propagation gsm
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Propagation :
1- Introduction
En communication radio mobile, il y a une communication directive
pour la transmission qui nécessite la visibilité entre l’émetteur et le
récepteur. Le récepteur reçoit souvent un ensemble d’ondes réfléchies
correspondant à des trajets multiples, du fait que le signal et affecté par de
nombreuses distorsions possibles qui déterminent les différents types des
canaux selon:
Amplitude (évanouissement de Rayleigh).
Phase (dispersion des temps de propagation).
Fréquence (effet doppler).
Ces phénomènes dépendent d’une multitude de paramètres qui ne
sont pas maîtrisables, par exemple :
L’environnement urbain évolue (construction ou destruction
d’immeubles).
Les équations de propagation utilisent donc des lois de probabilité
pour intégrer une incertitude sur les prédictions.
2- Paramètres fondamentaux d’une antenne
Les principales caractéristiques d’une antenne sont :
La bande de fréquence de fonctionnement.
L’impédance (en générale 50Ω).
La puissance maximale admissible.
Le gain.
Le diagramme de rayonnement.
Les deux dernières classes de paramètres définissent la façon dont
l’antenne rayonne dans les différentes directions; elles sont
particulièrement importantes.
2.1-Antennes des terminaux GSM/DCS
Les antennes des mobiles sont généralement des dipôles de longueur
λ/4 appelés «antennes 1/4 d’ondes ». Ce type d’antenne repose sur
l’hypothèse que la surface de support (sol, toit d’une voiture) est
conductrice et qu’elle réfléchit les ondes. La longueur de l’antenne
apparaît doublée. Dans le plan horizontal, les antennes sont
omnidirectionnelles. Le gain théorique est alors de 3dB soit 5,15dBi. En
pratique le support n’est pas un réflecteur parfait et le gain considéré est
0dBi à la fois pour les terminaux mobiles et pour les antennes sur
véhicules.
Pour les antennes montées sur un véhicule, il est possible de disposer
d’antennes colinéaires constituées de deux brins λ/2 qui présentent un
gain typique de 5dBi. Ces antennes sont dites «à gain».
Dans tous les cas, il est nécessaire de prendre en compte
l’environnement immédiat. Le rayonnement d’une antenne placée sur
l’aile d’un véhicule n’est pas le même que lorsqu’elle se trouve au centre
du toit. Pour les terminaux mobiles, le corps humain situé à proximité de
l’antenne induit un masque supplémentaire typique de 3dB.
2.2- Antennes des stations de base GSM/DCS
Plusieurs types d’antennes de station de base sont disponibles
suivant l’environnement à couvrir :
Antennes omnidirectionnelles à monter en extérieur et
principalement destinées aux zones rurales.
Figure 2.13: Antenne omnidirectionnelles de type KHATREIN
Antennes directionnelles en forme de panneau, à installer en
extérieur sur des mâts et utilisées pour couvrir les zones urbaines et
aussi rurales.
Figure 2.14: Antenne directionnelles de type KHETREIN 765
Antennes cylindriques omnidirectionnelles à monter en intérieur, se
présentant comme un cylindre.
Antennes directionnelles panneaux pour extérieur ou intérieur.
Les antennes directionnelles offrent un gain variant de 2dBi à 11dBi
(il s’agit alors d’un simple dipôle λ/2). Dans ce dernier cas l’ouverture
verticale à 3dB est de 6,5°, la hauteur de 3m pour GSM 900 et de 1.6m
pour DCS 1800.
Les antennes directionnelles présentent un gain pouvant aller jusqu’à
18dBi. De la même façon que pour les antennes omnidirectionnelles, plus
l’antenne est haute plus le gain est grand. L’ouverture verticale à 3dB est
de 6.5° (pour les antennes 18dBi), c'est-à-dire que l’énergie est
concentrée dans un plan horizontal contenant l’antenne. Or celle-ci est
généralement montée en hauteur pour être dégagée des obstacles proches;
il est donc intéressant d'incliner l’antenne de quelques degrés vers le bas
afin de couvrir le sol. Cette opération s’appelle le down-tilt ou
simplement tilt. Elle peut être mécanique ou bien obtenue électriquement
en jouant sur les déphasages des signaux.
