capitolul i. principii de bază în realizarea senzorilor şi traductoarelor · 2019-06-10 ·...

Capitolul I. Principii de bază în realizarea senzorilor şi traductoarelor

3

CAPITOLUL I

PRINCIPII DE BAZĂ ÎN REALIZAREA SENZORILOR ȘI

TRADUCTOARELOR

1.1. Introducere

Dezvoltarea unor dispozitive de măsurare de tipul senzorilor și traductoarelor a apărut ca o necesitate impusă de progresul tehnic și mai ales de necesitatea de a controla în timp real procese complexe. De asemenea, revoluția informațională obligă la realizări de senzori și traductoare cu un înalt grad de prelucrare a mărimii de măsurat. Inițial, omul s-a rezumat la a prelua informații din mediul înconjurător prin intermediul celor cinci organe de simț: ochii (vederea), nasul (mirosul), urechile (auzul), gura (gust), membre, în special mâini (pipăit). Realizările iniţiale, în tehnica senzorilor și traductoarelor, au avut la bază această asociere şi o primă clasificare se poate face în funcţie de acest raţionament: vedereasenzori optici, mirosulsenzori de gaze şi umiditate, auzsenzori acustici şi de presiune, pipăitsenzori termici şi de presiune, gustsenzori de compoziţii chimice. Este evident ca stadiul actual al tehnicii cumulat cu multiplele posibilități de prelucrare și transmitere a informației a făcut ca omul nu se mai bazeze numai pe propriile sale organe de simţ, domeniul funcţiilor sale senzoriale fiind în continuă creştere datorită dezvoltării diferitelor tipuri de senzori, destinaţi măsurării şi analizării diverselor fenomene. În general, pentru obţinerea informaţiei metrologice, între mărimea de măsurat şi operator se stabileşte un lanţ de măsurare. Structura acestuia evidenţiază funcţia îndeplinită de senzor, de captare a mărimii de măsurat şi de conversie într-o formă convenabilă formării semnalului metrologic. Mărimea de măsurat m(t) este convertită într-o altă mărime x(t), ale cărei variaţii respectă variaţiile mărimii de intrare (Fig. 1.1). Mărimea de ieşire poate fi de aceeaşi natură fizică cu mărimea de intrare sau de natură diferită, însă uşor măsurabilă.

Fig. 1.1. Locul senzorului în lanţul de măsurare

Senzorul este elementul din lanțul de măsurare care este direct influențat de mărimea de măsurat.

Traductorul este un dispozitiv care pe baza unei legi fizice realizează transformarea unei mărimi într-o altă mărime de care diferă calitativ sau cantitativ. Prin urmare, rolul traductorului este acela de a transforma o mărime într-o altă mărime de aceeaşi natură sau de natură diferită, prin care să fie facilitat procesul de măsurare. Traductorul poate avea în structura sa unul sau mai mulți senzori.

Fenomen Senzorm(t) x(t)


4

Transformarea unei mărimi într-o altă mărime, necesită totdeauna prezenţa uneia sau mai multor forme de energie: traductoarele fie realizează transformarea directă dintr-o formă de energie în alta (în cazul mărimilor active, purtătoare de energie, cum sunt: forţa, curentul electric, sarcina electrică), fie realizează modularea unei energii în funcţie de un parametru (în cazul mărimilor pasive, cum ar fi: densitatea, rezistenţa electrică, inductivitatea, capacitatea electrică). Astfel, s-au pus în evidenţă 5 domenii de energie care se pot converti unul în celălalt: energie termică, energie mecanică, energie electrică, energie magnetică şi energie chimică. Nu apare explicit domeniul energiei radiante, deoarece teoria termodinamică se referă strict la energia internă a materiei; domeniul energiei radiante este însă important pentru realizarea senzorilor şi va fi considerat ca al şaselea domeniu posibil în conversii. Utilizarea acestor domenii de energie permite realizarea conversiilor din fig. 1.2.

Fig. 1.2. Posibilităţi de conversie a energiei la nivelul senzorilor

Se observă că se poate realiza situaţia în care un senzor să convertească o singură dată o energie dintr-o formă în alta (de exemplu, efectul Seebeck sau cel piezoelectric). În alte cazuri pot exista mai multe conversii succesive (de exemplu, măsurarea debitului unui fluid prin convertire iniţială într-o diferenţă de temperatură, urmată de convertirea în semnal electric). Prin prisma mărimii de ieşire, senzorul poate fi modelat prin:

- - impedanţă (R,L,C) - senzor pasiv (parametric) - - sursă de energie - senzor activ (generator).

Senzorul generator furnizează la ieşire un semnal electric. Senzorul parametric îşi variază impedanţa (sau una din componentele sale) sub acţiunea mărimii de măsurat şi are nevoie de o sursă exterioară de energie pentru extragerea unui semnal electric util. Ansamblul senzor pasiv - sursa de alimentare este cel care creează semnalul electric ale cărui caracteristici trebuiesc legate de cele ale mărimii de intrare. La alegerea unui senzor sau traductor, un rol important îl au: - precizia care trebuie atinsă,

- efectele mărimilor de influenţă, - caracteristicile dinamice,

Magnetic

Chimic Radiant

Mecanic

Termic Electric


5

- forma semnalului ce trebuie transmis la distanţă, - domeniul de măsurare, - fiabilitatea, - costurile.

Principalele tipuri de mărimi măsurabile perceptibile prin intermediul senzorilor sunt prezentate în Tabelul 1.1. Tabelul 1.1. Principalele tipuri de mărimi măsurabile perceptibile prin intermediul senzorilor

Categoria Mărimea de măsurat

Mecanică Lungime, grosime, deplasare, nivel de lichid, viteza, acceleraţie,

unghi de rotaţie, număr de rotaţii, masă, greutate, forţă, presiune,

moment, cuplu, viteza vântului, debit, viteza curentului, oscilaţii

Acustică Presiune acustică, nivel de zgomot

Mărimi variabile Frecvenţă, perioadă

Electricitate Curent, tensiune, potenţial, energie, sarcină, impedanţă, rezistenţă,

capacitate, inductanţă, undă electromagnetică

Magnetism Câmp magnetic, inducţie magnetică

Termică Temperatură, capacitate calorică, căldură specifică, cantitate de

căldură

Optica Strălucire, variaţia luminozităţii, infraroşu, ultraviolet,

culoare, intensitate luminoasă

Radiaţii Cantitate de iradiaţii, obţinere de radiaţii

Umiditate Umiditate, duritatea apei

Chimie Grad de puritate, densitate, compoziţie, vâscozitate, pH, granulaţie,

concentraţie, masa specifică, analize electrice - lichide, solide

Bioinginerie Bătăi cardiace, presiune sanguină, puls, presiune parţială a gazului

sanguin, debit respiratoriu, viteză, temperatură, grad de saturaţie în

O2,

ECG, EEG etc.

Pentru analizarea şi clasificarea senzorilor este necesară o examinare a mărimilor m(t) care se pot extrage de la fenomenul supus măsurării. Utilizând principiile termodinamicii se poate concluziona că există două categorii de mărimi: extensive (masa, sarcina electrică, polarizare electrică şi magnetică etc.) şi intensive (potenţial electric şi chimie, temperatura absolută, câmp electric şi magnetic etc.). Fiecare mărime extensivă are un corespondent în rândul celor intensive, iar produsul lor reprezintă energia reversibilă înmagazinată în material. Se definesc


6

forţe generalizate (gradientul mărimilor intensive) şi curenţi generalizaţi (pe baza derivatelor temporale ale mărimilor extensive). Indiferent de domeniul de utilizare, senzorilor li se impun anumite condiţii, cum ar fi:

să execute prelucrarea primară a informaţiei; să asigure o siguranţă mare în exploatare; să furnizeze un semnal mare la ieşire, cu precizie ridicată şi să nu perturbe

măsurandul; să permită alegerea domeniului de măsurare şi reglarea sensibilităţii; să admită suprasarcină de durată; să prezinte adaptabilitate la amplasare; să fie asigurată imunitatea la perturbaţii; să aibe o construcţie simplă, rigidă, rezistenţă la şocuri şi acţiunea mediului

înconjurător, gabarit redus şi masă mică; să aibe legături simple de intrare-ieşire; să necesite o reglare şi întreţinere, uşoare.

1.2. Modelarea tridimensională a conversiilor specifice senzorilor

Bazat pe cele 6 domenii de energie şi pe distincţia dintre senzorii parametrici şi cei generatori, se poate realiza o modelare tridimensională - "cubul conversiilor" - ce conţine toate efectele chimice şi fizice utile în conversiile specifice senzorilor (Fig. 1.3). Toţi senzorii generatori, ce nu au nevoie de energie de activare, sunt plasaţi în planul bazei "intrare-ieşire", plan ce are pe cele 2 axe marcate cele 6 domenii de energie. Planul de bază reprezintă 36 tipuri diferite de conversii; cele 6 pătrate de pe diagonală au la intrare şi la ieşire acelaşi tip de energie, indicând doar existenţa unei procesări de semnal. Pentru a indica efectele utilizate pentru senzorii parametrici se foloseşte axa verticală a cubului. In acest mod cubul conţine 216 de "cuburi mici" din care 36 reprezintă procesări de semnal (6 numai electrice). De exemplu, pentru un senzor cu efect magnetorezistiv, la care un flux de energie electrică este modulat de câmpul magnetic, mărimile sunt: pe axa de intrare - electrică, pe axa de modulare - magnetică, iar pe axa de ieşire - electrică. Se observă că se poate face o clasificare a unui senzor prin cele trei coordonate:

[intrare, ieşire, modulare]. De exemplu: celula solară [radiant, electric, 0] senzor Hall [electric, electric, magnetic] Componentele electrice şi electronice de tip parametric (transformator, diodă) sunt

plasate în planul bazei cu mărimi electrice la intrare şi ieşire, iar componentele active (tranzistor etc.) sunt indicate prin domeniul electric pe toate cele trei axe.


7

Fig.1.3. Cubul conversiilor

Senzorul se alege funcţie de mărimea de intrare, iar asocierea sursei de energie şi a

circuitelor electronice specifice ansamblului este o etapă importantă în realizarea unui sistem de măsurare, determinând performanţele procesului de măsurare (liniaritate, sensibilitate, imunitate la zgomote, etc.).

În ultimii ani se observă o evoluţie rapidă în domeniul senzorilor, aceasta decurgând din mai buna cunoaştere a fenomenelor fizice şi din apariţia unor noi materiale şi tehnologii. Tendinţa actuală este de a dezvolta lanţul de măsurare ataşat senzorului, mărimea de măsurat putând suferi o succesiune de conversii înainte de a ajunge la ieşire.

Producătorii realizează, din ce în ce mai mult, traductoare uşor de utilizat în diferite aplicaţii, conţinând şi sistemul de condiţionare şi prelucrare a semnalului.

