. Hệ thống MIMO-OFDM

V-BLAST tương đương với hệ thống gồm N hệ thống MIMO V-BLAST băng hẹp.

Bộ STC Decoder (hình 4.8) sẽ giải mã vector thu )1(,),1(),1( 21 RNYYY để ước

lượng các vector phát )1(,),1(),1( 21 RNXXX thông qua giải thuật Zero-forcing

hay MMSE.


97


Hình 4.7: Máy thu MIMO-OFDM VBLAST


98


Hình 4.8: ZF/MMSE Decoder

4.3. Mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM Alamouti

Ta sẽ mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM Alamouti với kiểu điều chế sóng

mang con 16QAM với các thông số của hệ thống OFDM quá trình mô phỏng thử

nghiệm được thực hiện 10 lần sau đó lấy kết quả trung bình để vẽ đồ thị BER quá

trình mô phỏng được thực hiện như sau:

Xác định các thông số đầu vào:

Hệ thống MIMO-OFDM có số anten phát là 2 và số anten thu là 2.

Số điểm của FFT là 256.

Khoảng bảo vệ 5.

OFDM symbols bằng 8.

Tạo tín hiệu.

Điều chế 16QAM.

Mã hóa STC.

Chèn khoảng bảo vệ.

Cho qua bộ IFFT.

Hệ số kênh Ricean.


99


Hệ số Fading.

Ở phía thu ta thực hiện các bước sau:

Giải điều chế.

Cho qua bộ FFT.

Tách khoảng bảo vệ.

Tối ưu kênh.

Giải mã STC.

Tính bit lỗi.

Vẽ đồ thị.

Kết quả được thể hiện trong hình sau :

Hình 4.9 : Mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM Alamouti

Quan sát đồ thị BER của hệ thống MIMO-OFDM Alamouti ứng với phương

pháp điều chế QAM ta thấy BER của hệ thống tốt hơn BER của hệ thống MIMO.


100


BER của hệ thống MIMO-OFDM Alamouti sẽ giảm khi ta tăng số anten phát và thu

do đó sẽ cải thiện được chất lượng của hệ thống.

4.4. Mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM V_BLAST

Ta sẽ mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM V_BLAST theo mô hình dùng

phương pháp điều chế QPSK và ở phần máy thu ta sử dụng giải thuật giải mã

MMSE V_BLAST.

Tiến trình mô phỏng được thực hiện như sau:

Xác định các tham số đầu vào:

Hệ thống MIMO-OFDM có số anten phát là 4, số anten thu 4.

Size của bộ FFT bằng 16.

Độ dài khoản bảo vệ bằng 4.

Xác định tham số cần mô phỏng là BER của hệ thống với SNR.

Tạo các mẫu tín hiệu nguồn.

Sử dụng điều chế QPSK.

Truyền dữ liệu.

Tạo các Tap kênh.

Xử lý tín hiệu nhận.

Dùng giải thuật giải mã MMSE V_BLAST.

Đếm lỗi xảy ra trong quá trình truyền.

Tính toán BER.

Vẽ kết quả mô phỏng.

Kết quả mô phỏng được thể hiện trong hình sau:


101


Hình 4.10: Mô phỏng MIMO-OFDM V_BLAST

Quan sát đồ thị BER của hệ thống MIMO-OFDM V_BLAST với phương

pháp điều chế QPSK và sử dụng giải thuật giải mã MMSE ta thấy khi tỉ số tín hiệu

trên nhiễu tăng thì BER của hệ thống sẽ giảm mạnh, và BER của hệ thống sẽ tăng

khi ta tăng số anten phát và anten thu của hệ thống.

4.5. So sánh các hệ thống MIMO-OFDM

Từ các kết quả mô phỏng trong chương III và chương IV ta thấy BER của hệ

thống giảm khi ta tăng số anten phát và anten thu điều này cho thấy chất lượng của

hệ thống được cải thiện đồng thời nâng cao được tốc độ của hệ thống và khoảng

cách thông tin.

Trong hệ thống MIMO-OFDM Alamouti với cùng số anten phát và số anten

thu khi ta tăng số trạng thái của bộ điều chế nhằm nâng cao hiệu quả sử dụng băng

thông của hệ thống thì làm cho BER của hệ thống tăng theo.


102


Trong hệ thống MIMO-OFDM Alamouti ta thấy BER của hệ thống này tốt

hơn hệ thống MIMO-OFDM V_BLAST khoảng 5dB. Tuy nhiên trong mô hình

Alamouti thì số anten phát tối đa là hai anten còn anten thu thì có thể tăng lên.

Trong hệ thống MIMO-OFDM V_BLAST số anten phát và thu có thể dùng

nhiều anten để cải thiện về tốc độ dữ liệu vì trong kỹ thuật V_BLAST tín hiệu

truyền được sắp xếp dọc cho từng anten phát. Mỗi anten sẽ truyền đồng thời một

stream symbol khác nhau của tín hiệu do đó tốc độ dữ liệu sẽ tăng lên Nt lần với Nt

là số anten phát.

Tại các anten thu tín hiệu chồng chập của nhiều anten phát khác nhau sẽ

được xử lý bởi bộ giải mã ZF hay MMSE để tìm ra chuỗi dữ liệu.


103


KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI

Đề tài đã trình bày tổng quan cũng như đi sâu phân tích một số kỹ thuật trong

hệ thống MIMO-OFDM đồng thời cũng cho thấy được ưu điểm và nhược điểm của

hệ thống này trong hệ thống thông tin không dây. Dựa trên các phân tích lý thuyết

tìm hiểu được đã tiến hành mô phỏng và cho ra được kết quả tương đối phù hợp với

lý thuyết.