Les constructeurs proposent des antennes avec un tilt électrique de 2
à 10°. Le rayonnement des dipôles constituants l’antenne est modifié par
l’environnement proche de l’antenne (autres antennes à proximités,
obstacles, corps…). Dans la pratique, on essaye de dégager l’antenne
pour que l’influence de l’environnement soit négligeable en contexte
macro-cellulaire. En environnement micro-cellulaire, l’antenne est
généralement installée contre un mur; le rayonnement est alors
directionnel même pour une antenne omnidirectionnelle.
Les antennes sont en générale adaptées à une bande de fréquence
particulière. Il existe cependant des antennes d’intérieur multi-bandes
(dual-bande) qui peuvent être utilisées à la fois pour GSM 900 et pour
DCS 1800.
3- Les mécanismes de propagation
3.1- La réflexion
Elle se produit suite à la rencontre d'un obstacle dont les dimensions
sont plus grandes que la longueur d'onde radio incidente. L'onde réfléchie
peut augmenter ou diminuer le niveau de champ à la réception. Le fading
à trajet multiple est attribué à ce phénomène. Dans ce cas, la distribution
de Rayleigh est la plus adaptée.
Il y a deux types de réflexion: la réflexion spéculaire et la réflexion
diffuse. Figure (2.15)
3.2- La réfraction
C’est un facteur très important dans le positionnement des sites
macro cellulaires. A cause de la variation de l'indice de réfraction de
l'atmosphère, les ondes radio se propagent suivant des courbes; pour cela
la zone de couverture effective d'un émetteur est plus large que les
résultats obtenus théoriquement.
3.3- La diffraction
La diffraction intervient dès que les dimensions de l’obstacle ne
sont plus infiniment grandes devant la longueur d’onde. La résolution
Figure 2.15: Réflexion spéculaire (a) et diffuse (b)
(a) (b)
Rayon incident Un seul
rayon réfléchi
Plusieurs rayon réfléchis
Rayon incident
analytique de ce problème peut être considérée comme une source
secondaire (Figure(2.16)).
La diffraction est un phénomène majeur dans la propagation des
signaux UHF en zone urbaine, où la vue directe entre l’émetteur et le
récepteur reste une situation très exceptionnelle.
La diffraction constitue donc un mécanisme permettant la réception
du signal malgré les obstacles qui masquent le récepteur, que ce soit dans
les milieux urbains ou ruraux.
3.4- L’absorption
La traversée des zones de pluie, de nuages ou de brouillard donne
lieu à une atténuation des ondes centimétrique et millimétrique. Cette
atténuation qui résulte des pertes par absorption et par diffusion,
augmente rapidement avec la fréquence.
Ce ne sont pas les pertes par absorption dans les goûtes d’eau qui
sont les plus importantes, mais les pertes par diffusion, qui dépend des
valeurs relatives de la longueur d’onde et de la dimension des particules.
Les nuages et les brouillards qui contiennent des gouttelettes d’eau
très fines ne produisent pas de phénomènes de diffusion importants. Par
contre, la pluie peut produire une atténuation d’autant plus importante
Figure 2.16 : Diffraction
Rayons diffractés
dans la zone d’ombre
Rayon incident
Obstacle
que la précipitation et intense, surtout aux fréquences supérieures à
10GHz. Les fréquences utilisées en radio communications mobiles sont
généralement plus faibles.
4-Les modèles de propagation
Etant donné que le calcul de l'atténuation de l'onde radio tout au long
de son chemin de propagation est toujours approximatif, des études
statistiques et mathématiques ont donné naissance à des modèles de
simulation de la propagation des ondes radio entre l’émetteur et le
récepteur. Ces modèles sont des algorithmes de calcul qui ont pour
résultat la prédiction du niveau de champ en fonction de la distance.
On distingue deux grandes catégories de modèles: les modèles
empiriques et les modèles déterministes.
Les modèles empiriques se basent sur des données statistiques.
Avec ce type de modèles toutes les influences de l'environnement sont
prises en compte sans qu'elles soient identifiées séparément, ce qui
constitue d'ailleurs leur principal avantage. L'exactitude de ces modèles
ne dépend pas seulement de l'exactitude des mesures, mais dépend aussi
des similarités entre l'environnement à analyser et l'environnement où les
mesures sont déjà effectuées. En d'autres termes, pour assurer l'efficacité
du modèle, il faut absolument l'appliquer à un environnement approprié.