1.3. Principii fizice utilizate Dezvoltarea rapidă a senzorilor, în ultimele decenii, a fost determinată de apariţia unor

noi materiale şi de descoperirea de noi efecte fizice ce derivă din proprietăţile acestor materiale. Imediat ce a fost descoperit un nou efect fizic s-a studiat posibilitatea folosirii acestuia în procesul de măsurare, pentru a se realiza un nou tip de senzor. În tabelul 1.2 sunt indicate principalele fenomene fizice ce stau la baza funcţionarii senzorilor, precum şi dispozitivul fizic ce realizează conversia. În afara exemplelor prezentate în acest tabel există, bineînţeles, şi alte fenomene ce pot sta la baza măsurării, pe cale electrică, a mărimilor neelectrice. Tabelul 1.2. Principalele fenomene fizice ce stau la baza funcţionarii senzorilor, precum şi dispozitivul fizic ce realizează conversia

Ieşire Intrare

Radiantă Mecanică Termică Electrică Magnetică Chimică

Radiantă filtru de interferenţă

presiunea luminii

încălzire cu infraroşii

fotodiodă fotografie

Mecanică fotoelasticitate angrenaj cu roţi dinţate

frecare efect piezoelectric

magnetostricţiune amestecare

Termică radiaţii infraroşii

dilatare termică schimbător de căldură

efect termoelectric

efect Curie sinteze


8

Electrică LED piezoelectricitate efect Peltier

tranzistor solenoid electroliză

Magnetică efect Faraday electromagnet modificare histerezis

efect Hall circuit magnetic lichide magnetice

Chimică substanţe fotoemisive

explozie ardere efect voltaic reacţie chimică

Senzorii generatori (activi) au la bază principiului de funcţionare un efect fizic ce asigură conversia direct în energie electrică. Cele mai semnificative efecte de acest tip sunt prezentate în tabelul 1.3.

Tabelul 1.3. Efecte întâlnite în funcționarea senzorilor

Mărimea de măsurat Efectul utilizat Mărimea de ieşire Temperatura Termoelectricitate Tensiune

Flux de radiaţii optice

Piroelectric Fotoemisie

Efect fotovoltaic Efect fotoelectromagnetic

Sarcină electrică Curent

Tensiune Tensiune

Forţă Presiune

Acceleraţie Piezoelectricitate Sarcină electrică

Viteză Inducţie electromagnetică Tensiune Poziţie Efect Hall Tensiune

În continuare se prezintă o descriere sumară a acestor efecte fizice: • Efectul termoelectric. Un circuit format din două conductoare de natură chimică diferită, având joncţiunile la temperaturile T1 şi T2, generează o tensiune termoelectrică ET. Prin urmare efectul termoelectric se poate aplica la măsurarea unei temperaturi T1, dacă este cunoscut T2 (de exemplu, la 0°C). • Efectul piroelectric. Anumite cristale, denumite piezoelectrice, au o polarizare electrică spontană care depinde de natura materialului respectiv. Ele se încarcă la suprafaţă cu sarcini electrice, proporţionale cu această polarizare şi de semne contrare pe feţele opuse. De exemplu, un cristal piezoelectric, ce primeşte un flux de radiaţii luminoase, îşi creşte temperatura, producând o modificare a polarizării ce se măsoară prin variaţia de tensiune de la bornele unui condensator conectat în schemă. • Efectul piezoelectric. Anumiţi dielectrici cristalini (cuarţul, titanatul de bariu) au proprietatea de a se polariza în urma modificărilor dimensionale ca urmare a unei forţe aplicate. Aplicaţii: măsurarea forţelor, presiunilor, acceleraţiilor prin intermediul tensiunii electrice ce produce la bornele unui condensator asociat elementului piezoelectric variaţia sarcinii sale electrice. • Efectul inducţiei electromagnetice. Dacă un conductor se deplasează într-un câmp magnetic de inducţie constantă, atunci apare o tensiune electromotoare, proporţională cu viteza de deplasare. De asemenea, în cazul unui circuit închis aflat într-un câmp magnetic cu inducţia variabilă în timp, se induce o t.e.m. egală cu viteza de variaţie a fluxului magnetic prin suprafaţa circuitului. Aplicaţii: la determinarea vitezei de deplasare, având ca mărime măsurată t.e.m. indusă. • Efectele fotoelectrice în cadrul cărora se disting mai multe tipuri. În general, acest efect are la bază eliberarea sarcinilor electrice într-un material sub influenţa unei radiaţii luminoase, când


9

lungimea de undă este inferioară celei ce caracterizează materialul. Efectul fotoemisiv: sunt emişi electroni liberi datorită fluxului luminos incident, iar aceşti electroni dau naştere unui curent a cărui intensitate se măsoară în aplicaţiile realizate. Efectul fotovoltaic: atât electronii, cât şi golurile, sunt eliberate în vecinătatea unei joncţiuni de semiconductori p sau n, sub acţiunea unui flux luminos, iar deplasarea purtătorilor de sarcină modifică tensiunea la borne, aceasta fiind mărimea măsurată. Efectul fotoelectromagnetic: aplicarea unui câmp magnetic perpendicular pe radiaţii produce în materialul iluminat apariţia unei tensiuni electrice în direcţie normală pe câmpul magnetic şi pe radiaţii. Cele trei tipuri de efecte fotoelectrice prezentate permit obţinerea curentului sau tensiunii, în funcţie de iluminarea unui ecran şi stau la baza măsurării mărimilor fotometrice, pe de o parte, iar pe de altă parte asigură circulaţia unui semnal electric dependent de intensitatea luminoasă. • Efectul Hall. Un material, în general semiconductor, sub forma de plăcuţă, este parcurs de un curent de intensitate I şi introdus într-un câmp magnetic de inducţie magnetică B, care face un unghi cu planul plăcuţei. În acest caz va apare, pe direcţia perpendiculară pe planul format de

inducţia magnetică şi de curent, o tensiune electrică H HU k I Bsin , constanta Hall - kH -

depinzând de material şi de dimensiunile plăcuţei. A doua categorie de senzori o constituie senzorii parametrici (modulatori, pasivi); ei se

caracterizează prin aceea că mărimea de intrare le influenţează proprietăţile, fiind convertită într-o mărime pasivă, ce poate fi: alungire, deplasare, rezistenţă, inductivitate, etc.

În tabelul 1.4 sunt prezentate principiile fizicii ce stau la baza funcţionarii senzorilor parametrici, precum şi tipurile de materiale utilizate pentru obţinerea acestora. Avem, astfel, o vedere de ansamblu asupra mărimilor de măsurat susceptibile să modifice proprietăţile electrice ale materialelor utilizate pentru realizarea senzorilor pasivi. Tabelul 1.4. Principiile fizicii ce stau la baza funcţionarii senzorilor parametrici, precum şi tipurile de materiale utilizate pentru obţinerea acestora

Mărimea de măsurat Caracteristicile electrice

sensibile la acţiunea mărimii de măsurat

Tipuri de materiale utilizate

Temperatura Rezistivitate Platină, oţel, nichel (metale)

Temperatura foarte înaltă Constanta dielectrică Sticlă, semiconductoare Flux de radiaţii optice Rezistivitate Semiconductoare

Deformaţii Rezistivitate

Permeabilitate magnetică Aliajul de nichel, siliciu

Aliaje feromagnetice

Poziţie Rezistivitate Materiale magnetorezistive:

bismut, antimoniura de indiu

Umiditate Rezistivitate

Constanta dielectrică Clorura de litiu

Alumină, polimeri

Nivel Constanta dielectrică Lichide izolante

Din realizările existente se poate remarca, în special, locul important pe care îl ocupă în cadrul acestei categorii, senzorii rezistivi, inductivi şi capacitivi.


10

Posibilităţile de conversie a unor mărimi de natură neelectrică în mărimi de natură electrică se datorează, deci, unor legi fizice, care exprimă dependenţa parametrilor electrici ai senzorului faţă de aceste mărimi.

De exemplu, ţinând cont de relaţiile fundamentale pentru: - rezistenţa electrică a unui conductor omogen:

lR

S

(1.1)

- inductivitatea proprie a unei bobine:

2

nk

k k1

NL

l

S

(1.2)

- capacitatea electrică a unui condensator plan :

S

Cd

(1.3)

se observă posibilitatea influenţării valorilor unor parametri prin modificări geometrice (lungime, secţiune, distanța dintre armături) sau de material ( , , ).

Prin modificarea lungimii unui conductor metalic se poate realiza, de exemplu, un senzor

tip marcă tensometrică, ce poate fi utilizat la măsurarea deformărilor piesei pe care a fost montat acest senzor. Modificarea lungimii întrefierului unui circuit magnetic poate fi utilizată pentru obţinerea informaţiei privind o deplasare relativă faţa de o poziţie cunoscută. O informaţie de măsurare se poate obţine prin modificarea uneia din mărimile ce influenţează capacitatea electrică: suprafaţa armăturilor, distanţa dintre armături sau permeabilitatea electrică a materialului din interior.

În tabelul 1.5 se prezintă o sinteză pentru senzorii pasivi, punându-se în evidenţă fenomenul fizic pe baza căruia funcţionează senzorul respectiv şi aplicaţii specifice pentru senzorii rezistivi, inductivi şi capacitivi.

În tabelele 1.6 - 1.9 se prezintă, pentru mărimile fizice des întâlnite în practică, tipurile fundamentale de senzori, caracteristicile specifice ale acestora şi unele observaţii necesare pentru alegerea senzorului potrivit unei aplicaţii date.

Tabelul 1.5. Fenomene fizice pe baza cărora se bazează funcționarea senzorilor pasivi

Tipul senzorului

Fenomenul fizic pe care se bazează conversia

Aplicaţii

Rezistiv (R)

- Variaţia lungimii conductorului. - Variaţia rezistivităţii cu temperatura. - Variaţia rezistivităţii sub acţiunea câmpului magnetic. - Variaţia rezistivităţii sub acţiunearadiaţiilor. - Variaţia lungimii, secţiunii şi rezistivităţii prin intermediul unui element elastic deformabil. - Variaţia rezistivităţii prin procese

- Deplasări liniare şi unghiulare, grosime, nivel, temperaturi,umiditate gaz. - Concentraţii amestecuri de gaze,viteză gaze (debit), vacuum. - Câmp magnetic, inducţie magnetică. - Intensitate luminoasă, flux luminos. - Deplasări, forţă, presiune. - Concentraţie,umiditate.


11

chimice.

Inductiv (L)

- Variaţia lungimii, secţiunii saupermeabilităţii unor porţiuni dincircuitul magnetic, prin deplasarea uneiarmături feromagnetice. - Idem, prin asocierea cu elementeelastice.

- Deplasări liniare şi unghiulare,grosime, nivel. - Acceleraţie, viteză, forţă, vibraţii.

Capacitiv (C)

- Variaţia distanţei sau a suprafeţei comune a armăturilor. - Variaţia permitivităţii .

