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Politecnico di Torino

Filtri e reti non lineari

Progetto di un filtro passa-alto

Autori:Ivan DemariaDavid TabaccoAlberto Tibaldi

Docente:Mario Biey

8 febbraio 2009

Introduzione

Il presente documento contiene una relazione del lavoro effettuato per il progetto dei filtri assegnati nel corsodi Filtri e Reti non Lineari tenuto al Politecnico di Torino, nell’anno accademico 2008/2009.

Per ciascuno dei filtri si descriveranno i passi seguiti e si proporranno i risultati calcolati, per poi proporreil circuito finale e i risultati delle simulazioni effettuate mediante il software PSpice.

Come la precedente frase suggerisce, la relazione sarà suddivisa in 3 capitoli, ciascuno associato ad unodei progetti effettuati; in ciascun capitolo si cercherà di esaurire i quesiti richiesti nelle specifiche, in modo dapresentare i risultati conseguiti in seguito alle fasi di progetto e simulazione.

Le specifiche richiedono il progetto di un filtro passa alto con:

• Curva di risposta alla Chebyshev;

• Banda passante da 35 kHz a +∞, con attenuazione non superiore a αM = 1, 25 dB;

• Banda attenuata da 0 kHz a 10 kHz, con attenuazione minima αm = 55 dB.

Le tre possibili realizzazioni circuitali delle precedenti specifiche sono:

• Filtro basato su circuito LC passivo bicaricato;

• Filtro basato su circuito LC passivo monocaricato;

• Filtro basato su circuito RC attivo.

1

Capitolo 1

Sintesi del filtro mediante circuito LCpassivo bicaricato

In questo primo capitolo si proporranno alcuni calcoli comuni a tutte le realizzazioni possibili del filtro, calcoliche quindi non verranno riproposti in altri capitoli del documento: il calcolo del fattore ε e quello dell’ordinedel filtro n infatti sono validi per qualsiasi realizzazione, sia essa effettuata mediante circuiti passivi o attivi.

1.1 Sintesi funzione di trasferimento passa-basso normalizzato

Dalla teoria si riprende l’espressione operativa per il calcolo del parametro ε, a partire dal quale si potrà quindicalcolare l’ordine n del filtro:

ε =√

100,1·αM − 1 = 0, 57751314458

Si calcola quindi, per quanto riguarda il filtro passa-alto, la pulsazione normalizzata ΩS indicante l’iniziodella banda di attenuazione, come:

ΩS =ω0ωS

= 3, 5 Hz

A partire da questi parametri è dunque possibile calcolare l’ordine del filtro come:

n ≥arccosh

(√100,1·αm − 1|ε|

)arccosh(ΩS)

' 4

Il filtro in questione dunque deve avere almeno ordine 4; al fine di minimizzare il numero di elementi reattivi,quindi, si sceglie di sintetizzare un filtro di ordine 4.

Al fine di scegliere il filtro che meglio potrebbe soddisfare le specifiche, dal catalogo si sceglie quello corrispon-dente alla sezione ”C0450”. L’idea principale è stata quella di considerare il filtro Chebyshev già sintetizzato, apartire dunque dall’uso della riga ”T” della tabella del catalogo; mediante una verifica (in seguito proposta informa grafica) dell’andamento qualitativo del filtro, è stata stimata un’attenuazione minima di 54 dB, dunqueinsufficiente al fine di soddisfare le specifiche di progetto.

La soluzione al problema è adottare il metodo di sintesi manuale del filtro, mediante i metodi studiati insede di lezione. Dalla teoria, dunque, si sa che il modulo quadro della funzione di trasferimento del circuito èquantificabile come:

2

|H(jΩ)|2 = M1 + |h(jΩ)|2

Dal momento che si intende utilizzare una approssimazione alla Chebyshev, si può dire che:∣∣h(jΩ)2∣∣ = ε2 |T4(Ω)|2Dove T4(Ω) è il polinomio di Chebyshev di ordine 4; esso si può ricavare mediante sintesi a partire dalla

formula recursiva, ottenendo:

T4(jΩ) = 8Ω4 − 8Ω2 + 1

Si può dunque dire che, essendo il filtro passa-alto dotato di guadagno unitario in banda passante, M = 1;l’espressione operativa della funzione di trasferimento nel dominio di Fourier (normalizzata in Ω) sarà dunque:

|H(jΩ)|2 = 11 + ε2 |8Ω4 − 8Ω2 + 1|2

Dal momento che il procedimento di sintesi viene comunemente utilizzato nel dominio della variabile s, ossianel dominio di Laplace, considerando l’ascissa di convergenza nulla, si può effettuare il passaggio di dominioconsiderando semplicemente la seguente trasformazione:

s = jω

Quindi la funzione di trasferimento, espressa nel dominio di Laplace, avrà la seguente espressione operativa:

|H(s)|2 = 11 + ε2 [8s4 + 8s2 + 1]2

Il metodo di sintesi a questo punto richiede il calcolo della funzione H(s); essa si può ricavare, a partiredalla seguente osservazione:

|H(s)|2 = H(s) ·H(−s) = f(s) · f(−s)g(s)g(−s)

Cosa significa ciò? Il filtro che si intende calcolare deve essere un circuito stabile, ossia tale per cui ipoli della sua funzione di trasferimento si trovino nel semipiano sinistro del dominio di Laplace (in termini dipiano complesso, nel cerchio unitario); al fine di determinare la ”corretta” H(s), sarà necessario fattorizzare,mediante l’ausilio di un calcolatore (al fine di risparmiare tempo rispetto a metodi analitici egualmente validi senon nell’efficienza), ricavare gli zeri del denominatore di |H(s)|2, che definiremo con la funzione g(s); dunque:

H(s) =f(s)g(s)

=1g(s)

Mediante il calcolatore, dunque, è stato possibile ricavare i seguenti valori:

s1,2,3,4 = ±0, 309643375347± j0, 403604817274

s5,6,7,8 = ±0, 128258485568± j0, 974388223702

Al fine di garantire la stabilità, come già detto, dunque, è necessario selezionare tutte le soluzioni tali da averepoli nel semipiano sinistro del dominio s, e moltiplicarle tra di loro in modo da ”costruire” il polinomio g(s);scrivendo solo una cifra decimale per compattezza (anche se nei calcoli successivi saranno mantenute tutte), sidescrive dunque il calcolo della funzione H(s) del filtro passa-basso normalizzato:

3

H(s) =1g(s)

=

=1

[s− (−0, 3 + j0, 4)] · [s− (−0, 3− j0, 4)] · [s− (−0, 1 + j)] · [s− (−0, 1− j)]Mediante il calcolatore, è stata quindi ottenuta la seguente espressione analitica di H(s) (delle quali verranno

scritte cinque cifre decimali, per quanto si continuino a conservare tutte le cifre nel calcolatore per calcolisuccessivi):

H(s) =1g(s)