Par contre les modèles déterministes s'appuient sur des principes
physiques et mathématiques. Pour cela ils peuvent être appliqués à
différents environnements sans que leurs résultats soient erronés. Dans la
pratique, leur implémentation nécessite une très grande base de données
renfermant les caractéristiques environnementales. En plus les
algorithmes utilisés sont trop compliqués ce qui rend leur implémentation
limitée et restreinte pour des petites surfaces (microcellules) ou pour des
environnements très réduits. N'empêche, si ces modèles sont implémentés
correctement, les résultats sont plus exacts que ceux issus des modèles
empiriques.
En se basant sur l'environnement radio et en respectant les
dimensions de la zone à couvrir, les modèles de prédictions peuvent être
classés en deux principales catégories: les modèles de propagation pour
les macrocellules et les modèles de propagation pour les microcellules:
4.1- Les modèles macrocellulaires
A partir de nombreuses mesures effectuées dans les environs de
Tokyo à différentes fréquences, Y. Okumura a calculé l'affaiblissement
médian en fonction de la distance et a déduit des graphiques permettant
des prévisions en fonction de divers paramètres. M. Hata a établi, à partir
de ces courbes, des formules empiriques qui ont été reprises dans le
rapport 567-4 du CCIR. Ces formules ont été complétées par la COST
231 (european COoperation in the field of Scientific and Technical
research, ensemble de comité réunissant des constructeurs et opérateurs
européens travaillant sur des questions spécifiques parmi lesquels le 231
étudie la propagation).
Les modèles de Hata et du COST 231-Hata s'appliquent pour des
tailles de cellules relativement grandes (de rayon supérieur ou égal à 1
km) lorsque l'antenne de la station de base est située au-dessus des
niveaux des toits avoisinants.
Les conditions d'applications du modèle sont les suivantes:
hauteur de l'antenne de la station de base hb comprise entre
30 et 200 m
hauteur de l'antenne du mobile hm comprise entre 1 et 10 m
distance entre le mobile et la station de base d (en
kilomètres) entre 1 et 20 km
fréquence exprimée en MHz.
4.1.1- Modèle de Hata
Le modèle de Hata s'applique aux fréquences comprises entre 150 et
1000MHz. En milieu urbain, l'affaiblissement en dB appelé ici Lu est
donné par:
Le paramètre a(hm) est un facteur de correction dépendant de la
hauteur de l'antenne de la station mobile et de l'environnement dont la
valeur est:
pour une ville de
taille
moyenne.
pour une grande
ville (et au dessus de
400 MHz).
Dans le cas d'un utilisateur au sol, c'est à dire pour une hauteur de
1,5 m, le coefficient a(hm) est tout à fait négligeable.
En milieu suburbain, l'affaiblissement Lsu exprimé en dB est donné
en appliquant la formule milieu urbain affectée d'une correction:
Lsu = Lu -2[Log(f/28)]2 -5,4
Lu = 69,55 + 26,16Log( f ) - 13,82 Log( hb ) - a( hm ) + [44,9 - 6,55 Log( hb )] Log(d)
a(hm) = [ l,1 Log(f) - 0,7 ] hm - [ 1,56 Log(f) - 0,8 ]
a(hm) = 3,2[ Log(11, 75 hm )] 2 - 4,97
En milieu rural, on distingue le cas où l'environnement est
totalement dégagé comme dans un désert (affaiblissement Lro) ou bien
semi-dégagé comme dans une campagne sympathique affaiblissement (
Lrqo) :
4.1.2- Modèle de COST 231-Hata
Le modèle COST 231-Hata s'applique aux fréquences comprises
entre 1500 et 2000MHz. En milieu urbain, l'affaiblissement Lu exprimé
en dB est donné par:
Avec :
a(hm) = [ 1,1Log(f) - 0,7 ] hm - [1,56 Log(f) - 0,8 ]
Cm = 0 dB pour une ville de taille moyenne.
Cm = 3 dB pour les grands centres métropolitains.
4.1.3- Modèle de Walfisch-Ikegami
Ce modèle empirique est une combinaison des modèles de J.
Walfisch et de F. Ikegami. Il a été encore développé par le projet du
COST231. Il s'appelle maintenant le modèle empirique de COST-
Walfisch-Ikegami.