- Deplasări. - Grosime , nivel.

a) Nivel Tabelul 1.6

Tip Caracteristici Observaţii

Plutitor - Mărime de ieşire: variaţie de rezistenţă

- Necesită sursă de energie.

Optic - Optocuplor.

b) Presiune Tabelul 1.7


Reostat - Mărime de ieşire R. - Necesită sursă de energie.

- Uşor de condiţionat

Marcă tensometrică

- La ieşire variaţie de R. - Necesita sursă de energie.

- Semnal de nivel mic. - Amplificator de instrumentaţie.

Piezoelectric - Ca la forţă.

c) Temperatură Tabelul 1.8 Tip Caracteristici Observaţii

Termocuplu - Impedanţă proprie scăzută - Senzor activ, mărimea de ieşire t.e.m. mV (la 20°C)

- Nivel scăzut al t.e.m. - Necesită amplificare. - Necesită referinţă de temperatură 0°C. - Răspuns neliniar.

Termorezistenţa - Coeficient pozitiv de variaţie a rezistenţei cu temperatura - oR 20 2k

- Sensibilitate 0,1 %/°C-0,66%/°C

- Reproducere bună a caracteristicilor. - Liniaritate pe domenii înguste.


12

Termistor - Coeficient negativ de variaţie cu temperatura - oR 50 1M -

Sensibilitate 4%/°C (prin liniarizare 0,4%/°C)

- Sensibilitate ridicată - Neliniaritate - Posibilitate de liniarizare cu reţea rezistivă

Semiconductor - Necesită sursă de energie. - AD 520 este liniar , calibrat

d) Forţă Tabelul 1.9


Marcă tensometrică

- R = f(F) - Sensibilitate 0,1%.

- Necesită condiţionare deosebită.

Doza tensometrică

- Mărimea de ieşire: tensiune electrică. - Sursa de tensiune: 5-15V.

- Ieşire liniară. - Buna rejecţie de mod comun.

Marcă tensometrică semiconductoare

- Necesită sursă de tensiune - Sensibilitate ridicată. - Neliniaritate.

Piezoelectric - Mărimea de ieşire electrică - Mărime de intrare variabilă

- Necesită amplificator de sarcină.

1.4. Structura generală a unui sistem senzorial Considerând structura generală a unui sistem senzorial de măsurare conform fig.1.4., se

poate pune în evidenţă locul şi rolul traductorului. Astfel, traductorul realizează o primă etapă a unui proces de măsurare prin obţinerea informaţiei primare de la obiectul sau fenomenul supus observaţiei, sub forma unui semnal electric ce ulterior este prelucrat şi transformat astfel încât să existe posibilitatea recuperării şi valorificării informaţiei conţinute în semnal.

Fig. 1.4. Structura generală a unui sistem senzorial de măsurare Funcţionalitatea unui traductor impune o structură generală ce este prezentată în fig. 1.5., unde s-au notat:

- ES element sensibil (senzor); - A adaptor; - CP circuit de prelucrare care în funcţie de anumite condiţii poate fi reprezentat de

exemplu de un element de liniarizare a caracterisiticii;

Sursa de activare

Obiect sau fenomen

Traductor Elemente de prelucrare Indicator

Aparat de măsurare

Energie Mărime fizică inaccesibilă simţurilor

Mărime fizică accesibilă simţurilor


13

- SA sursă de alimentare.

Fig.1.5. Structura generală a unui traductor

Elementul sensibil (senzorul) realizează pe baza unui fenomen fizic sau chimic operaţia de conversie a mărimii primare. Circuitul de prelucrare CP, este prezent în structura unui traductor în situaţiile când elementul sensibil nu poate realiza o corespondenţă între mărimea

primară x şi mărimea intermediară x şi poate constitui un bloc funcţional distinct sau poate fi inclus în structura adaptorului A.

Cele două forme de manifestare a modificărilor de stare conduc la clasificarea elementelor sensibile şi implicit a traductoarelor în: parametrice şi generatoare.

Elementele sensibile parametrice (modulatoare) sunt utilizate în cazul mărimilor primare ce nu au asociată puterea necesară conversiei (pasive).

Elementele sensibile generatoare (energetice) sunt utilizate pentru măsurarea mărimilor active. Acest tip de element are avantajul cuplării uşoare cu mărimea de măsurat, şi structură relativ simplă.

Sursa de alimentare furnizează energia necesară blocurilor funcţionale componente, şi este de regulă o sursă de curent continuu stabilizată şi autoprotejată.

Clasificarea traductoarelor funcţie de poziţia acestora în lanţul de măsurare În procesul de măsurare, pe lanţul de transmitere a informaţiei, traductoarele pot ocupa

diferite poziţii: traductorul care preia informaţia de la măsurand se numeşte traductor de intrare sau senzor; la ieşirea mijlocului de măsurare se află traductorul de ieşire care realizează adaptarea sistemului de utilizare a informaţiei de măsurare la lanţul de măsurare; pe lanţul de măsurare pot apărea şi traductoare intermediare care au rolul de realiza transformări ale energiei purtătoare de informaţie în mărimi ce pot fi prelucrate mai uşor, în condiţii de precizie, viteză şi imunitate la perturbaţii superioare.

1.5. Caracteristici şi performanţe generale ale traductoarelor

Caracteristicile funcţionale ale traductoarelor arată modul în care este reflectată dependenţa intrare – ieşire, iar performanţele sunt indicatori ce permit aprecierea măsurii în care caracteristicile reale corespund cu cele ideale. Toate specificațiile de regim static ale unui traductor sunt obținute în urma procesului de calibrare efectuat de fabricant. Calibrarea reprezintă operația prin care la intrare sunt aplicate valori cunoscute ale mărimii de intrare (furnizate de regulă de etaloane, de 10 ori ori mai exacte decât traductorul respectiv), fiind urmărite valorile mărimilor corespunzătoare de la ieșire. Pe durata operației de calibrare, toate mărimile de influență nu trebuie sa se modifice, astfel încât să se poată considera că variația mărimii de ieșire se datorează în exclusivitate variației mărimii de intrare.

Caracteristicile statice sunt generale (întâlnite la mai multe traductoare) și specifice (întâlnite doar la numite traductoare)

CP ES A

SA

x x y y


14

1.5.1. Caracteristici şi performanţe traductoarelor în regim staţionar

Principalele caracteristici metrologice ale unui traductor sunt: intervalul de măsurare; sensibilitatea; exactitatea instrumentală; puterea consumată; fiabilitatea metrologică. Domeniul nominal este domeniul de indicații care se pot obține într-o configurație a

mărimilor de intrare. El se exprimă de regulă prin intermediul limitei inferioare și superioare (Exemplu: de la 100 0C la 200 0C ). Modulul diferenței dintre cele două limite ale unui domeniu nominal reprezintă intervalul de măsurare.

Intervalul de măsurare reprezintă intervalul de valori ale mărimii de măsurat pe întinderea căruia traductorul poate furniza informaţii de măsurare cu erori limită prestabilite. Există intervale pentru care:

măsurarea este garantată – este cel al măsurărilor corecte, cu exactitatea indicată de producător;

măsurarea este posibilă – pe acest interval nu se pretinde traductorului să măsoare cu exactitatea dorită şi în general traductorul nu trebuie utilizat aici;

intervale în care se produc fenomene ireversibile – etse intervalul în care traductorul suferă modificări ce necesită o reparaţie şi o reetalonare ulterioară;

intervale în care se distruge traductorul, utilizarea în acest domeniu fiind doar accidentală.

Sensibilitatea absolută este raportul între variaţia mărimii de ieşire y şi variaţia

corespunzătoare a mărimii de intrare x:

Sa y

x (1.4)

În diagrama y=f(x), sensibilitatea este reprezentată de panta caracteristicii. Un mijloc de măsurare este liniar dacă sensibilitatea sa este constantă în intervalul de măsurare.

Se mai poate defini şi pragul de sensibilitate care reprezintă cea mai mică valoare a mărimii de intrare ce determină o variaţie distinct sesizabilă a mărimii de ieşire. Această exprimare este utilizată, cu precădere, pentru mijloacele de măsurare analogice. Pentru cele digitale, se utilizează noţiunea de rezoluţie, reprezentând cea mai mică variaţie a mărimii de intrare ce poate fi apreciată pe dispozitivul de afişare al aparatului (o unitate a ultimului rang zecimal).

Repetabilitatea se referă la modul în care mărimea de ieșire se apropie de caracteristica

nominală de conversie la aplicarea repetată a aceleiașă mărimi de intrare. Histerezisul este tot o indicație privind reproductibilitatea mărimii de ieșire a senzorului.

La creșterea și descreșterea valorilor mărimii de intrare, la unii senzori, se obțin valori diferite ale mărimii de ieșire. Pentru a calcula histerezisul se face raportul dintre valoarea corespunzătoare creșterii și descreșterii mărimii de intrare la același reper și domeniul maxim de


15

variație al ieșirii. De remarcat că histerezisul este o specificație de regim static, valoarea indicată fiind specifică unui punct, după un interval de timp în care mărimea de ieșire s-a stabilizat.

Exactitatea instrumentală reprezintă calitatea traductorului de a da rezultate apropiate de

valoarea adevărată a mărimii măsurate. Se utilizează noţiunile: justeţe – gradul de concordanţă dintre valoarea medie obţinută dintr-un

număr mare de măsurători repetate şi valoarea adevărată; fidelitate – gradul de concordanţă dintre mai multe rezultate independente

ale unei măsurători obţinute în condiţii prescrise; exactitatea – gradul de concordanţă dintre rezultatul unei măsurători şi o

valoare de referinţă acceptată.

Puterea consumată este puterea absorbită de mijlocul de măsurare de la obiectul supus măsurării. Un indicator larg utilizat în metrologie este fineţea – calitatea mijlocului de măsurare de a nu perturba măsurandul.

În general, operaţia de măsurare este o interacţiune între măsurand şi mijlocul de măsurare respectiv. În decursul interacţiunii, mijlocul de măsurare primeşte o informaţie, deci o anumită cantitate de energie. Energia poate proveni de la mărimea măsurată, de la o sursă auxiliară sau de la ambele simultan. În măsurarea directă, mărimea măsurată furnizează singură energia necesară, pe când în cazul metodei de comparaţie mărimea nu furnizează energie, aceasta provenind de la o sursă exterioară suplimentară.

Fiabilitatea metrologică reprezintă probabilitatea ca mijlocul de măsurare să funcţioneze

corect un timp dat, fiind utilizat corespunzător scopului. Calitatea mijlocului de măsurare este caracterizată nu numai prin faptul că el corespunde normelor ca performanţe ci şi prin aptitudinea de a-şi conserva aceste performanţe în timp.