=1

4, 62011s4 + 4, 04631s3 + 6, 39199s2 + 3, 07024s+ 1, 15478

Il fine ultimo del metodo di sintesi in uso è ricavare l’espressione operativa dell’impedenza vista in ingressoal circuito, z(s), a partire dalle espressioni finora ottenute; si definisce il coefficiente di riflessione in ingresso alcircuito, ρ(s), come:

ρ(s) =RG − z(s)RG + z(s)

Questa definizione è stata introdotta al fine di poter applicare, a questo punto, il teorema di Darlington, ilquale afferma che:

|H(s)|2 + |ρ(s)|2 = 1

Esprimendo i moduli come prodotti di funzioni per le relative complesse coniugate, si ha che:

f(s) · f(−s)g(s) · g(−s)

+ ρ(s) · ρ(−s) = 1

Quindi, ricordando che f(s) = f(−s) = 1:

|ρ(s)|2 = 1− 11 + |h(s)|2

−→ |ρ(s)|2 = |h(s)|2

|g(s)|2

Considerando esclusivamente le radici negative del denominatore, si possono ricavare le due possibili espres-sioni di ρ(s) come:

ρ(s) =h(s)g(s)

Da qui, finalmente, è possibile ottenere un’espressione di z(s): dal momento che si sta considerando lasintesi di un circuito passa-basso normalizzato, RG = 1; riprendendo la definizione di coefficiente di riflessione,e invertendola, si può ricavare z(s) come:

z(s) =1− ρ(s)1 + ρ(s)

=1− h(s)g(s)1 + h(s)g(s)

Finalmente:

z(s) =g(s)− h(s)g(s) + h(s)

A questo punto, ci si trova davanti ad una scelta, dal momento che è possibile scegliere una di due possibiliespressioni di h(s):

4

h(s) = ±ε[8s4 + 8s2 + 1

]Si sceglie di utilizzare la versione ”negativa”, e quindi di realizzare il filtro usando:

h(s) = −ε[8s4 + 8s2 + 1

]A questo punto, è possibile, con l’ausilio del calcolatore, elaborare l’espressione di z(s), mediante l’ultima

definizione ricavata; come già fatto in precedenza, si riportano solo 5 cifre decimali, continuando a mantenerele restanti nella memoria del calcolatore:

z(s) =2, 28362s4 + s3 + 2, 27152s2 + 0, 75878s+ 0, 42812

s3 + 0, 43790s2 + 0, 75876s+ 0, 14267

In ingresso al circuito elettronico, quindi si ”vede” un’impedenza, funzione della variabile di Laplace s, diquesto genere. Al fine di sintetizzare il circuito, quindi, si utilizza il metodo delle divisioni successive, con l’ausiliodel calcolatore elettronico. Effettuando dunque la divisione tra polinomi, si ottengono, ripetendo iterativamentele operazioni, i seguenti risultati:

1. z1(s) = 2, 2836166941845s : si tratta di un’induttanza in serie all’ingresso;

2. y2(s) = 1, 0113623374604s : si tratta di una capacità in parallelo a z1(s);

3. z3(s) = 3, 03494304453s : si tratta di un’induttanza in serie al resto del circuito;

4. y4(s) = 0, 760990860062s+ 0, 333239313761: si tratta di una capacità in parallelo ad una conduttanza;

La resistenza di uscita si potrà calcolare come reciproco della conduttanza finale, ottenendo:

zu =1

0, 333239313761= 3, 00084641489

1

Quello appena ottenuto è il filtro passa-basso normalizzato in grado di soddisfare le specifiche richieste; è aquesto punto necessario effettuare, sui parametri ricavati, le seguenti operazioni:

• Trasformazione passa-basso −→ passa-alto;

• De-normalizzazione rispetto all’impedenza di ingresso del circuito.

1.1.1 Trasformazione passa-basso −→ passa-altoPer ”convertire” il progetto attualmente realizzato, ossia un filtro passa-basso, in un filtro passa-alto, è possibileutilizzare semplicemente dei cambi di variabile, studiati in modo da permettere una conversione del tipo difiltro da passa-basso (considerato lo ”standard” a partire dal quale si effettuano normalmente progetti di filtridi qualsiasi tipo) a filtri di tipo generico.

Le due trasformazioni effettuate sono sostanzialmente le seguenti:

s =ω0p

; Ω = −ω0ω

Dal momento che la funzione di trasferimento del circuito è pari, il ”-” non provoca problemi; esso vienecomunque inserito per completezza.

1Non sono state sinora utilizzate unità di misura, al fine di evidenziare il fatto che si stanno esclusivamente utilizzando grandezzenormalizzate.

5

Al fine di studiare gli effetti della trasformazione di frequenza sulle impedenze di tipo induttivo/capacitivo,si applica la trasformazione sulle definizioni, nel dominio di Laplace, dei due tipi di reattanze.

Per quanto riguarda le capacità, date l’ammettenza y = sc e l’ammettenza trasformata secondo la trasfor-mazione di frequenza da passa-basso a passa alto, y:

y = sc −→ y = ω0pc =

1p · 1ω0c

Si può quindi affermare che l’ammettenza capacitiva, in seguito alla trasformazione di frequenza, vengatrasformata in un’ammettenza induttiva di valore:

l =1ω0c

Per quanto riguarda le induttanza, date l’impedenza z = sl e l’impedenza trasformata secondo la trasfor-mazione di frequenza da passa-basso a passa alto, z:

z = sl −→ z = ω0pl =

1p · 1ω0l

Si può quindi affermare che l’ammettenza induttiva, in seguito alla trasformazione di frequenza, vengatrasformata in un’ammettenza capacitiva di valore:

c =1ω0l

1.1.2 De-normalizzazione rispetto impedenza

Le impedenze normalizzate, finora ricavate, rispettano la seguente regola di normalizzazione: data Z l’impe-denza non normalizzata e z l’impedenza normalizzata rispetto all’impedenza di normalizzazione Z0, la legge dinormalizzazione è:

z =Z

Z0←→ Z = z · Z0

Nel circuito sono presenti resistenze, induttanze e capacità; studiando gli elementi de-normalizzati neldominio di Laplace, si possono trarre le seguenti conclusioni:

• Una resistenza nel dominio di Laplace si trasforma in un’altra resistenza (essendo la trasformata di Laplaceun operatore lineare, e la resistenza un coefficiente moltiplicativo rispetto alla corrente al fine di ottenerela tensione; si può dunque dire che, de-normalizzando una resistenza, si ottiene:

R = Z0 · r

• Un’induttanza nel dominio di Laplace si trasforma nel seguente modo:

L −→ sL

De-normalizzando l’impedenza z = s · l, si ottiene:

Z = s · l · Z0

Il valore equivalente dell’induttanza, anti-trasformando nel dominio del tempo, sarà:

6

L = l · Z0

Ossia, il valore dell’induttanza viene moltiplicato per il valore dell’impedenza di normalizzazione;

• Una capacità nel dominio di Laplace si trasforma nel seguente modo:

C −→ 1sC

De-normalizzando l’impedenza z = 1sC , si ottiene dunque:

Z =1sC· Z0

Il valore equivalente della capacità, anti-trasformando nel dominio del tempo, sarà:

C =c

Z0

Ossia, il valore della capacità viene diviso per il valore dell’impedenza di normalizzazione.