Le modèle considère seulement les bâtiments dans le plan vertical
entre l'émetteur et le récepteur. L'exactitude de ce modèle empirique est
Lro = Lu - 4,78[Log (f)] 2 + 18,33Log (f) - 40,94 Lrqo = Lu - 4,78[Log (f)] 2 + 18,33Log (f) - 35,94
Lu =46,33+33,9Log(f)-13,82Log(hb)-a(hm)+[44,9-6,55Log(hb)]Log(d)+Cm
tout à fait haute parce que dans les environnements urbains
particulièrement, la propagation au-dessus des toits (diffractions
multiples) est la partie la plus dominante.
Les paramètres principaux du modèle sont :
La fréquence f comprise entre 800 et 2000MHz
L’hauteur de station de base hb entre 4 et 50 m
L’hauteur de station de mobile hm entre 1 et 3 m
Distance d entre le mobile et la station entre 20 et 5000 m
Les paramètres dépendants des bâtiments dans le plan
vertical entre l'émetteur et le récepteur tels que :
La valeur moyenne des hauteurs des bâtiments hroof
La valeur moyenne des largeurs des rues W
La valeur moyenne de la séparation des bâtiments b
Le modèle de Walfisch-Ikegami est un modèle empirique, il
distingue deux cas :
Figure 2.21 : Les paramètres dépendants des bâtiments dans le Modèle de Walfisch-Ikegami
Hm
Hb
b
hroof W
cas de visibilité directe LOS (line of sight).
cas de non visibilité directe NLOS (none line of
sight).
Cas de LOS :
Pour le cas de la visibilité directe la prévision est très facile, car
seulement une équation avec deux paramètres est nécessaire :
Cette équation de LOS est semblable à l'équation de
l’affaiblissement d'espace libre. Elle a été modifiée après l'évaluation des
mesures dans les villes européennes. Si la distance est d= 20 m,
l’affaiblissement est presque égal à l’affaiblissement de l’espace libre en
même distance.
Le graphe suivant montre la comparaison entre l’affaiblissement de
l'espace libre et l’affaiblissement de transmission avec l'équation de LOS
sur la gamme complète de la distance d.
d km
fMHz Lp = 42,6 + 26 Log [ ] + 20 Log [ ]
Cas de NLOS :
Les équations de NLOS sont plus compliquées. L’affaiblissement
dans le cas du NLOS est la somme des affaiblissements de l’espace libre
L0, de la perte multiple Lmsd (Multiple screen diffraction) et la perte Lrts
(rooftop-to-street).
avec : La limite de perte Lrts détermine la perte qui se produit sur l’onde
dans la rue où le récepteur est localisé. L'origine de cette perte vient du
modèle d'Ikegami, mais la COST 231 a prolongé cette équation:
Lo + Lrts + Lmsd si Lrts + Lmsd > 0
Lo si Lrts + Lmsd ≤ 0 Lp =
Figure 2.22 : Comparaison entre l’affaiblissement de l’espace libre et du cas de LOS
d km
fMHz L0 = 32,44 + 20 Log [ ] + 20 Log [ ]
Affaiblissement de cas de LOS Affaiblissement de l’espace libre
avec : ϕ : L’orientation de la route. La perte Lori d'orientation est une limite empirique de correction
obtenue à partir du calibrage avec des mesures.
Une approximation pour la perte de diffraction de multi-écran a été
éditée par Walfisch et Bartoni. Le COST 231 a modifié cette
approximation et a employé cette formule:
tels que :
Hb - hroof hroof – hm 18 – 15 Hb< hroof
18 hb > hroof kd =
Hb - hroof m1 + -18 .