1.5.2. Caracteristici şi performanţe în regim dinamic

Pentru determinarea caracteristicilor şi performanţelor de regim dinamic traductorul se consideră ca fiind un sistem liniar şi staţionar monovariabil (o singură intrare, o singură ieşire), a cărei funcţionare este descrisă de o ecuaţie diferenţială de forma:

an

dny

dtn an1

dn1y

dtn1 an2

dn2y

dtn2... a1

dy

dt a0y x t (1.4)

Pe baza răspunsurilor la semnale de intrare de tip standard se obţine o descriere a regimului dinamic prin mărimi specifice acestui regim.

Analiza regimului dinamic se realizează prin algoritmi specifici teoriei sistemelor asimilând traductorul cu elemente de automatizare de ordinul zero (de tip proporţional), de ordinul unu (aperiodic), sau cel mult de ordinul doi (oscilator).

Traductorul ca element de ordinul zero Ecuaţia intrare – ieşire generală a unui element de ordinul zero este de forma:

y t k x t (1.5)


16

În acet caz, regimul dinamic este caracterizat de sensibilitatea statică k ce rămâne constantă la variaţia amplitudinii şi frecvenţei semnalului de intrare x, astfel că atât eroarea dinamică cât şi întârzierea sunt nule. În realitate un astfel de model matematic, considerat ideal, se poate obţine pe baza unor simplificări. Traductorul ca element de ordinul întâi

În structura unui traductor asimilat unui element de ordinul I trebuie să existe elemente acumulatoare şi disipatoare de energie rezultând funcţia de transfer:

G s Y s X s

k

1Ts, (1.6)

unde:

k 1

a0, este coeficientul de transfer

T a1a0

, este constanta de timp a traductorului

Pentru astfel de traductoare caracterizarea din punct de vedere dinamic se face pe baza

constantei de timp T sau a frecvenţei limită (critică) l , iar răspunsul static pe baza

coeficientului de transfer k. Eroarea dinamică şi întârzierea pentru aceste traductoare depind de forma semnalului de intrare. În fig. 1.6 sunt prezentate răspunsurile unui element de ordinul întâi pentru cele trei tipuri de intrări standard (intrare tip treaptă, tip rampă şi intrare sinusoidală).

Fig. 1.6. Caracteristici de răspuns

rT

t

y

rT T t

0,63 k

k

y

α

T

b) răspuns la intrare rampă a) răspuns la intrare treaptă

lg lgc

k

jY lg

Ф

-π/4

-π/2

c) răspunsul la intrare sinusoidală

lgωc


17

Traductorul ca element de ordinul doi Elementul de automatizare de ordinul doi (oscilator), conţine două elemente acumulatoare şi un element disipator de energie, rezultând funcţia de transfer:

G s Y s X s

kn

2

s2 2nsn2

(1.7)

unde: k - reprezintă sensibilitatea statică (coeficient de transfer)

- reprezintă coeficientul de amortizare

n - reprezintă pulsaţia naturală a traductorului.

În fig. 1.7. sunt prezentate răspunsurile la intrare treaptă unitară, pentru diferite valori ale coeficientului de amortizare, evidenţiindu-se erorile dinamice corespunzătoare.

Fig. 1.7. Răspunsuri la intrare treaptă unitară

Se defineşte ca parametru de regim dinamic durata regimului tranzitoriu tt , de care

trebuie să se ţină seama la proiectarea şi alegerea traductoarelor, în sensul că acesta are o mare influenţă în măsurarea mărimilor cu variaţii pronunţate în timp, în cazul măsurărilor ciclice, în vederea determinării perioadei de repetiţie sau a cadenţei de măsurare şi mai ales în cazul măsurărilor numerice. Alt parametru de regim dinamic al traductoarelor este reprezentat de abaterea dinamică , care devine esenţial pentru valoarea maximă corespunzătoare primului vârf şi care poartă numele de suprareglaj sau abatere dinamică maximă , valoarea acestei mărimi constituind o condiţie de dimensionare a circuitului de intrare (atenuator) al blocului adaptor al traductorului. Parametrii enunţaţi şi forma răspunsului conduc la ipoteza că traductoarele cu un răspuns

supraamortizat ( 1) şi cu un răspuns aperiodic critic 1 sunt de preferat celor cu un

răspuns oscilant amortizat datorită eliminării suprareglajului. În foarte multe situaţii

mărimea de intrare nu este o treaptă perfectă, astfel că şi la traductoarele cu răspuns oscilant amortizat apare o reducere substanţială a suprareglajului, acestea având şi timp de creştere mult mai mic.

Analiza comportării unui mijloc de măsurare în regim dinamic se poate face în domeniul timp şi în domeniul frecvenţă.

În domeniul timp, criteriile de apreciere a calităţii mijlocului de măsurare, la aplicarea la intrare a unei funcţii treaptă, sunt următoarele:


18

- timpul de creştere – tcr – timpul în care semnalul creşte de la 10% la 90% din valoarea de regim stabilizat (fig. 1.3 a);

- timpul de stabilizare - ts – timpul care trece de la aplicarea mărimii de intrare şi până

când mărimea de ieşire atinge o valoare care se abate cu mai puţin de o valoare prescrisă faţă de cea de regim stabilizat (fig. 1.8 b).

Fig. 1.8. Timpul de creştere şi timpul de stabilizare

Caracterizarea comportării în domeniul frecvenţă, se realizează prin aplicarea la intrare a

unei excitaţii sinusoidale de amplitudine constantă şi frecvenţă variabilă de forma:

x t X sint (1.8)

Răspunsul sistemului, este tot o mărime sinusoidală de forma:

y t Y sin t (1.9)

Pentru caracterizarea comportării, se utilizează caracteristica de frecvenţă:

H j Y

X, (1.10)

modulul acestei expresii reprezentând caracteristica amplitudine-frecvenţă:

H j H , (1.11)

iar argumentul funcţiei este caracteristica fază-frecvenţă:

arg H j (1.12)

Criteriul de calitate privind aprecierea comportării în domeniul frecvenţei îl reprezintă banda de frecvenţă. Aceasta reprezintă intervalul de frecvenţă, cuprins între o limită inferioară

“fi” şi una superioară “fs”, în care amplitudinea nu scade sub 1/2 din valoarea pe care o are la frecvenţa de referinţă (fig. 1.9).

Fig. 1.9. Definirea benzii de frecvenţă

10 %

90 % 100 %

Y

X1t 2t crt

2

100%

st t

Y

ω ωi ωs

1/ 2

H(ω)

1

ωωs

1/ 2

H(ω)

1


19

1.4. Principii constructive ale elementelor sensibile Informaţia referitoare la mărimea primară x se obţine ca o modificare de stare a

elementului sensibil ce se manifestă sub forma variaţiei unor parametrii.

1.4.1. Principiile elementelor sensibile parametrice Principiul de funcţionare a elementelor sensibile parametrice constă în inducerea unei

variaţii de rezistenţă Rx, de capacitate Cx sau de inductanţă Lx, ca urmare a variaţiei mărimii primare x şi este esenţial să se cunoască în acest caz legea de variaţie a curentului prin circuitul elementului sensibil (fig. 1.10).

Fig. 1.10. Conexiunea serie a unui element sensibil Acest mod de conectare simplu al elementului sensibil în serie cu impedanţa de sarcină

este utilizat datorită nivelului mic al semnalului de ieşire.

1.4.2. Conexiunea în punte Conectarea elementului sensibil într-o punte de măsură (fig. 1.11), alimentată în curent

continuu, sau curent alternativ, în funcţie de natura impedanţei elementului sensibil reprezintă montajul cel mai răspândit.

Aplicând legile circuitelor electrice, va rezulta modulul valorii curentului prin impedanţa de sarcină (considerând că alimentarea punţii se face de la o sursă de tensiune constantă).

Fig. 1.11. Conexiunea în punte a elementului sensibil

U Z0 Z

Z0 Z Z3

Z2Z2 Z4

U (1.13)

i

Zo±ΔZ

Element sensibil

Zs e

Z4

Z0

±ΔZ Z3

Z2

U

i4

i1 i3

i2

ΔU


20

1.4.3. Conexiunea diferenţială O altă modalitate de conectare a elementului sensibil de tip parametric o constituie conexiunea diferenţială (fig. 1.12), specifică elementelor sensibile parametrice de tip capacitiv sau inductiv, ceea ce presupune alimentarea în curent alternativ.

Fig. 1.12. Principiul conexiunii diferenţiale Aplicând principiul superpoziţiei, se obţine:

i i1 i2

e2

Z Z Z Z Z Z Zi Z Zi

(1.14)

1.4.4. Conexiunea de rezonanţă

În acest caz, elementele sensibile de tip capacitiv sau inductiv sunt conectate ca parte componentă într-un circuit de rezonanţă. Pentru conexiunea de rezonanţă se utilizează fie rezonanţa curenţilor, fie rezonanţa tensiunilor şi având în vedere liniaritatea răspunsurilor, se recomandă conexiunea serie pentru elemente sensibile inductive şi respectiv conexiunea paralel pentru elemente capacitive. Ca mărimi de ieşire ale conexiunii de rezonanţă, prin conversia mărimii primare într-o variaţie de impedanţă, se poate utiliza fie variaţia de curent, fie variaţia unghiului de defazaj. 1.5. Categorii de traductoare 1.5.1. Traductoare cu reacţie Prezenţa traductorului în circuitul de măsurare perturbă valoarea măsurandului; de exemplu, dacă pentru măsurarea presiunii se foloseşte o membrană elastică, sub acţiunea presiunii aceasta se deformează, mărind volumul vasului şi deci producând modificarea presiunii reale. Pentru a elimina această sursă de eroare, se poate introduce un dispozitiv suplimentar, care să acţioneze cu o forţă F asupra membranei, astfel încât aceasta să revină în poziţia iniţială (fig. 1. 13).

Reducerea acţiunii traductorului asupra măsurandului se poate realiza cu ajutorul

~

Z Z ~ Z

iZ i 1i

e/2 e/2

Dispozitiv de acţionare Incintă de

presiune p

F

Capsulă manometrică

Membrană

p

Fig. 1.13. Măsurarea presiunii într-o incintă cu o capsulă manometrică


21

traductoarelor cu reacţie. Principiul de funcţionare al acestor traductoare este identic cu principiul de funcţionare al amplificatoarelor (sistemelor) cu reacţie. Prin folosirea traductoarelor cu reacţie se obţin şi alte avantaje, ca: liniarizarea caracteristicii traductoarelor, creşterea benzii de frecvenţă, creşterea imunităţii la semnalele perturbatoare, reducerea consumului energetic de la măsurand, obţinerea unor semnale de ieşire mari, etc.

Dacă mărimea care se măsoară este activă, în circuitul de reacţie trebuie să existe un dispozitiv de acţionare care să producă o energie de aceeaşi natură cu a măsurandului. De exemplu, pentru compensarea forţelor se folosesc electromagneţi, la măsurarea temperaturii cu ajutorul pirometrelor se folosesc rezistenţe încălzite electric etc.