1.2 Calcolo dei parametri del circuito

A partire dalle osservazioni teoriche finora introdotte è possibile calcolare i parametri finali del circuito, sem-plicemente applicando le seguenti tre regole (differenziando i casi di impedenze resistive, capacitive, induttive),ricavabili combinando le precedenti osservazioni:

• Per quanto riguarda il calcolo delle resistenze, si può ottenere il valore della resistenza Ri come:

Ri = ri ·R0

• Per quanto riguarda il calcolo delle induttanze, si può ottenere il valore dell’induttanza Li, a partiredall’elemento capacitivo ci del circuito passa-basso normalizzato, come:

Li =R0

2πf0ci

• Per quanto riguarda il calcolo della capacità, si può ottenere il valore della capacità Ci, a partire dall’ele-mento induttivo li del circuito passa-basso normalizzato, come:

Ci =1

2πf0liR0

A partire dai valori normalizzati precedentemente calcolati, dunque, considerando f0 = 35 kHz e R0 = 150 Ω(seguendo le specifiche), sono stati ottenuti i seguenti valori dei parametri del circuito:

Ri = 1 · 150 Ω = 150 Ω

C1 =1

2 · π · 35 kHz · 150 Ω · 2, 2836166941845= 13, 2750944293 nF

7

L2 =150 Ω

2 · π · 35 kHz · 1, 0113623374604= 0, 67442951748 mH

C3 =1

2 · π · 35 kHz · 150 Ω · 3, 0349430445259= 9, 98873020378 nF

L4 =150 Ω

2 · π · 35 kHz · 0, 76099086006243= 0, 896321689324 mH

Ru = 3, 00084641489 · 150 Ω = 450, 126962234 Ω

1.3 Simulazione del comportamento in frequenza del circuito

Viene a questo punto effettuata una simulazione del circuito sintetizzato mediante i passi precedentementeesplicati, al fine di verificarne l’effettivo comportamento in frequenza, in modo da verificare il fatto che lespecifiche siano state regolarmente soddisfatte.

L’analisi del circuito viene effettuata mediante il software PSpice, in modalità ”AC Sweep”, considerandotre particolari: dapprima si presenterà un’analisi in banda larga, in modo da osservare l’effettivo andamentodella funzione di trasferimento del circuito; verranno quindi evidenziati alcuni dettagli, in modo da verificareil comportamento del circuito nei punti ”critici”, ossia al termine della banda di attenuazione, e all’inizio dellabanda passante.

La descrizione del circuito e la scelta delle modalità di funzionamento del simulatore viene racchiusa nelseguente script:

V_1 1 0 AC 1R_i 1 2 150C_1 2 3 13.2750944293nL_2 0 3 674.42951748uC_3 3 4 9.98873020378nL_4 0 4 896.321689324uR_u 0 4 450.126962234

.AC DEC 101 8k 200k

.probe

.end

Una volta caricata la visualizzazione grafica, si visualizza la seguente uscita, mediante il comando ”AddTrace”:

DB((V(4)/V(1))*2*SQRT(150/450.126962234))

Il comando in questione permette la visualizzazione del comportamento in frequenza del circuito, consideran-do come uscita la tensione ai capi di Ru, in decibel, tenendo conto del fattore correttivo da applicare a circuitidi tipo bi-caricato, come quello realizzato; infatti:

8

t(s) , 2√RiRu

V4(s)V1(s)

I risultati grafici ottenuti dal procedimento sono allegati con la presente relazione; vengono esposti alcunirisultati significativi:

f = 10, 000 kHz −→ t(jω) = −56, 087 dB

f = 35, 078 kHz −→ t(jω) = −1, 2019 dBOsservando inoltre che l’andamento è quello previsto per un filtro basato su approssimazione alla Chebyshev,

si può dire che il progetto risulti essere completato con successo.

1.3.1 Simulazione del comportamento in frequenza con Q(jω0) = 60

Si considera la simulazione del comportamento in frequenza del circuito considerando induttanze non ideali,quantificando il fattore Q(jω), per la frequenza di inizio della banda passante, a 60. Dalla teoria, si sa che:

Q(jω) =ωLsRs

La presenza di un Q è dunque modellizzabile mediante l’introduzione di una resistenza serie, di valorevariabile con la frequenza. Per quanto riguarda il circuito attualmente in studio, si può ricavare che:

Rs =ωLsQ(jω)

L2 −→ Rs2 = 2, 47191328761Ω

L4 −→ Rs4 = 3, 28519057423ΩLo script PSpice utilizzato per la simulazione è quindi il seguente:

V_1 1 0 AC 1R_i 1 2 150C_1 2 3 13.2750944293nL_2 0 5 674.42951748uR_2 5 3 2.47191328706C_3 5 4 9.98873020378nL_4 0 6 896.321689324uR_4 6 4 3.28519057351R_u 0 4 450.126962234

.AC DEC 101 9k 500k

.probe

.end

Considerando induttori non ideali, si nota una variazione della funzione di trasferimento per frequenzeminori di quella di taglio. Questo fenomeno è dovuto al fatto che, induttori non ideali sono caratterizzati dauna resistenza serie, che per frequenze elevate non viene presa in considerazione a causa del comportamentodellinduttanza che simula un circuito aperto.

9

1.3.2 Simulazione del comportamento in frequenza con aumento dei componentidel 20% dal valore nominale

Seconda simulazione riguardante i comportamenti ”anomali” del circuito coinvolge l’aumento di tutti i parametrireattivi del 20 % rispetto al valore nominale. Viene immediatamente presentato lo script PSpice, contenente ivalori originali, moltiplicati per un fattore 1,2 (aggiungendo dunque il 20 % rispetto al valore originale).

V_1 1 0 AC 1R_i 1 2 150C_1 2 3 15.93011331516nL_2 0 3 809.315420976uC_3 3 4 11.986476244536nL_4 0 4 1.0755860271888mR_u 0 4 450.126962234

.AC DEC 101 9k 500k

.probe

.end

Si nota una traslazione della funzione di trasferimento a frequenza più alte, quindi un aumento della frequenzadi taglio.

10

Capitolo 2

Sintesi del filtro mediante circuito LCpassivo monocaricato

Essendo il progetto del tutto analogo a quello precedentemente affrontato, si può anticipare il fatto che unasoluzione ”esatta” può essere ricavata esclusivamente mediante sintesi manuale, dunque non mediante l’uso ditavole e cataloghi. La sintesi di un filtro monocaricato tuttavia esula dalle competenze attese dal progettistanel presente corso, di conseguenza l’uso del manuale, in una situazione come la presente, è obbligatorio.