0
Hb > hroof
Hb < hroof Lbsh =
ka =
54 Hb > hroof
54 – 0.8 Hb - hroof m d ≥ 0.5km et hb ≤ hroof
54 – 0.8 Hb - hroof m d < 0.5km et hb ≤ hroof d
0.5 km
Lrts = - 16.9 – 10 Log [ ] + 10 Log + 20 Log + Lori f
MHz W m
hroof – hm m
-10 + 0,354 pour 0° ≤ ϕ < 35°
Lori =
φ
deg
4,0 – 0,114 [ - 35 ] pour 55° ≤ ϕ < 90°
φ deg
2,5 + 0,075 [ - 35 ] pour 35° ≤ ϕ < 55°
φ deg
Lmsd = Lbsh + Ka + Kd . Log + Kf . Log - 9 . Log d Km
f MHz
b m
Kf = - 4 +
f MHz 925
- 1 0.7
1.5
Pour les moyennes villes et les milieux suburbains
Pour les grandes villes f MHz 925
- 1
4.2-. Les modèles microcellulaires En milieu urbain, lorsque l'antenne de la station de base est située en
dessous du niveau des toits et que les puissances d'émission sont faibles,
la zone couverte est appelée « microcellule ». Si le mobile est en visibilité
de la station de base (LOS, Line Of Sight), le trajet direct de l'onde est
prépondérant devant les diffractions et les réflexions. L'affaiblissement
est estimé par la formule suivante, proposée par le comité COST 23:
L los = 42.6 + 20Log ( f ) + 26Log( d ) pour d> 0.02 km. [15]
Elle est pertinente pour des fréquences de 800 à 2000MHz, une
antenne mobile entre 1 et 3 m et une antenne de station de base entre 4 et
50 m.
Un modèle simple, lorsque le mobile ne se trouve plus dans la même
rue que la station de base consiste à considérer que les ondes se propagent
le long des rues comme dans un guide d'onde, et à compter la distance
suivant les rues. Il est possible d'utiliser alors la formule ci dessus et
d'ajouter 20dB de perte supplémentaire par coin de rue.
5- Le multitrajet
En services mobile terrestre, rarement on trouve l’émetteur et le
récepteur en visibilité directe à cause des différents obstacles tels que les
murs, les toits, la végétation, les véhicules…
Et le seul phénomène qui peut franchir ces obstacles et mettre
l’émetteur et le récepteur en communication (malgré l’absence de
visibilité directe) est la propagation par trajets multiples. Donc elle assure
une certaine continuité de la couverture radio.
En outre, les trajets multiples affectent les trois paramètres de la
façon suivante:
la fréquence par l’effet doppler.
l’amplitude par le fading de Rayleigh.
la phase par la dispersion des temps de propagation selon les
trajets.
5.1- L’effet doppler Il s’applique à toute forme d’onde transmise ou reçue par un mobile
en déplacement.
Si F est la fréquence de l’onde transmise, l’effet doppler déplace
cette fréquence, à la réception d’une quantité:
Doppler Spread = Fdi = f cv
cos α i
Où v est la vitesse du mobile, c est la vitesse de la lumière et α i est l’angle formé par la direction du vecteur vitesse du mobile avec celle du vecteur de propagation de l’onde transmise (fig. 2.25).
Pour un mobile terrestre soumis à l’action de nombreux diffracteurs
et réflecteurs situés de façon quelconque par rapport à sa direction de
déplacement, l’onde reçue est la superposition de N ondes incidentes sous
les angles α i pratiquement quelconques. Ainsi une raie spectrale F est
transformée en une répartition d’énergie sur un intervalle de fréquence.
Ei
v →M α i
Figure 2.25 : Paramètres de l’effet Doppler
5.2- Le fading de Rayleigh
La téléphonie mobile ne cessant de se développer, on voit facilement
que la densité d’abonnés sera plus élevée dans les zones les plus
peuplées, c'est-à-dire dans les villes. L’emploi d’une station mobile en
ville produit un autre effet perturbateur: l’évanouissement dû à la
propagation par trajets multiples ou évanouissement de Rayleigh. Ce
phénomène survient lorsque le signal utilise plusieurs trajets entre
l’antenne d’émission et l’antenne de réception. Le signal n’est pas reçu
directement de l’antenne d’émission mais d’un bon nombre d’autres
directions correspondant à des rebonds sur les bâtiments, etc. il n’existe
pas de trajet en visibilité directe entre les antennes, les signaux atteignant
la station mobile après de multiples réflexions sur les bâtiments de grande
taille. Ceci signifie que le signal reçu constitue la somme d’un grand
nombre de signaux identiques qui ne diffèrent que par la phase (et dans
une moindre mesure, par l’amplitude). Si l’on somme ces signaux sous la
forme de vecteurs on peut obtenir une somme vectorielle très proche de
zéro, ce qui signifie que l’intensité du signal est également très proche de
zéro, correspondant à un creux d’évanouissement très important.
5.3- Delay spread ou la dispersion des retards
f f + fd f - fd x
P(x)
Figure 2.26 : spectre d’une onde de fréquence f déformée par l’effet doppler
Le trajet direct est généralement plus court que les trajets réfléchis.