Deşi performanţele traductoarelor cu reacţie sunt net superioare celorlalte tipuri de traductoare, ele sunt mai puţin folosite deoarece conduc la creşterea complexităţii schemelor de măsurare, a dimensiunilor de gabarit şi a preţului de cost.

1.5.2. Traductoare numerice

Prin traductoare numerice se înţeleg acele traductoare la care mărimea de ieşire este dată direct în formă numerică. De remarcat este faptul că informaţii de natură numerică pot fi obţinute şi cu traductoare analogice prin intermediul unor circuite de prelucrare corespunzătoare. De exemplu, introducerea traductoarelor parametrice în buclele de reacţie a unor oscilatoare permite obţinerea unei dependenţe între frecvenţa semnalului generat şi măsurand.

O categorie importantă de traductoare numerice o reprezintă traductoarele cu impulsuri care permit măsurarea unor mărimi dependente de timp (turaţii, debite, viteze, etc.). Ele pot fi cu reluctanţă variabilă (fig. 1.14.a), cu obturarea sau modularea unui fascicul radiant (fig.1.14.b), cu marcarea măsurandului (fig. 1.14.c).

a) b)

Fig. 1.14. Exemplu de traductoare cu impulsuri

c)

K

v

e1

e2

u

Gaz

Eclator Gaz

ionizatPlăci

detector


22

O altă categorie de traductoare numerice o reprezintă traductoarele rezonatoare, cum ar fi de exemplu: traductoarele cu coardă vibrantă, traductoarele cu diapazon, traductoarele piezoelectrice, etc. Principiul de funcţionare a acestor traductoare este următorul: dispozitivul rezonator este adus la rezonanţă, fie în regim continuu, fie în regim amortizat, măsurandul producând modificarea frecvenţei de rezonanţă (de exemplu, tensiunea mecanică pentru coarda vibrantă, temperatura pentru diapazon, temperatura sau masa depusă pentru un traductor piezoelectric).

1.5.3. Traductoare integrate

Fabricarea şi utilizarea traductoarelor integrate cunoaşte o dezvoltare din ce în ce mai mare în ultima perioadă, marcată şi prin multiplele cercetări ce se fac în acest domeniu, atât în ceea ce priveşte diversificarea gamei, cât şi prin creşterea performanţelor acestora.

Fără îndoială, traductoarele integrate oferă o serie de avantaje în comparaţie cu cele clasice, dintre care pot fi citate:

- producţia traductoarelor integrate are la baza o tehnologie extrem de dezvoltată care, în cazul producţiei de serie, permite scăderea preţului de cost/bucată;

- tehnologiile din microelectronică permit realizarea unor traductoare integrate cu complexitate foarte mare, care conţin, pe lângă traductorul propriu-zis, şi circuite de condiţionare, conversie numerică, uneori chiar şi microprocesoare. Deoarece conexiunile dintre traductor şi circuite, şi, respectiv, între circuite este redusă, ele prezintă o imunitate mare la perturbaţii;

- prin includerea unor traductoare suplimentare pot fi efectuate o serie de compensări (de exemplu – cu variaţia de temperatură a mediului ambiant);

- structura complexă a traductoarelor integrate permite obţinerea unor sensibilităţi ridicate şi a unor caracteristici de transfer cu erori de neliniaritate reduse;

- fiabilitatea acestor traductoare este superioară ansamblelor formate din traductor şi circuite de măsurare discrete. De exemplu, circuitele LSI (engleză – Large Scale Integration) au media timpilor de bună funcţionare (MTBF) de ordinul 1011h, de 106 ori mai mare decât în cazul circuitelor cu tuburi electronice şi de 103 ori mai mare decât în cazul circuitelor cu tranzistoare;

- consumul de putere poate fi foarte redus (consum spartan); de exemplu, ceasurile electronice, pot fi alimentate de la o minisursa de energie ani de zile.

Tabloul de mai sus trebuie însă completat cu dezavantajele şi limitările pe care le prezintă momentan traductoarele integrate:

- folosirea siliciului limitează domeniile de utilizare a traductoarelor: a) domeniul de temperatură este cuprins între (-100 +200°) C; b) siliciul nu are o serie de proprietăţi (de exemplu: piezoelectricitate) sau proprietăţile

sunt restrânse într-o anumită gamă (de exemplu: efectul fotoelectric în zona infraroşu); - acţiunea unor agenţi exteriori (atmosferă, umiditate, soluţii) poate distruge

conexiunile sau să atace cipul, dacă acestea nu pot fi protejate; - din cauza densităţii mari sunt posibile cuplaje parazite care să conducă la apariţia

unor reacţii nedorite în traductor. Cu toate dezavantajele amintite, pentru unele dintre ele găsindu-se soluţii de rezolvare,

traductoarele integrate au inceput să aibă o largă răspândire în construcţia de automobile, bunuri de larg consum, tehnologie biomedicală, etc.


23

Ultimele cercetări în acest domeniu vizează utilizarea şi a altor materiale decât siliciul, folosirea unor tehnologii compatibile – care presupun utilizarea altor materiale şi procese care să permită extinderea domeniilor de utilizare a traductoarelor, precum şi dezvoltarea tehnicilor de microprelucrare.

În cadrul circuitelor integrate pe bază de siliciu pot fi realizate o serie de componente active sau pasive ca rezistoare, diode, tranzistoare, etc., ai căror parametrii pot fi modificaţi prin intermediul unor măsuranzi.

Astfel, energia radiantă modifică numărul purtătorilor de sarcină în cadrul dispozitivelor semiconductoare, modificând prin aceasta şi proprietăţile lor. Pe această bază se pot realiza traductoare generatoare, ca fotodiodele, sau parametrice ca: fotorezistoare, fotodiode sau fototranzistoare. Dintre dispozitivele fotosensibile integrate pot fi citate: reţele de fotodiode, realizate în formă matricială şi dispozitivele cu transfer de sarcină (engleză – Charge-coupled devices CCD).

Deoarece sensibilitatea spectrală pentru siliciu este maximă în domeniul 0,80,9 μm, modificarea domeniului de măsurare se poate face în tehnologii compatibile; astfel, cipul se acoperă cu un strat de SiO2 peste care se depune prin evaporare CaS (sensibilitate maximă la 0,7μm) sau InSb (sensibilitate maximă la 7μm).

Proprietăţile piezorezistive ale siliciului sunt folosite pentru realizarea unor dispozitive sensibile la deformaţii; astfel pot fi realizate piezorezistoare, piezodiode sau piezotranzistoare; trebuie reţinut că aceste traductoare sunt sensibile şi la efectul temperaturii, motiv pentru care necesită circuite de măsurare compensate termic.

Siliciul nu are proprietăţi piezoelectrice; realizarea unor traductoare integrate piezoelectrice este însă posibilă folosind o tehnologie compatibilă. Astfel, prin depunerea pe cipul de siliciu a unor straturi piezoelectrice, ca ZnO sau CdS, pot fi realizate dispozitive cu unde acustice de suprafata SAW (engleză – Surface Acoustic Wave) sau tranzistoare cu efect de câmp sensibile la tensiuni mecanice (POSFET).

Pentru multe aplicaţii, dependenţa caracteristicilor dispozitivelor semiconductoare de temperatură ridică o serie de probleme de proiectare; această dependenţă este utilă în realizarea unor traductoare de temperatură. În tehnologia siliciului pot fi realizate termorezistoare, termodiode, termotranzistoare şi chiar termocupluri. De multe ori aceste traductoare permit măsurarea indirectă a altor mărimi, ca de exemplu debitul.

Realizarea unor inductanţe în cadrul tehnologiei siliciului este destul de dificilă; în principiu, într-un substrat de tip ‘’n’’ se poate realiza o înfăşurare de siliciu de tip ‘’p’’, însă cu un număr relativ mic de spire. Din această cauză, traductoare inductive în tehnologia siliciului se realizează destul de rar. Mult mai răspândite sunt traductoarele sensibile la acţiunea câmpului magnetic, ca: magnetorezistoarele, traductoarele cu efect Hall, magnetodiodele şi magnetotranzistoarele. De multe ori acestea se realizează şi în tehnologie compatibilă, prin combinaţii cu filtre subţiri din Ni-Co sau Ni-Fe.

O dezvoltare importantă au cunoscut-o traductoarele folosite la analizele fizico-chimice, realizate în tehnologia siliciului; astfel pot fi realizate o serie de traductoare cu efect de câmp sensibile la prezenţa unor substanţe.


24

1.5.4. Traductoare inteligente Realizarea simultană în cadrul aceluiaşi cip a traductorului integrat, precum şi a

elementelor de prelucrare, astfel încât informaţia obţinută la ieşire să poată fi folosită direct de calculatoare, a condus la obţinerea de traductoare inteligente.

Creşterea nivelului de procesare în cadrul traductoarelor inteligente este posibilă ca urmare a introducerii unui microprocesor în compunerea acestora şi realizarea unei interfeţe de comunicare bidirecţională cu exteriorul (fig. 1.15).

Elementul de bază îl reprezintă traductorul principal ce preia informaţia de la măsurand şi care poate fi identificat printr-un cod stocat în memoria PROM.

Mărimile de influenţă acţionează asupra traductoarelor secundare; semnalele provenite de la traductoare sunt aplicate unui sistem de achiziţii de date format dintr-un multiplexor analogic, un amplificator A, urmat de un circuit de eşantionare şi memorare CEM si un convertor analog-numeric CAN.