Si anticipa un ulteriore fatto: il catalogo, al fine di sintetizzare filtri basati su approssimazioni alla But-terworth o alla Chebyshev (quest’ultimo nella fattispecie è il caso in studio), modifica il circuito filtrante perrenderlo ”simile” ad un filtro ellittico (”alla Cauer”), dunque l’andamento del filtro sintetizzato non sarà esat-tamente quello di un filtro Chebyshev, ma comunque abbastanza simile (come si discuterà, confrontando con irisultati precedentemente ottenuti).

Le disquisizioni teoriche affrontate nel precedente capitolo non verranno riprese, dunque si proporrannoimmediatamente i metodi di progetto utilizzati ed il calcolo dei parametri del filtro.

Scegliendo dal catalogo la sezione ”C0450c”, riga ”T” (riferita alla sintesi mediante polinomio di Chebyshev),si seleziona la seconda colonna, riferita al circuito ”A”, considerando r1 =∞, r2 = 1:

Sfruttando il teorema di reciprocità, applicabile su di una rete passiva, si sceglie di introdurre il circuito suimorsetti ”a destra”, e di prelevare l’uscita ”a sinistra”, ossia di ”girare” il circuito.

L’impedenza di uscita del circuito, in questo modo, è infinita, dunque il circuito è, come le specificherichiedono, monocaricato; applicando la trasformazione di frequenza, combinata con la de-normalizzazione perl’impedenza Z0, è possibile ricavare i seguenti valori (utilizzando una teoria del tutto analoga alla precedente):

Ri = 1 · 150 Ω = 150 Ω

C1 =1

2 · π · 35 kHz · 150 Ω · 0, 835897= 36, 2667018252 nF

L2 =150 Ω

2 · π · 35 kHz · 1, 609548= 0, 423778982206 mH

C3 =1

2 · π · 35 kHz · 150 Ω · 0, 835897= 19, 5629819756 nF

L4 =150 Ω

2 · π · 35 kHz · 1, 614017= 0, 422605594149 mH

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Analogamente a quanto fatto per quanto concerne il primo progetto, viene ora presentata una simulazionePSpice atta a evidenziare i risultati ottenuti in seguito alla fase di progetto.

La descrizione del circuito e la scelta delle modalità di funzionamento del simulatore viene racchiusa nelseguente script:

V_1 1 0 DC 0V AC 1R_i 1 2 150C_1 2 3 36.2667018252nL_2 0 3 0.423778982206mC_3 3 4 19.562981976nL_4 0 4 0.422605594149m

.AC DEC 101 8k 200k

.probe

.end

Una volta caricata la visualizzazione grafica, si visualizza la seguente uscita, mediante il comando ”AddTrace”:

DB(V(4)/V(1))

Il comando in questione permette la visualizzazione del comportamento in frequenza del circuito, consideran-do come uscita la tensione ai capi di Ru, in decibel; in ambito di filtri mono-caricati, non è necessario introdurrecorrezioni legate al rapporto delle resistenze di ingresso e uscita, quindi l’espressione utilizzata è più semplicedella precedente.

I risultati grafici ottenuti dal procedimento sono allegati con la presente relazione; vengono esposti alcunirisultati significativi:

f = 10, 000 kHz −→ t(jω) = −53, 457 dB

f = 35, 055 kHz −→ t(jω) = −1, 2251 dB

Come previsto teoricamente all’inizio della fase di progetto, il circuito non è in grado di soddisfare lacondizione di attenuazione minima in banda attenuata; senza ricorrere alla sintesi manuale, tuttavia, questo èil miglior risultato ottenibile.

2.1.1 Simulazione del comportamento in frequenza con Q(jω0) = 60

Analogamente a quanto precedentemente fatto, si considera la simulazione del comportamento in frequenzadel circuito considerando induttanze non ideali, quantificando il fattore Q(jω), per la frequenza di inizio dellabanda passante, a 60. Il procedimento teorico utilizzato è del tutto analogo a quello precedentemente presentato,dunque si sceglie di presentare immediatamente lo script PSpice utilizzato per la simulazione:

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V_1 1 0 DC 0V AC 1R_i 1 2 150C_1 2 3 36.2667018252nL_2 0 5 0.423778982206mR_2 5 3 1.55323109345C_3 3 4 19.562981976nL_4 0 6 0.422605594149mR_4 6 4 1.54893040142

.AC DEC 101 9k 500k

.probe

.end

Valutando induttori reali con Q diverso da zero, si ottiene un peggioramento delle caratteristiche del fil-tro uscendo fuori dalle specifiche di progetto. Alla frequenza di taglio di banda passante si ha un aumentodellattenuazione.

2.1.2 Simulazione del comportamento in frequenza con aumento dei componentidel 20% dal valore nominale

Seconda simulazione riguardante i comportamenti ”anomali” del circuito coinvolge l’aumento di tutti i parametrireattivi del 20 % rispetto al valore nominale. Viene immediatamente presentato lo script PSpice, contenente ivalori originali, moltiplicati per un fattore 1,2 (aggiungendo dunque il 20 % rispetto al valore originale).

V_1 1 0 DC 0V AC 1R_i 1 2 150C_1 2 3 43.52004219024nL_2 0 3 0.5085347786472mC_3 3 4 23.4755783712nL_4 0 4 0.5071267129788m

.AC DEC 101 9k 500k

.probe

.end

Si modificano i valori dei componenti LC del filtro aumentandoli del 20 %. Si nota una riduzione della bandaattenuata, quindi una frequenza di taglio minore rispetto alle specifiche.

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Capitolo 3

Sintesi del filtro mediante circuito RCattivo

La terza realizzazione del filtro in questione è effettuata mediante circuiti basati su componenti attivi, nellafattispecie su amplificatori operazionali reazionati mediante reti RC passivi

L’idea alla base del progetto è suddivisa nelle seguenti fasi:

• Caratterizzazione di una singola cella RC attiva biquadratica (ossia in grado di realizzare circuitalmenteuna funzione di trasferimento di ordine 2), ricavando la funzione di trasferimento;

• Unione di più celle, inserite in cascata tra loro, al fine di ottenere il filtro.

Una cella RC attiva biquadratica, come già accennato, è in grado di realizzare solo un particolare tipo difiltri: quelli di ordine due. Dal momento che le specifiche di progetto richiedono, come calcolato nel primocapitolo, un filtro di ordine quattro, una sola cella non sarà sufficiente. Dal momento che il filtro è di ordinepari, tuttavia, osservazione immediatamente effettuabile è la seguente: è sufficiente un solo tipo di celle, dalmomento che un filtro passa-alto di quarto ordine è realizzabile mediante una cascata di due celle di tipo ancheuguale, purchè siano entrambe di tipo passa-alto, con parametri ovviamente differenti.