C'est-à-dire que ces derniers arrivent au récepteur avec un certain retard
par rapport au trajet direct. Les signaux provenant de la même source
arrivent donc au niveau du récepteur avec des retards différents.
Le delay spread est calculé par la formule simplifiée suivante :
Où c est la vitesse de la lumière
Le delay spread produit un bruit nommé, le brouillage intersymboles
(ISI, Inter Symbol Interference), signifiant que les symboles consécutifs
interférent l’un avec l’autre. Le côté récepteur éprouve alors des
difficultés à déterminer quel est le symbole réellement détecté (c'est-à-
dire reçu). Un exemple de ce phénomène est montré sur la figure
suivante, où la station de base a transmis la séquence 1, 0.
1
1
0
0
1
1
0
1
1. 2. 3.
Figure 2.27 : dispersion des retards
=Multipath spread Le trajet le plus long – le trajet le plus court C
Si le signal réfléchi arrive avec un retard précisément égal au temps
d’un bit après le signal direct, le récepteur détecte un 1 de l’onde réfléchie
au même moment où il détecte un 0 de l’onde directe. Le symbole 1
interfère avec le symbole 0.
Enfin, pour remédier aux inconvénients créés par les phénomènes de
trajets multiples, il est indispensable d’utiliser des techniques de diversité.
6- inter-modulation
Le phénomène d’inter-modulation à lieu lorsque deux émetteurs qui
transmettent sur des fréquences différentes, se perturbent mutuellement
quand ils sont proches ou très puissants.
En réception, l’inter-modulation a pour origine la présence de
plusieurs signaux émis sur des fréquences différentes avec des niveaux
élevés à l’entrée du récepteur. Il en résulte des battements entre les divers
signaux qui sont créés sur le premier étage non linéaire du récepteur et
dont l’un des produits coïncide avec la fréquence nominale (fréquence du
signal utile) de réception. Si f est la fréquence du signal utile, f1et f2 les
fréquences des deux signaux brouilleurs, il peut apparaître un bruit
d’inter-modulation si 2.f1 – f2 = f et d’une façon générale si |m.f1 – f2| = f,
avec m un entier.
En émission le phénomène d’inter-modulation sera présent dans le
cas où plusieurs émetteurs sont installés sur un même site et que leurs
antennes sont très proches de l’ordre de quelques quinzaines de mètres ou
entre les différents canaux d’un émetteur. Supposons qu’une antenne A1
émet avec une fréquence f1, et une antenne A2 émet un signal sur une
fréquence f2. Si le signal émis par l’antenne A1 parvient à l’antenne A2, le
battement sur la deuxième harmonique de f2 et f1 engendre une fréquence
f3 = 2.f2 – f1 rayonnée par l’antenne A2. De même, l’émetteur A1 engendre
une fréquence f4 = 2.f1 – f2. Il existe de plus des radiations parasites sur f5
= 3.f2 – 2.f1 et f6 = 3.f1 – 2.f2.
Pour faire face à ces problèmes, les planificateurs ont mis en place des techniques de diversité comme décrit ci-dessous.
7- Techniques de diversité
Étant donné un canal de transmission affecté par des
évanouissements, la diversité est, par définition, la transmission du même
message d’information via plusieurs trajets distincts dont les statiques
d’évanouissements sont indépendantes.
7.1- La diversité d’espace
Elle consiste à transmettre par un émetteur unique vers plusieurs
récepteurs distincts dont les aériens (antennes) sont suffisamment
espacées pour que la transmission subisse dans chaque cas une statistique
de fading indépendante, et pour que la probabilité de voir ces canaux
affectés simultanément par un fort creux d’évanouissement est très
réduite.
En service mobile, la diversité d’espace pose le problème de doter le
terminal mobile de plusieurs antennes, ce qui paraît difficile sur un
dispositif de petites dimensions. Donc cette technique est utilisée
seulement pour la liaison montante en plaçant, au niveau des stations de
base, deux antennes distantes de quelques dizaines de longueur d’onde.
7.2- La diversité en fréquence
Elle consiste à émettre par deux canaux de transmission entièrement
différents de porteuses f1 et f2 suffisamment éloignées, ce qui n’est pas
utilisé dans les systèmes cellulaires en raison de la consommation
spectrale qui se trouve doublée. En revanche, le saut de fréquence lent
permet de réduire les perturbations apportées par le canal.