25

Fig. 1.15. Traductor inteligent Microprocesorul are rolul de a gestiona achiziţia datelor, corecţia efectelor mărimilor

de influenţă, liniarizarea caracteristicii de transfer, diagnosticarea traductoarelor, etc. În afara codului de recunoaştere a traductorului în memoria PROM sunt stocate programul de operare, tabele de corecţii şi liniarizare, etc. În memoria RAM se stochează datele curente de operare sau cele ce urmează a fi transmise. Interfaţa bilaterală asigură legătura traductorului inteligent cu un calculator central printr-o magistrală, care poate fi folosită şi de alte traductoare inteligente. Mesajele transmise de la calculator la traductor se referă la configuraţia folosită, autoetalonare, stabilirea domeniului de măsurare etc., iar cele de la traductor la calculator conţin, în afara rezultatelor, şi date privind domeniul de măsurare, depăşirea domeniului, de măsurare, depăşirea domeniului, valoarea mărimilor de referinţă. 1.6. Analogii şi metode de calcul Analogia mărimilor neelectrice cu mărimile electrice permite utilizarea metodelor de calcul consacrate din electricitate, simplificând studiul şi creând noi posibilităţi de analiză şi sinteză a sistemelor complexe. Analogiile dintre mărimile electrice şi cele neelectrice se pot realiza pe baza a două criterii, ce vor fi prezentate în continuare. Analogii de tip energetic Fenomenele electrice şi neelectrice, ce conţin elemente acumulatoare de energie cinetică şi potenţială, precum şi elementele disipative, sunt descrise de relaţii energetice ce au forme asemănătoare. De exemplu:

- energia cinetică (sistem mecanic)=1

2mv2;

-energia potenţilă (a unui arc) 1

2kx2;

-energia magnetică (bobină) 1

2Li2; (1.15)

-energia disipată (rezistor) Ri2 dt;0

T


26

-energia electrică (condensator) 1

2

q2

C;

-energia disipată (frecare) Rmv2 dt;0

T

Analogii de tip matematic

Se bazează pe asemănarea reprezentărilor matematice pentru diferite fenomene fizice. Se pot realiza scheme asemănătoare circuitelor electrice şi se pot aplica metode de calcul specifice în electricitate. Analogiile formale se bazează pe faptul că, atât fenomenele electrice, cât şi alte fenomene, folosesc operatorul integro-diferenţial:

Ad(_)

dtB(_)C (_)dt (1.16)

Exemple: -pentru circuite electrice:

u Ld(i)

dt R(i) 1

C(i)dt

i Cd(u)

dt (u)

R 1

L(u)dt (1.17)

-pentru sisteme mecanice:

F md(v)

dt Rm (v) 1

Cm

(v)dt

v Cm

d(F)

dt 1

Rm

(F) 1

m(F)dt (1.18)

De exemplu un sistem mecanic format dintr-o masă m suspendată de un resort elastic şi care execută o mişcare armonică cu frecare vâscoasă, având coeficientul de frecare Rm , are ecuaţia de mişcare:

md 2x

dt2 Rm

dx

dt kx F cost (1.19)

mdv

dt Rmv k v dt F cost (1.20)

Prin analogie cu ecuaţia specifică a circuitului RLC serie:

Ldi

dt Ri 1

Cidt e (1.21)

rezultă schema electrică echivalentă a sistemului mecanic (Fig.1.16). Fig.1.16. Schema electrică echivalentă

Rm m

1/k

v

F(t)


27

Expresia vitezei oscilatorului se poate determina cu relaţiile cunoscute din studiul circuitului serie de c.a.:

v(t) vmax cos(t )

cu:

vmax F

2

1

Rm2 (m

k

)2

arctgm

k

Rm

(1.22)

Prin operaţii de derivare şi integrare se determină modul de variaţie în timp pentru acceleraţia sistemului şi pentru elongaţie. Se poate pune în evidenţă şi rezonanţa mecanică a

sistemului, ce are loc la valoarea 1

2 k / m a frecvenţei forţei excitatoare.

Să analizăm, pe baza acestui tip de analogie, funcţionarea unui traductor electroacustic (difuzor) - Fig.1.17.a. În cadrul lanţului respectiv se întâlnesc două conversii succesive: conversia electric-mecanic (curentul variabil prin bobină generează mişcarea unei membrane elastice) şi conversia mecanic-acustic (mişcarea bobinei în aer conduce la apariţia sunetului). Schema de principiu a traductorului este prezentă în Fig.1.17.b. Se observă existenţa unui magnet permanent, a unui circuit magnetic pentru obţinerea unei anumite căi de închidere a câmpului magnetic şi a unei bobine parcurse de curent variabil i(t), concentrică cu miezul central şi solidară cu membrana. Ecuaţiile de funcţionare sunt:

- pentru traductorul electromecanic:

u(t) Ri(t) Ldi

dt e(t) ,

tensiunea indusă în bobină, la mişcarea acesteia în câmp magnetic, fiind: e(t) KFv(t).

Conversia electromecanică este caracterizată de două ecuaţii: F kF i e kF v (1.23)

Schema echivalentă reprezintă un transformator ideal, cu mărimi primare de tip electric

(e, i), mărimi secundare de timp mecanic (v,F) şi raport de transformare F

k - fig.1.18.

N S

a)

N S

F

b) Fig.1.17. Traductor electroacustic

u

R L i F

v KF


28

- pentru membrană:

md 2x

dt2 F v k(x x0 )Fa (1.24)

unde: m – masa membranei şi a bobinei; F KF i– forţa ce apare în urma trecerii curentului i prin bobină;

- coeficientul de vâscozitate dinamică al membranei;

k – coeficientul de elasticitate al membranei; Fa – forţa de reacţie a aerului asupra membranei. Punând în evidenţă viteza v a membranei, ecuaţia (1.24) se poate pune sub forma:

mdv

dtv k v dt Fa KFi (1.25)

Ecuaţia de mişcare a membranei poate fi reprezentată prin mărimi electrice echivalente conform fig.1.19.a. - pentru fenomenele acustice, deduse prin asocierea cu un cilindru de aer de lungime infinită, excitat de membrană, ecuaţiile se pot scrie pentru feţele membranei:

v 1

ma

Fa dt v1 v1 1F1 k1

dF1

dt v1 2F2

Fa F1 F2 (1.26)

unde:

m a - masa echivalentă a aerului;

1 - coeficientul de vâascozitate echivalent aer – membrană;

2 - coeficientul de vâscozitate echivalent al aerului;

k1 – coeficientul de elasticitate echivalent al aerului. Schema echivalentă corespunzătoare acestor ecuaţii este prezentată în fig.1.19.b.

Fig.1.18. Schema echivalentă pentru traductorul electromecanic.

v

F Fa

v k ζ m

a)

b)

v v1

ζ1

k1 F1 F2

ζ2

ma Fa

Fig.1.19. Scheme echivalente pentru: a) membrană; b) fenomene acustice.


29

Cele trei scheme echivalente se pot regrupa într-o singură schemă globală, reprezentând ansamblul ecuaţiilor, putându-se aplica metodele de rezolvare cunoscute în electricitate.

Capitolul II. Traductoare pentru măsurarea mărimilor geometrice

CAPITOLUL II

TRADUCTOARE PENTRU MĂRIMI GEOMETRICE 2.1. Generalităţi

Măsurarea mărimilor geometrice este legată de existenţa unui sistem de referinţă faţă de care orice punct ocupă la u moment dat o anumită poziţie. Schimbarea poziţiei punctului reprezintă o deplasare, iar spaţiul dintre două puncte o distanţă. Situarea unui punct în apropierea unui reper fix se numeşte proximitate. Deplasările pot fi liniare, pentru mişcările de translaţie, sau unghiulare, pentru mişcările de rotaţie. Mărimile de mai sus sunt mărimi geometrice cu ajutorul cărora se caracterizează şi dimensiunile corpurilor; în aceeaşi categorie se includ şi alte caracteristici geometrice, ca: rectilinitatea (abaterea faţă de direcţia de referinţă), planitatea (abaterea faţă de planul de referinţă), rugozitatea (gradul de prelucrare a suprafeţei).

Măsurarea mărimilor geometrice se poate face prin metode absolute (determinarea lungimii cu şublerul) sau metode relative (incrementale), prin care se stabileşte o abatere faţă de o valoare de referinţă (de exemplu, măsurarea cu comparatorul).

Măsurarea mărimilor geometrice permite şi determinarea altor mărimi, prin folosirea unor traductoare intermediare ce transformă mărimea măsurată într-o deplasare mică (de exemplu presiuni, forţe, nivel, temperaturi).

Măsurarea mărimilor geometrice se poate face prin: 1. metode mecanice (riglă, şubler, raportor, cale), 2. metode optice (microscop, interferometru), 3. metode pneumatice sau hidraulice (bazate pe variaţia vitezei de curgere a fluidului), 4. metode electrice. Datorită unor particularităţi distincte, măsurarea mărimilor geometrice se poate clasifica

în: a) măsurarea deplasărilor liniare mici, b) măsurarea deplasărilor liniare mari, c) măsurarea deplasărilor unghiulare, d) determinarea proximităţii.

2.2. Traductoare rezistive de deplasare Traductoarele rezistive bobinate sau cu pistă conductoare pot fi folosite la măsurarea

unor deplasări liniare de ordinal centimetrilor, sau unghiulare, în domeniul 02400, (3600),

respective , pentru traductoarele multitură, unde n reprezintă numărul de ture. Forma constructivă a unui traductor rezistiv bobinat de deplasare este prezentată în fig. 2.1. Pe un suport izolator, cu proprietăţi constante în timp este dispusă o înfăşurare din material conductor, cu rezistivitate mare (Ni-Cr, Ni-Cu, Ni-Cr-Fe),spiră lângă spiră, spirele fiind isolate între ele de

n 3600

29


obicei prin oxidare şi având partea superioară uşor polizată pentru a face contact cu un cursor ce se poate deplasa de-a lungul traductorului.

Pista de contact

xmax

x Cursor

Înfăşurare

Suport izolator

Fig. 2.1. Traductor rezistiv de deplasare Cursorul realizează legătura între înfăşurare şi o pistă de contact; el trebuie să prezinte o

rezistenţă mică, să fie rezistent la uzură şi acţiunea vibraâiilor şi să nu aibe tensiune termoelectromotoare faţă de înfăşurare sau faţă de pista de contact. Valoarea rezistenţei cursorului depinde de starea suprafeţelor materialului din care este confecţionat (grafit, cupru grafitat, bronzuri elastice). Variaţia aleatoare a rezistenţei de contact este o sursă de zgomot şi afectează în special circuitele de măsurare reostatice.

Dependenţa rezistenţei traductorului în funcţie de poziţia cursorului este de obicei liniară, însă poate fi şi de altă natură (sinusoidală, logaritmică, exponenţială), în funcţie de forma suportului izolator.

Rezistenţa totală a traductoarelor rezistive de deplasare poate fi cuprinsă între 100 şi 100 k , cu toleranţe de ordinul a 10% şi o liniaritate ce poate fi cuprinsă între 0,1 şi 1%; neliniarităţile fiind mai mari la la începutul şi la sfârşitul cursei.

Dintre avantajele traductoarelor rezistive de deplasare exemplificăm: rezoluţie şi liniaritate bune, preţ de cost redus şi circuite de măsurare simple.

Ca dezavantaje se pot menţiona: forţa de acţionare mare, prezenţa frecărilor, care reprezintă o sursă de zgomot şi de uzură, influenţe asupra funcţionării traductorului datorate prafului, umidităţii, vibraţiilor, şocurilor. Numărul maxim de acţionări pentru traductoarele bobinate este de ordinul 106, iar pentru construcţiile speciale este dde ordinul 108.

Circuitele de măsurare pentru traductoarele rezistive de deplasare pot fi reostatice sau potenţiometrice. Circuitele de măsurare reostatice sunt mai puţin utilizate în practică datorită neliniarităţii pronunţate a caracteristicii de transfer.