Fattorizzazione della funzione di trasferimento

H(s) =Ks4

as4 + bs3 + cs2 + ds+ e=

K1s2

a1s2 + b1s+ c1· K2s

2

a2s2 + b2s+ c2La funzione di trasferimento del filtro, H(s), si ricava a partire dalla funzione HLP (s), ossia dalla funzione

passa-basso normalizzata precedentemente ricavata, mediante il procedimento di sintesi manuale:

HLP (s) =1

4, 62011s4 + 4, 04631s3 + 6, 39199s2 + 3, 07024s+ 1, 15478Sostituendo, mediante il calcolatore, alla variabile s l’espressione:

s −→ ω0p

Si ottiene la seguente espressione, presentata in forma approssimata (nonostante sul calcolatore si continuinoa mantenere tutte le cifre significative):

H(p) =0, 866p4

(p2 + 526, 28 · 103p+ 186, 88 · 109) · (p2 + 58, 4 · 103p+ 50 · 109)

14

Si propongono ora, scritti con tutte le cifre che il calcolatore propone, i coefficienti della funzione ditrasferimento ora proposta:

K = 0, 86596432336

a1 = 1; b1 = +526, 278861631 · 103; c1 = 186, 883969746 · 109

a2 = 1; b2 = +58, 403604481 · 103; c2 = 50, 0692931847 · 109

La fattorizzazione è quindi ultimata: si dispone dei parametri che si intende introdurre in ciascuna cella.

Calcolo della funzione di trasferimento della cella

Mediante l’uso del metodo dei nodi, è stato possibile ricavare l’espressione della funzione di trasferimento dellacella proposta per il progetto. (V1 − Vi)sC1 + (V1 − Vu)G2 + (V1 − V2)sC3 = 0(V2 − V1)sC3 + V2G4 = 0(V3 − Vu)G6 + V3G5 = 0

Si noti che:

Vu = (V + − V −) ·A

Vu = (V2 − V3) ·A = V2A− V3A

Da qui:

V3 =V2A− Vu

A

Una volta ricavata V3, si può sostituire nella terza relazione, ricavando:(V2A− Vu

A− Vu

)G6 +

V2A− VuA

G5 =(V2A− Vu − VuA

A

)G6 +

V2A− VuA

G5 = 0 =

=V2AG6A

+V2AG5A

− VuG6A− VuG5

A= 0

Raccogliendo:

V2(G6 +G5) = Vu

(G6A

+G6 +G5A

)Quindi:

V2 =Vu

G6 +G5

(G6 +AG6 +G5

A

)A questo punto è possibile sostituire questa espressione nella seconda equazione:[

VuG6 +G5

(G6 +AG6 +G5

A

)− V1

]sC3 +

VuG6 +G5

(G6 +AG6 +G5

A

)G4 = 0

Si riordina a questo punto l’espressione, ottenendo:

15

VusC3G6 +G5

(G6 +AG6 +G5

A

)− V1sC3 +

VuG6 +G5

(G6 +AG6 +G5

A

)G4 = 0

Si ricava quindi V1:

V1 =Vu

sC3(G6 +G5)

[sC3

(G6 +AG6 +G5

A

)+G4

(G6 +AG6 +G5

A

)]Modificando a questo punto la prima equazione, si ottiene:

V1(sC1 +G2 + sC3)− V2sC3 − VisC1 − VuG2 = 0

Sostituendo l’espressione di V1 ricavata:

VusC3(G6 +G5)

[sC3

(G6 +AG6 +G5

A

)+G4

(G6 +AG6 +G5

A

)](sC1 +G2 + sC3)−

+Vu

G6 +G5

(G6 +AG6 +G5

A

)sC3 − VisC1 − VuG2 = 0

Quindi:

Vu

{[sC3(G6 +AG6 +G5)sC3(G6 +G5)A

+G4(G6 +AG6 +G5sC3(G6 +G5)A

](sC1 +G2 + sC3)−

G4(G6 +AG6 +G5(G6 +G5)A

sC3 −G2}

= VisC1

Semplificando:

Vu

{[G6 +AG6 +G5

(G6 +G5)A+G4(G6 +AG6 +G5sC3(G6 +G5)A

](sC1 +G2 + sC3)−

G4(G6 +AG6 +G5(G6 +G5)A

sC3 −G2}

= VisC1

Si raccoglie quindi il contenuto della parentesi in modo da raggruppare, nel seguente modo:

Vu

{[sC3(G6 +AG6 +G5) +G4(G6 +AG6 +G5)] (sC1 +G2 + sC3)− ...

A(G5 +G6)sC3

...+ (G6 +AG6 +G5)(sC3)2 −G2 [A(G5 +G6)sC3]A(G5 +G6)sC3

}= Vi(sC1)

Si può a questo punto scrivere, invertendo l’equazione, la seguente relazione:

Vu =VisC1 [A(G5 +G6)sC3]

[sC3(G6 +AG6 +G5) +G4(G6 +AG6 +G5)] (sC1 +G2 + sC3)− (G6 +AG6 +G5)(sC3)2 −G2 [A(G5 +G6)sC3]

=VisC1 [A(G5 +G6)sC3]

(s2C1C3)(G6 +AG6 +G5) + sC3(G6 +AG6 +G5)G2 + s2C23 (G6 +AG6 +G5) +G4(G6 +AG6 +G5)sC1 + ...

VisC1 [A(G5 +G6)sC3]...+G4(G6 +AG6 +G5)G2 +G4(G6 +AG6 +G5)sC3 − (G6 +AG6 +G5)(sC3)2 −G2A(G5 +G6)sC3

16


(s2C1C3)(G6 +AG6 +G5) + s {C3(G6 +AG6 +G5)G2 + C1(G6 +AG6 +G5)G4 + C3(G6 +AG6 +G5)G4 − ...

VisC1 [A(G5 +G6)sC3]...+ C3(G5 +G6)AG2}+G4(G6 +AG6 +G5)G2


(s2C1C3)(G6 +AG6 +G5) + s {(G6 +AG6 +G5)(C3G2 + C1G4 + C3G4)− C3(G5 +G6)AG2}+ ...

VisC1 [A(G5 +G6)sC3]...+G4(G6 +AG6 +G5)G2


s2 + s{

(G6 +AG6 +G5)(C3G2 + C1G4 + C3G4)− C3(G5 +G6)AG2C1C3(G6 +AG6 +G5)

}+G4(G6 +AG6 +G5)G2C1C3(G6 +AG6 +G5)

Quindi:

VuVi

=

s2[A(G5 +G6)]G6 +AG6 +G5

s2 + s{

(G6 +AG6 +G5)(C3G2 + C1G4 + C3G4)− C3(G5 +G6)AG2C1C3(G6 +AG6 +G5)

}+G4(G6 +AG6 +G5)G2C1C3(G6 +AG6 +G5)

Giunti a questa espressione, è possibile calcolare i parametri della cella, ossia la pulsazione ω0 e il fattore diqualità qp:

ω20 =G2G4C1C3

−→ ω0 =√G2G4C1C3

Si può dunque ottenere:

qp =

√G2G4C1C3

(G6 +AG6 +G5)(C3G2 + C1G4 + C3G4)− C3(G5 +G6)AG2(C1C3)(G6 +AG6 +G5)

=

=

√G2G4C1C3

(C1C3)(G6 +AG6 +G5)