Chương I trình bày phần lý thuyết cơ sở bao gồm các mô hình, tính toán

kênh truyền và các kỹ thuật ghép kênh trong hệ thống thông tin không dây.

Chương II trình bày các kỹ thuật cơ bản của hệ thống OFDM, phân tích tính

toán để thấy được những ưu điểm của kỹ thuật OFDM trong truyền tốc độ dữ liệu

cao như sử dụng băng thông hiệu quả, chống được fading chọn lọc tần số, chống

nhiễu ISI,…

Chương III giới thiệu về hệ thống MIMO, phân tích tính toán dung lượng

của hệ thống MIMO, phân tích lý thuyết về mã hoá không gian thời gian STC nhằm

nâng cao chất lượng và dung lượng của hệ thống.

Chương IV sử dụng các cơ sở lý thuyết được phân tích trong chương II và

chương III để phân tích hệ thống MIMO-OFDM.

Từ cơ sở lý thuyết của đề tài ta rút ra một số điểm chính sau:

MIMO là một hệ thống đa anten ở đầu phát, đầu thu, áp dụng kỹ thuật phân

tập, mã hoá nhằm tăng dung lượng kênh truyền, cải thiện hiệu quả phổ mà không

phải tăng công suất phát hay băng thông.

MIMO là một phương thức truyền dẫn dữ liệu mới cho phép tăng nhanh

dung lượng của kênh truyền vô tuyến. Việc ứng dụng MIMO vào thông tin vô tuyến

đã được triển khai ứng dụng và đề xuất cho các hệ thống 3G trở đi. Tuy nhiên, xây

dựng được một hệ thống MIMO đạt được hiệu quả cao nhất vẫn đang là vấn đề

được đặt ra.

Khi tốc độ truyền dẫn tăng cao trên các kênh truyền băng rộng, đặt biệt là

các kênh fading lựa chọn tần số, nhiễu liên ký tự (Inter-Symbol Interference) xuất

hiện do độ trễ của kênh truyền, làm tăng tốc độ lỗi bit BER (Bit Error Rate) một


104


cách đáng kể. Để khắc phục vấn đề này ta sử dụng kỹ thuật ghép kênh phân chia

theo tần số trực giao OFDM để chuyển kênh truyền băng rộng Fading chọn tần số

thành nhiều kênh truyền Fading phẳng băng hẹp và triệt nhiễu nhờ chèn thêm

khoảng bảo vệ có chiều dài lớn hơn độ trễ của kênh truyền. Điều này đã được minh

chứng trong luận văn.

Với việc kết hợp hệ thống MIMO với kỹ thuật OFDM và đặc biệt là hai mô

hình Alamouti và mô hình V_BLAST cho phép tăng dung lượng và chất lượng của

hệ thống một cách đáng kể.

Chính nhờ sự thành công của việc kết hợp hệ thống MIMO với kỹ thuật

OFDM nên nó đã trở thành nền tảng cho sự phát triển của 4G và các thế hệ thông

tin tiếp theo.

Một trong các hướng nghiên cứu vẫn cần tiếp tục phát triển là việc đề xuất

ra các bộ tách tín hiệu MIMO-OFDM hiệu quả, có phẩm chất BER tốt trong khi lại

không yêu cầu độ phức tạp tính toán cao.


105


LỜI CẢM ƠN

Em xin chân thành gửi lời cảm ơn đến tất cả Thầy trong khoa Điện-Điện Tử

và các Thầy trong bộ môn Kỹ Thuật Viễn Thông đã cung cấp những kiến thức nền

tảng để giúp cho em hoàn thành luận văn.

Đặc biệt em xin chân thành cảm ơn Thầy TS. Trần Hoài Trung đã tận tình

chỉ bảo, giúp đở và tạo điều kiện tốt nhất cho em trong suốt thời gian thực hiện luận

văn.

Sau cùng xin gửi lời cảm ơn đến gia đình người thân và bạn bè đã hỗ trợ

động viên trong suốt thời gian làm luận văn.

Một lần nữa em xin chân thành cảm ơn!

HCM, ngày 28 tháng 11 năm 2011

Học viên thực hiện

Phạm Minh Triết


106


TÀI LIỆU THAM KHẢO

1. Chung G. Kang, Won Young Yang, Jaekwon Kim, Yong Soo Cho (2010)

MIMO-OFDM WIRELESS COMMUNICATIONS WITH MATLAB.

2. Constantine M. Caramanis, Adaptation in Convolutionally-Coded

MIMO-OFDM Wireless Systems through Supervised Learning and SNR Ordering.

3. Jinliang Huang, A Matlab/Octave Simulation Environment forSDR with

application to OFDM and MIMO.

4. Hamid Jafarkhani, SPACE-TIME CODINGTHEORY AND PRACTICE.

5. Harry Zhi Bing Chen, SIGNAL DESIGN FOR MIMO–OFDM SYSTEMS.

6. Hassen Karaa, Raviraj S. Adve and Adam J. Tenenbaum, Linear Precoding

for Multiuser MIMO-OFDM Systems.

7. L. Hanzo, J.Akhtman, M. Jiang, L. WangUNIVERSITY OF

SOUTHAMPTON, MIMO-OFDM for LTE,WIFI and WIMAX Coherent

versus Non-Coherent and Cooperative Turbo-Transceivers.

8. Ming Jiang, MultiuserMIMO-OFDM for Next-Generation Wireless Systems.

9. Nguyen Tuan Duc, MIMO - MIMO OFDM Techniques: State of Art and

Future, PhD student, IRISA/Universite de Rennes.


107

phẦn mỞ ĐẦu - tài liệu học...

Documents