Circuitele de măsurare potenţiometrice se pot realiza în mai multe variante (fig. 2.2). Pentru circuitul din fig. 2.1. a, amplificatorul operaţional este folosit în montaj inversor,

şi deci, prezintă rezistenţa de intrare R1. În acest caz, tensiunea de ieşire va fi:

U0 ER2

R1

Rx

Rt

1 Rx

Rt

Rt

R1

Rx

R1

(2.1)

30


Reducerea neliniarităţii este posibilă prin creşterea raportului (R1/Rt), adică, prin creşterea rezistenţei de intrare (fig. 2.2. b), însă prin aceasta scade amplificarea şi creşte zgomotul propriu al amplificatorului.

Uilizarea unor circuite cu impedanţă de intrare mare, (fig. 2.2. c, d, e) elimină dezavantajul impedanţei deintrare finite a amplificatorului. Mai mult, deoarece la circuitele de măsurare potenţiomatrice variaţia tensiunii de alimentare este transmisă integral întensiunea de ieire, la circuitul in fig. 2.2 d, prin folosirea unui circuit de eşantionare şi memorare CEM, urmat de un convertor analog-numeric CAN a cărui tensiune de referinţă este chiar tensiunea de alimentare a traductorului, se elimină eroarea datorată instabilităţii tensiunii de alimentare, numărul N fiind proporţional cu x/xmax.

a) b)

1

2R

RE

x

U

k

lmax

R

Rt E -

+

R2

R1

U0

Rt

Rx

- N

+

- Uref

CAN CEM E

Rx

Rt E

-

+

-

U0

c) d)

R2

AI

-

+Rt

Rx

Rg C1 Rt

E- - R1

+Rx

U0U0

d) f)

Fig. 2.2. Circuite de măsurare potenţiometrice

31


Schema din fig. 2.2. e) care e fapt conţine o punte, se utilizează în cazul în care măsurandul are variaţii mici faţă de o valoare fixă. Amplificatorul de instrumentaţie AI asigură o impedanţă mare de intrare şi o rejecţie puternică a modului comun, amplificarea reglându-se cu ajutorul rezistenţei Rg. În cazul în care măsurandul are variaţii rapide, se poate utiliza schema din fig. 2.2 f),pentru care este necesar ca frecvenţa minimă a semnalului fmin să satisfacă relaţia:

fmin

1

2R1C1

(2.2)

Eliminarea tensiunii de offset se poate face cu un convertor rezistenţă-tensiune (Howland) a cărui schemă este prezentată în fig. 2.8. Considerând amplificatorul ideal, prin egalarea potenţialelor din punctele A şi B, dacă este îndeplinită condiţia:

R1

R2

R3

R4

(2.3)

curentul prin traductorul Rx devine independent de valoarea rezistenţei acestuia:

Ix 1

R3

U2 U1 , (2.4)

iar tensiunea are expresia:

U0 U2 U1 Rx

R3

1 R2

R1

U1

R2

R1

(2.5)

+

-

U1

U1

R3

R1 A R2

R4 B

Rx

Ix

U0 K

B

E

B

Rx

a) b)

Fig.2.3. Convertor rezistenţă-tensiune Îndeplinirea condiţiei (2.3) se verifică înlocuind traductorul cu schema din fig. 2.3. b), şi se reglează R1 astfel încât curentul indicat de ampermetru să fie independent de poziţia

comutatorului K. Se recomandă ca R3=R1 şi R4=R2, iar R2 1/10 R1 ; pentru eliminarea

eventualelor oscilaţii ce pot părea din cauza reacţiei pozitive se conectează capacităţi de ordinul zecilor de pF în paralel pe R2 şi R3.

32


În unele situaţii, de exemplu atunci când se foloseşte o singură tensiune de alimentare iar informaţia de măsurare se converteşte numeric, este de dorit să apară o tensiune de offset echivalentă cu +1/2 bit; de exemplu, în cazul unei punţi rezistive care are tensiunea de dezechilibru maximă de ordinul 10-20 mV, după o amplificare de 100-250 ori, se poate obţine o tensiune de circa 4,5 V. Intervalul de tensiune ce urmează a fi convertit este de 0,5-4,5 V, deci “0” V trebuie să devină 0,5 V. În afara acestei cerinţe, dacă alimentarea se face de la o singură sursă de tensiune, tensiunea de dezechilibru este suprapusă peste tensiunea de mod comun egală cu jumătate din tensiunea de alimentare în cazul punţilor de sensibilitate maximă. În fig. 2.4. se prezintă o variantă de amplificator de instrumentaţie care elimină dezavantajele enumerate mai sus; spre deosebire de amplificatorul de instrumentaţie clasic, în acest caz, amplificatorul A3 este în regim repetor şi are rolul de a elimina injecţia curentului de reacţie în circuitul de măsurare.

Fig. 2.4. Amplificator de instrumentaţie modificat Se poate scrie:

U1 U1 1 R2

R1

U2

R2

R1

, (2.6)

U2 U2 1 R4

R3

U0

R4

R3

, (2.7)

de unde rezultă:

Ue U1 1 R2

R1

U2

R2

R1

1 R6

R5

U2 1 R4

R3

U0

R4

R3

R2

R5

(2.8)

Dacă se pune condiţia:

R3

R4

R6

R5

(2.9)

+ A2 - A+

3 -

A+ 4 -

A1 -

+

1U U1 Ue

R2 R6 1 R

5 R

U2 0U

3 RU0 4 R

33


se obţine:

Ue U1 U2 1 R2

R1

1 R6

R5

U0 (2.10)

Rezultă că amplificatorul are o amplificare diferenţială astfel încât asigură şi rejecţia modului comun, la tensiunea de ieşire putându-se adăuga direct o tensiune de offset U0.

În fig. 2.5. se prezintă schema unui convertor rezistenţă-frecvenţă şi diagrama de timp corespunzătoare. Tensiunea de la ieşirea integratorului realizat cu amplificatorul operaţional este comparată cu tensiunea de referinţă Uref, de către comparatorul C, comparator care comandă un circuit basculant monostabil CBM, ce furnizează la ieşire un impuls cu durata T0. Circuitul basculant monostabil comandă comutatorul K ce introduce în circuit generatorul de curent constant I0.

0 I

a U

K C0 x RUr

U f

Fig. 2.5. Convertor rezistenţă-frecvenţă Presupunând că în momentul închiderii comutatorului, rezultă că după

intervalul de timp t

Ua0 Uref

1=T0, tensiunea la ieşirea integratorului va fi:

ua t1 Uref 1

C1 I0 dt Uref

1

CI0

U

Rx

0

t1

t1 (2.11)

După deschiderea comutatorului K, până la momentul t2 când tensiunile de la intrarea comparatorului devin egale, se poate scrie:

ua t2 Uref ua t1 1

C

U

Rxt1

t2

dt Uref 1

CI0

U

Rx

t1

U

Rx

t2 t1 , (2.12)

de unde rezultă:

f 1

t2

U

RxI0T0

, (2.13)

şi deci schema permite conversia rezistenţei,dar şi atensiunii sau curentului în frecvenţă. Dacă

curentul I0 se generează pe baza tensiunii U I0 U / R0 , formula (2.13) devine:

CBM C A0

Uref + - Ua

t2 t =T0 1

34


f R0

Rx

1

T0

, (2.14)

Pentru ca schema din fig. 2.5. să fie realizabilă este necesar ca:

I0 imax U

Rx min

, U (2.15) 0

În ultima perioadă au apărut traductoare rezistive de deplasare fără cursor mecanic, cuplajul realizându-se pe cale magnetică (magnetorezistoare) sau optică (fotorezistoare), însă utilizarea lor este încă limitată din cauza sensibilităţii termice ridicate.

2.3. Traductoare inductive de deplasare Principiul de funcţionare al traductoarelor inductive se bazează pe variaţia geometriei circuitului/cuplajului magnetic în funcţie de măsurand, care se traduce printr-o variaţie de inductivitate proprie sau mutuală.

2.3.1. Traductoare de inductivitate proprie

Prin definiţie, inductivitatea proprie reprezintă raportul dintre fluxul magnetic pe conturul circuitului bobinei şi curentul care îl produce; inductivitatea este proporţională cu pătratul numărului de spire N şi invers proporţională cu suma relutanţelor magnetice din circuit Rm:

L i N 2

Rm

, (2.16)

unde: - Rm este reluctanţa magnetică, dată de relaţia:

Rm l

Sl1

l2

dl , (2.17)

- şi fiind limitele conturului între care se defineşte Rl1 l2 m,

- µ permeabilitatea magnetică a mediului dintre cele două limite, circuitul magnetic având secţiunea S, - N este numărul de spire.

După modul de realizare practică, există două variante constructive de traductor inductiv de deplasare de inductivitate proprie: cu armătură mobilă şi cu miez mobil. Traductorul inductiv cu armătură mobilă (fig. 2.6) se compune dintr-un circuit magnetic format dintr-o armătură fixă în formă de U, pe caresunt plasate N spire şi o armătură mobilă în formă de I deplasată de măsurand. Poziţia iniţială pentru x 0 , corespunde întrefierului iniţial 2 . Considerând notaţiile din figură, se poate scrie:

L x 0r N2SFe

2 x r lFe

(2.18)

unde: x , l .

35


a) b)

Fig. 2.6. Traductor inductiv cu armătură mobilă

Graficul prezentat în fig. 2.6.b), arată variaţia inductivităţii în funcţie de deplasare,

putându-se uşor constata că această dependenţă este neliniară, iar inductivitatea traductorului depinde de întrefierul iniţial.În situaţia în care se doreşte obţinerea unei sensibilităţi mari, întrefierul iniţial trebuie să fie mic (sub 1 mm), ceeace reduce domeniul de măsurare la maxim (0,1-0,5)mm.

Liniarizarea caracteristicii traductorului se poate face prin utilizarea variantei diferenţiale cu două traductoare identice ce folosesc aceeaşi armătură mobilă. Traductorul inductiv cu miez mobil este prezentat în fig. 2.7 în variantă diferenţială. Astfel, pe un suport izolator sunt plasate două bobinaje identice, separate între ele printr-un inel magnetic cu rolul de reducere a inductivităţii de cuplaj mutual dintre cele două bobine. În interiorul celor două bobine se poate deplasa un miez magnetic prin aceasta putându-se modifica în sens contrar inductivităţile celor două bobine. Pentru reducerea perturbaţiilor de natură electromagnetică, se ecranează întreaga construcţie.

Fig. 2.7. Traductorul inductiv diferenţial cu miez mobil

l

L(x)

Lmax

xL

L(l)

rFe 0 0 x

l Fe

Miez Inel magnetic Ecran

x

SFe

lFe l

L2 L1

Sa

36


Spre deosebire de traductoarele inductive cu armătură mobilă care au un factor de calitate ridicat, în cazul acestor tipuri de traductoare, din cauza circuitului magnetic redus, factorul de calitate este scăzut, de ordinul unităţilor. Cu toate acestea, traductoarele inductive cu miex mobil sunt preferate deoarece prezintă o serie de avantaje:

- domeniul de măsurare poate fi de ordinul centimetrilor, - prezintă o rezoluţie şi reproductibilitate ridicată, - au frecări reduse şi sunt insensibile la deplasări radiale, - există posibilitatea de protecţie a traductorului la medii corozive, presiune şi

temperatură ridicate.