(G6 +AG6 +G5)(C3G2 + C1G4 + C3G4)− C3(G5 +G6)AG2=

=√G2G4C1C3(G6 +AG6 +G5)

(G6 +AG6 +G5)(C3G2 + C1G4 + C3G4)− C3(G5 +G6)AG2=

=√G2G4C1C3(G6 +AG6 +G5)

(G6 +AG6 +G5)[(C3G2 + C1G4 + C3G4)−

C3(G5 +G6)AG2G6 +AG6 +G5

] =

17

=√G2G4C1C3[

(C3G2 + C1G4 + C3G4)−C3(G5 +G6)AG2G6 +AG6 +G5

] =

=

√G2G4C1C3 ·

1C3G4

C3G2C3G4

+C1G4C3G4

+C3G4C3G4

− C3(G5 +G6)AG2C3G4(G6 +AG6 +G5)

Riordinando quest’ultima espressione, è possibile ottenere un’espressione operativa del fattore di qualità qp:

qp =

√C1G2C3G4

1 +C1C3

+G2G4

[1− A(G5 +G6)

G6 +AG6 +G5

]Si decide, al fine di preparare il calcolo del prodotto guadagno-sensibilità, di introdurre una semplificazione

dell’espressione di qp, mediante l’uso della seguente sostituzione:

µ =A

1 +A

µi

Dove µi è il guadagno della cella:

µi = 1 +R6R5

= 1 +G5G6

=G5 +G6G6

Si sostituisce quindi l’espressione di µi in µ:

µ =A

1 +A

G5 +G6G6

=A

1 +AG6

G5 +G6

=A(G5 +G6)

G5 +G6 +AG6

Si noti a questo punto il fatto che è possibile ricondurre questa espressione ad una contenuta in qp; se infattisi considera - (µ− 1), si ottiene ciò:

−(µ− 1) = −(

A(G5 +G6)G6 +AG6 +G5

− 1)

= −A(G5 +G6)− (G6 +AG6 +G5)G6 +AG6 +G5

=−AG5 +G5 +G6G6 +AG6 +G5

Sostituendo questa espressione in quella di qp, si ottiene la seguente semplificazione:

qp =

√C1G2C3G4

1 +C1C3− G2G4

(µ− 1)

18

3.0.3 Calcolo del prodotto guadagno-sensibilità

Al fine di ottimizzare il progetto del filtro, è necessario calcolare a questo punto un’espressione operativa delprodotto guadagno-sensibilità, dove la sensibilità è relativa alle variazioni del fattore di qualità qp al variaredi A. Idealizzando l’amplificatore operazionale utilizzato per la realizzazione di ciascuna cella, considerandolodunque con A→∞, si intende calcolare:

ΓA = limA→+∞

A · SqpA

Dunque:

SqpA = Sqpµ · S

µA =

S

√C1G2C3G4

1 +C1C3− G2G4

(µ− 1)µ

·

SA

1 +A

µiA

Sqpµ = S

√√√√C1G2C3G4

µ − S1+C1C3−G2G4

(µ−1)

µ =

= −(−µ)G2

G4S−(µ−1)

G2G4

µ

1 +C1C3− (µ− 1)G2

G4

=µG2G4

S−µG2G4

µ

1 +C1C3− (µ− 1)G2

G4

=

=µG2G4

1 +C1C3− (µ− 1)G2

G4

Per quanto riguarda SµA:

SµA = S

A

1 +A

µA = S

AA − S

1+A

µiA = 1−

1 · S1A +A

µi· S

A

µiA

1 +A

µi

=

= 1−

A

µi

1 +A

µi

= 1− Aµi +A

=µi

µi +A=

1

1 +A

µi

·SqpA = Sqpµ · S

µA =

µG2G4

1 +C1C3− (µ− 1)G2

G4

· 1

1 +A

µi

19

A questo punto è possibile calcolare il prodotto guadagno-sensibilità:

limA→+∞

A · SqpA

Si noti innanzitutto che, per A→ +∞, µ −→ µi:

limA→+∞

µ =A

1 +A

µi

= µi

Quindi:

ΓA = limA→+∞

A · SqpA = limA→+∞

µ2iG2G4

1 +C1C3− µi

G2G4

+G2G4

=G2

(1 +

G5G6

)21 +

C1C3−(

1 +G5G6

)G2G4

+G2G4

=

=G2

(1 +

G5G6

)21 +

C1C3− G5G6

G2G4

Al fine di minimizzare il prodotto guadagno-sensibilità ΓA, quindi, è necessario soddisfare la seguentecondizione:

C1 � C3

3.0.4 Formule di progetto

Al fine di completare il discorso teorico, si propone la dimostrazione delle formule di progetto in seguito utilizzatein combinazione con il software MATLab; le due espressioni fondamentali riguardano il calcolo di due parametridel circuito: R2 e R6

Calcolo di R2

R4 = PR2; fp =1

2pi√C1R2C3R4

Sostituendo la prima nella seconda, si ottiene:

R2 =1

2πfp√C1C3PR4

Calcolo di R6

Partendo dall’espressione operativa di qp:

qp =

√R4C1R2C3

1 +C1C3− R4R6R2R5

=

√R4C1R2C3

R2R5C3 + C1R2R5 − C3R4R6C3R2R5

L’espressione si può invertire nel seguente modo:

20

R2R5C3 + C1R2R5 − C3R4R6 =

√R4C1R2C3

C3R2R5

qp

Da qui, si può ricavare R6 come:

R6 =R2R5C3R4C3

+C1R2R5R4C3

−

√R4C1R2C3

C3R2R5

qpR4C3=

= R5

R2R4 + C1R2R4C3 −√R4C1R2C3

R2R5

qpR4

=

= R5

[1P

(1 +

C1C3

)− 1Pqp

√R4C1R2C3

]Ordinando, si può ricavare la seguente espressione:

R6 = R5

[1P

(1 +

C1C3

)− 1qp

√C1PC3

]

3.1 Calcolo dei parametri delle celle

Il filtro RC, come già accennato, viene sintetizzato mediante l’uso di due celle RC biquadratiche basate sull’usodi un amplificatore operazionale; al fine di riprodurre, mediante le suddette celle, la funzione di trasferimentoprecedentemente sintetizzata, è stato necessario percorrere un certo numero di passi, che ora verranno descritti:

• A partire dalla funzione di trasferimento fattorizzata in termini con denominatore polinomiale di secondogrado, e numeratore di secondo grado monomiale (precedentemente proposta), si seleziona l’ordine dellecelle da inserire in cascata, in modo da avere celle in cascata con qp crescente.

• Calcolo dei guadagni Ki per ciascuna i-esima cella, secondo i seguenti criteri:

– Il massimo della prima cella, T1,max, moltiplicato per il K1, della prima cella, deve essere pari almassimo della funzione di trasferimento finale (sintetizzata precedentemente);

– Per la i-esima cella, il prodotto Ti,max·Ki, moltiplicato per tutti i Tj,max·Kj delle celle per j ∈ [1; i−1],deve essere pari al massimo della funzione di trasferimento finale.

Avendo nel progetto solo due celle, e guadagno massimo in banda passante pari a 1 (0 dB) il criterio peril calcolo dei Ki si riduce a:

T1,max ·K1 = 1

Poichè T1,max ' qp,1, si può dire che:

qp,1 ·K1 = 1 −→ K1 =1qp,1

21

Per quanto riguarda il calcolo di K2, si parte dalla seguente relazione:

K1T1,max ·K2T2,max = 1

Il calcolo di T2,max è stato effettuato mediante il seguente script MATLab:

% Progetto di un filtro RC attivo con celle in cascata% Calcolo del massimo di |T2|% Prima cellawr1 = sqrt(186.883969746*10^9);qr1 = wr1/(526.278861631*10^3);T1_Max = qr1% Seconda cellawp2 = sqrt(50.0692931847*10^9);qp2 = wp2/(58.403604481*10^3);%%f = linspace(2000, 50000, 14010);w = 2*pi * f;p = 0 + w*j;%% Evaluate partial transfer function T2 on the j-omega axis:nT2a = p.^2;nT2=nT2a.*(p.^2);dT2a = (p.^2 + p.*(wr1./qr1) + (wr1).*(wr1));dT2 = dT2a.*(p.^2 + p.*(wp2./qp2) + (wp2).*(wp2));T2 = nT2./dT2;%% Evaluate amplification:ampl = abs(T2);T2_Max=abs(max(T2))

%% Plot attenuation:plot(f, ampl);grid;K_tot=0.86596432336;K_2=T1_Max/T2_MaxK_1=K_tot/K_2

In realtà, per semplicità, il calcolo dei Ki è incluso nello script; quella appena proposta è il procedimentoteorico seguito.

In seguito ai calcoli, effettuati dallo script, sono stati ricavati i seguenti valori:

K1 = 1, 21739047475583

22

K2 = 0, 71132832178081

Una volta calcolati questi parametri ”globali”, si lavora sulle singole celle, in modo da riprodurre la funzionedi trasferimento finale.

3.1.1 Cella 1

La prima cella del filtro, secondo il criterio dei qp crescenti, realizza la seguente funzione di trasferimento (datoqp calcolato a priori):

H(p) =1, 21739047475583p2

p2 + 58, 4 · 103p+ 50 · 109

Si possono semplicemente calcolare, a partire da questa funzione di trasferimento, i seguenti parametri:

ωp,1 = 4, 32300786196370432 · 105 rad/s

qp,1 = 0, 82142912762375

A questo punto è necessario dimensionare i parametri della cella, in modo da ottenere i suddetti valori;al fine di minimizzare il prodotto guadagno-sensibilità ΓA, è stato scelto C1 � C3; a partire dalle formule diprogetto precedentemente ricavate, è stato utilizzato il seguente procedimento:

• Sono stati scelti i valori delle capacità, in modo da minimizzare ΓA;

• Seguendo lo schema a blocchi allegato con le specifiche, le cui formule sono state precedentemente ricavate,sono stati ricavati i restanti parametri del circuito;

Mediante uno script MATLab, sono stati dunque ricavati i seguenti valori:

C1,1 = 100 nF

C1,2 = 0 nF

C3 = 1 nF

R2 = 31, 47872218445133 Ω

R4 = 1, 699850997960372 kΩ

R6 = 2, 137117626872152 kΩ

R5 = 10 kΩ

Utilizzando questi valori, il K effettivo della cella risulta essere il seguente:

K = 1, 21371176268722

Con un prodotto guadagno-sensibilità pari a:

ΓA = 0, 889

Lo script MATLab utilizzato è il seguente:

23

%%%CELLA 1%%%

wp1 = sqrt(186.883969746*10^9)qp1 = wp1/(526.278861631*10^3)fp1=wp1/(2*pi)C11=100e-9C12=22e-9C3=0.1e-9C1=C11+C12;

P=((C1/C3)/(4*(qp1^2)))*(sqrt(1+12*qp1^2*(1+(C3/C1)))-1)^2

R2=1/(2*pi*fp1*sqrt(P*C1*C3))R4=P*R2R5=10000R6=R5*((1/P)*(1+(C1/C3))-(sqrt(C1/(P*C3))*(1/qp1)))K=(C11/C1)*(1+(R6/R5))GSP=qp1*(1+R6/R5)^2*sqrt((P*C3)/C1)

%%%CELLA 2%%%wp2 = sqrt(50.0692931847*10^9)qp2 = wp2/(58.403604481*10^3)fp2=wp2/(2*pi)C11=100e-9C12=22e-9C3=0.1e-9C1=C11+C12;

P=((C1/C3)/(4*(qp2^2)))*(sqrt(1+12*qp2^2*(1+(C3/C1)))-1)^2

R2=1/(2*pi*fp2*sqrt(P*C1*C3))R4=P*R2R5=10000R6=R5*((1/P)*(1+(C1/C3))-(sqrt(C1/(P*C3))*(1/qp2)))K=(C11/C1)*(1+(R6/R5))GSP=qp2*(1+R6/R5)^2*sqrt((P*C3)/C1)

p=0+j*w;T1=((p.*p))/(((p.*p)-((567.67*10^3)*p)+(186.88*10^9)))x=max(T1)

Seguendo il flow-chart allegato, è stato calcolato un primo valore di P , definito come:

P =R4R2

La prima iterazione ha portato a una R6 negativa; come si può osservare dall’espressione operativa di R6:

24

R6 = R5

[1P

(1 +

C1C3

)−√

C1PC3

1qp

]Al fine di rendere positiva R6, è necessario ridurre P , in modo da rendere prevalente il termine positivo della

somma.Dopo varie iterazioni, si imposta P = 54, quindi si ricavano i valori precedentemente esposti.

3.1.2 Cella 2

La seconda cella del filtro, secondo il criterio dei qp crescenti, realizza la seguente funzione di trasferimento (datoqp calcolato a priori):

H(p) =0, 71132832178081p2

p2 + 526, 28 · 103p+ 186, 88 · 109

Si possono semplicemente calcolare, a partire da questa funzione di trasferimento, i seguenti parametri:

ωp,2 = 2, 23761688375602 · 105 rad/s

qp,2 = 3, 83129928989908

Seguendo lo stesso procedimento precedentemente esposto, sono stati ricavati i seguenti valori:

C1,1 = 68 nF

C1,2 = 47 nF

C3 = 1 nF

R2 = 24, 17934796217750 Ω

R4 = 71, 82673310105153 kΩ

R6 = 2, 250676509173192 kΩ

R5 = 10 kΩ

Utilizzando questi valori, il K effettivo della cella risulta essere il seguente:

K = 0, 7243878283685

Con un prodotto guadagno-sensibilità pari a:

ΓA = 9, 241

In questo caso, è stato sufficiente utilizzare il P legato alla formula presente sul flow-chart; dai calcoli è statopossibile ricavare:

P = 2, 97 · 103

25


Al fine di effettuare un’analisi in frequenza del comportamento del circuito, viene introdotto un modello idealedi amplificatore operazionale, mediante l’opzione SUBCKT di PSpice; si è scelto di realizzare un amplificatoremodellizzato sostanzialmente con un generatore di tensione pilotato in tensione, con un guadagno pari a 108; loscript PSpice utilizzato per la simulazione è il seguente:

* Definizione amplificatore operazionale *

.SUBCKT OA 1 2 3* | | |* | | | output* | inverting input* non inverting inputE1 3 0 1 2 1E8.ENDS OA

* Cella 1 (CA) *

.SUBCKT CA 1 5C_11 2 1 100nC_3 3 2 1nR_2 2 5 31.47872218445133R_4 0 3 1.699850997960372kR_5 0 4 10kR_6 4 5 2.137117626872152kXOA 3 4 5 OA.ENDS CA

* Cella 2 (CB) *

.SUBCKT CB 1 5C_11 2 1 68nC_12 2 0 47nC_3 3 2 0.1nR_2 2 5 24.1793479621775R_4 0 3 71.82673310105153kR_5 0 4 10kR_6 4 5 2.250676509173192kXOA 3 4 5 OA.ENDS CB

* Definizione circuito *

V1 1 0 AC 1XCA 1 2 CAXCB 2 3 CB

* Opzioni di analisi *

26

.AC DEC 101 9k 500k

.probe

.end

Dalle simulazioni effettuate, si può osservare il fatto che il progetto del filtro sia andato a buon fine: lespecifiche, sia per quanto riguarda la banda attenuata sia per quanto riguarda le attenuazioni minima e massimain banda passante si possono dire rispettate.

3.2.1 Simulazione del comportamento in frequenza con ft = 1, 5 MHz

Al fine di introdurre un modello di amplificatore operazionale con una frequenza di taglio ft non infinita, sirealizza la seguente idea: utilizzando un generatore di corrente pilotato in tensione, con transconduttanza gm, sialimentano una resistenza R e una capacità C ideali; al variare della frequenza, varierà la resistenza equivalentedella capacità, dunque la tensione che cadrà su di essa; prelevando questa tensione con un generatore di tensionepilotato in tensione con guadagno unitario, infine, si disaccoppia l’impedenza di uscita del modello con eventualicarichi.

Il calcolo della pulsazione di taglio ωt si basa sul seguente fatto:

ωt ' A0 · ωrDove:

A0 = gm ·R;ωr =1RC

Si può dunque scrivere che:

2πft ' gm ·R1RC−→ C = gm

2πft

Si è dimensionato un A0 = 107, con gm = 1 · 103, R = 10 kΩ; in tali condizioni, C = 106, 103295395µF.La simulazione del comportamento in frequenza del circuito è stata dunque realizzata con il seguente script

PSpice:


.SUBCKT OAI 1 2 3* | | |* | | | output* | inverting input* non inverting inputE1 3 0 1 2 1E8.ENDS OAI

.SUBCKT OA 1 2 3* | | |* | | | output* | inverting input

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* non inverting inputG_1 0 4 1 2 1000R_2 4 0 10kC_3 4 0 106.103295395uE_1 3 0 4 0 1.ENDS OA

* Cella 1 (CA) *

.SUBCKT CA 1 5C_11 2 1 100nC_3 3 2 1nR_2 2 5 31.47872218445133R_4 0 3 1.699850997960372kR_5 0 4 10kR_6 4 5 2.137117626872152kXOA 3 4 5 OAI.ENDS CA

* Cella 2 (CB) *

.SUBCKT CB 1 5C_11 2 1 68nC_12 2 0 47nC_3 3 2 0.1nR_2 2 5 24.1793479621775R_4 0 3 71.82673310105153kR_5 0 4 10kR_6 4 5 2.250676509173192kXOA 3 4 5 OA.ENDS CB




.AC DEC 101 9k 1.25MEG

.probe

.end

Dai risultati della simulazione, allegata con la presente relazione, si può osservare un comportamento anomaloin banda passante: il fatto di aver introdotto una frequenza di taglio troppo bassa, ha accentuato il ripple inbanda passante.

Da un’analisi effettuata (i cui risultati verranno allegati alla relazione), si nota il fatto che, introducendouna non idealità nella sola prima cella, provoca variazioni della funzione di trasferimento solo per frequenze

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elevate, oltre a circa 50 kHz, mentre, in un intorno di 35 kHz, non si riscontrano sostanziali variazioni. Questocomportamento è prevedibile, dal momento che la prima cella inizi ad attenuare solo da 68 kHz in poi, dunquenon possa influenzare in modo sensibile le frequenze più basse; idealizzando la sola prima cella, invece, si ha unpeggioramento del comportamento sia per quanto concerne l’inizio della banda passante, che le frequenze piùelevate; ciò è imputabile al fatto che la frequenza di taglio della seconda cella sia circa pari a 35 kHz. La formad’onda finale è una combinazione delle due, come osservato: in un intorno di 35 kHz sostanzialmente si ha ilsolo contributo della prima cella, per frequenze più elevate entrambi i contributi.

3.2.2 Simulazione del comportamento in frequenza con ft = 300 kHz e aumento deicomponenti

Si ripete il discorso precedente, introducendo una frequenza di taglio dell’amplificatore operazionale pari a 300kHz (un quinto della precedente), e aumentando i valori dei componenti della cella del 20 %. La simulazionedel comportamento in frequenza del circuito è stata dunque realizzata con il seguente script PSpice (contenentei valori calcolati):


.SUBCKT OA 1 2 3* | | |* | | | output* | inverting input* non inverting inputG_1 0 4 1 2 1000R_2 4 0 10kC_3 4 0 530.516476973uE_1 3 0 4 0 1.ENDS OA

* Cella 1 (CA) *

.SUBCKT CA 1 5C_11 2 1 120nC_3 3 2 1.2nR_2 2 5 37.77446662134159R_4 0 3 2.039821197552446kR_5 0 4 12kR_6 4 5 2.564541152246582kXOA 3 4 5 OA.ENDS CA

* Cella 2 (CB) *

.SUBCKT CB 1 5C_11 2 1 81.5999999999999nC_12 2 0 56.4nC_3 3 2 0.12nR_2 2 5 29.0152175546130

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R_4 0 3 86.192079721261836kR_5 0 4 12kR_6 4 5 2.7008118110078304kXOA 3 4 5 OA.ENDS CB




.AC DEC 101 9k 500k

.probe

.end

Si può osservare, come prevedibile, un ulteriore peggioramento rispetto al circuito di partenza: aumentandoi componenti del 20 % si esce violentemente dalle specifiche. Il fatto di ridurre ulteriormente la frequenza ditaglio degli amplificatori, inoltre, riduce a tal punto la banda passante del circuito, da non permettere neancheai ripple previsti dalla funzione di trasferimento originale di terminare.

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progetto di un ltro passa-alto - tibaldi · 2011. 11. 15. · h(s) = "8s4 + 8s2 + 1 si sceglie di...

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