Pentru aceste traductoare se recomandă ca lungimea miezului să prezinte (0,2-0,8) din lungimea bobinei, iar pentru a avea o liniaritate bună, se limitează excursia miezului la (0,1-0,4) din lungimea acestuia.

Forţele de acţionare pentru traductoarele inductive pot fi determinate cu relaţia:

F 1

2Ief

2 dL

dx (2.19)

unde: - Ief este valoarea efectivă a curentului ce trece prin conductor. Circuitele de măsurare pentru traductoarele inductive se bazează pe metodele de măsurare a inductivităţii (inductanţmetre, Q-metre, punţi de curent alternativ), sau oscilatoare LC. În fig. 2.8. se prezintă o schemă de măsurare pentru traductoare inductive diferenţiale: C

Fig. 2.8. Aparat electronic pentru deplasărilor cu traductoare inductive

Puntea este alimentată cu tensiunea U de la oscilatorul O; tensiunea de dezechilibru U , amplificată de amplificatorul A, este aplicată detectorului sincron DS, care primeşte şi semnalul de referinţă Uref de la oscilator prin intermediul unui circuit defazor. Pentru obţinerea unei sensibilităţi maxime, cele două semnale trebuie să fie în fază. Filtrul trece jos FTJ extrage din

U

R

R Z(x)

DS A FTJ A B

Uref Z(-x)

D

U

Def O

37


semnalul de la ieşirea detectorului sincron componenta de joasă frecvenţă care conţine informaţia de măsurare. Dacă stabilitatea frecvenţei nu reprezintă o cerinţă de primă importanţă pentru oscilator, stabilitatea tensiunii la bornele de alimentare AB trebuie asigurată riguros, deoarece în caz contrar apare o eroare cu caracter multiplicativ. În ceea ce priveşte detecţia sincronă, pe lângă avantajul extragerii componentei ce are un anumit defazaj faţă de tensiunea de alimentare, ea asigură şi o bună imunitate a schemei la acţiunea tensiunilor perturbatoare. Un alt circuit de măsurare pentru traductoarele inductive îl constituie oscilatorul LC a cărui schemă de principiu este prezentată în fig. 2.9. Pentru simplificarea tratării se înlocuieşte impedanţa echivalentă serie a traductorului cu o impedanţă de tip paralel având elementele: R1

I1I 2

Fig. 2.9. Oscilator LC

Rp Rs 1Q2 Lp Ls 1 1

Q2 (2.20)

Aplicând teorema I a lui Kirchhoff în nodul A se obţine:

U0 U1

R1

CdU1

dtU1

Rp

1

Lp

U1dt 0 (2.21)

Considerând amplificatorul ideal (∆U=0) şi notând:

U1 U0

R3

R2 R3

kU0 , (2.22)

după derivarea expresiei (2.31) rezultă:

R2

C

U0

R3 L

A- O +

I ∆U 3

Rs

U1

S

38


LpCd 2U0

dt2 (

Lp

R1

Lp

Rp

Lp

kR1

)dU0

dtU0 0 , (2.23)

de unde se deduce:

- frecvenţa de oscilaţie:

f0 1

2 LpC 1

2 LsC 1 1Q2

(2.24)

şi condiţia de amorsare a oscilaţiilor:

k Rs 1Q2

R1 Rs 1Q2 R3

R2 R3

(2.25)

Din relaţiile (2.24) şi (2.25) rezultă că o dată cu creşterea lui Q se îmbunătăţeşte liniaritatea conversiei inductanţă-frecvenţă şi are loc o amorsare mai uşoară a oscilaţiilor. O altă schemă ce realizează conversia inductanţă-frecvenţă este prezentată în fig. 2.10. Dacă comutatorul K este închis condensatorul C0 se încarcă de la sursa de curent constant I.

I

Uref + K C -

r

C0 L

Fig. 2.10. Convertor inductanţă-frecvenţă

Când tensiunea de la bornele condensatorului depăşeşte nivelul tensiunii de referinţă, comparatorul comandă deschiderea comutatorului; procesul de încărcare al condensatorului C0 continuă însă din cauza energiei magnetice acumulate în bobină, după care urmează procesul de descărcare rezonantă a condensatorului. La atingerea nivelului tensiunii de referinţă comutatorul este din nou închis, curentul I suprapunându-se peste curentul din circuitul rezonant. Prin urmare, în cadrul circuitului se reglează automat frecvenţa de lucru pe frecvenţa de acord a circuitului LC, cu condiţia ca factorul de calitate să fie suficient de mare.

39


În tabelul 2.1 sunt prezentate caracteristicile tipice pentru traductoarele inductive de deplasare. Tabelul 2.1. Caracteristicile specifice pentru traductoarele inductive de deplasare

Caracteristica Cu armătura mobilă Cu miez mobil

Domeniul de măsurare submilimetric 1-100 mm

Rezoluţia µm 1-10µm Abaterea de la liniaritate 1% 1% Sensibilitatea mV/V.mm <lmV/V.mm Frecvenţa tensiunii de alimentare

<1 kHz <20 kHz

Viteza maximă m/min m/min Forţa de acţionare mN mN Masa mobilă 10-100g 0,5-10g Temperatura (-250-600)OC

2.3.2. Traductoare inductive de tip transformator (de inductivitate mutuală) În principiu, traductoarele inductive prezentate anterior pot fi transformate în traductoare de tip transformator prin adăugarea unei înfăşurări primare. Dintre avantajele traductoarelor de tip transformator pot fi menționate: partea mobilă este de obicei izolată de partea electrică, simplitatea montajului prin aceea că mărimea de ieşire este o tensiune ce poate fi prelucrată uşor, asigurarea separării galvanice între circuitul primar şi secundar, care permite obţinerea unor rejecţii puternice a tensiunilor de mod comun. Ca şi la traductoarele de inductanţă proprie, îmbunătăţirea liniarităţii se face folosind variantele diferenţiale. În fig. 2.11 sunt indicate unele variante constructive de traductoare de tip transformator care prezintă anumite particularităţi. Astfel, în fig. 2.11.a) este prezentată schema unui traductor de tip transformator format din două bobine plate: una fixă şi una mobilă, pentru care inductivitatea de cuplaj este:

L12 kN1N2 1 x

a

, (2.26)

unde:

- k este un coeficient de proporţionalitate ce depinde de dimensiunea bobinelor şi distanţa dintre ele,

- N1 şi N2, numărul de spire al celor două bobine. Dacă bobina primară se alimentează cu câţiva volţi, în secundar se obţine o sensibilitate de ordinul mV/mm. Pentru deplasări mici, caracteristica este liniară; de remarcat faptul că bobinele pot fi folosite şi ca motoare liniare pentru deplasări mici (de exemplu, deplasarea mesei unui microscop).

40


Fig.2.11. Traductor de tip transformator:

a) cu bobine plate, b) pentru măsurarea deplasărilor unghiulare, cu secundarul neuniform. În fig. 2.11. b) este prezentată schema de măsurare a unui traductor de tip transformator pentru măsurarea deplasărilor unghiulare; traductorul asigură o bună liniaritate în domeniul ±40°. Comparativ cu traductorul de tip transformator cu miez mobil şi bobinajul uniform, cel cu bobinajul neuniform al secundarului (fig. 2.11c) asigură extinderea domeniului de măsurare de la circa 0,3 la 0,8 din lungimea bobinei pentru aceeaşi neliniaritate. Schema de principiu pentru circuitele de măsurare cu traductoare inductive de tip transformator este prezentată în fig. 2.12. Primarul transformatorului având N1 spire este alimentat cu tensiunea U1 dată de circuitul de control al tensiunii CCT, care are rolul de a menţine tensiunea de alimentare constantă. Acestui circuit i se aplică tensiunea dată de oscilatorul O, cu frecvenţa constantă f0. Presupunând curentul primar de forma:

i1 I1 sin0t şi I1 U1

j0L1 r U1

j0KN12 r

, (2.27)

rezultă că tensiunea secundară va fi: u u2 u2 2N1N2kxI10 cos0t

unde: k este o constantă ce ţine seama de construcţia traductorului. Trecând în complex se obţine:

U 2xkN2

N1

U1 j0

Kj0 r

N12

(2.28)

Din expresia (2.28) se constată că tensiunea aplicată amplificatorului A nu este defazată cu π/2 faţă de tensiunea de alimentare, ci cu un defazaj în care intervine şi rezistenţa de pierderi;

41


mai mult, există şi posibilitatea ca inductivitatea primară să se modifice în funcţie de poziţia miezului, ceea ce creează atât un defazaj suplimentar, cât şi o accentuare a neliniarităţii. Din cauza defazajului suplimentar, cât şi pentru obţinerea sensului de deplasare, în schemă s-au introdus un circuit defazor CD şi un decodor sincron DS, urmat de un filtru trece jos FTJ. Teoretic, tensiunea la intrare a amplificatorului este nulă dacă x=0, în realitate, în această situaţie se obţine o valoare minimă, deoarece:

a) circuitul magnetic produce armonici superioare; b) există cuplaje parazite capacitive între primar şi secundar; c) în schemă apar elemente parazite suplimentare.

Eliminarea sau atenuarea componentelor armonice superioare se face prin utilizarea unor fluxuri reduse (i1 mic); cuplajele parazite introduc tensiuni în cuadratură faţă de tensiunea produsă de deplasare şi ele pot fi reduse prin alimentare simetrică, respectiv detecţie sincronă. Din relaţia (2.28) rezultă că sensibilitatea la frecvenţe joase este proporţională cu ω0 şi se modifică în funcţie de rezistenţa de pierderi r (din acest punct de vedere este mai avantajoasă alimentarea traductorului la I=const.); la frecvenţe înalte sensibilitatea devine independentă de frecvenţă. Din cauza capacităţilor parazite ale înfăşurărilor, în realitate sensibilitatea trece printr-un maxim şi apoi descreşte la creşterea frecvenţei. De remarcat faptul că sensibilitatea poate creşte şi cu tensiunea de alimentare, însă această creştere este limitată din cauza încălzirii proprii şi saturării miezului. Caracteristicile tipice pentru traductoarele de tip transformator sunt asemănătoare cu cele ale traductoarelor inductive de deplasare de inductanţă proprie, cu excepţia sensibilităţii care este de ordinul 1-500 mV/V.mm. Un alt tip de traductor, care poate fi considerat ca un selsin multipolar, îl reprezintă traductorul inductosin cu cele două variante: liniar (fig. 2.12.a) şi circular (fig. 2.12.b). Realizarea constructivă pentru cele două traductoare este asemănătoare; astfel, pentru inductosinul liniar, acesta este format dintr-o riglă din material izolant pe care se depune o înfăşurare conductoare în formă de zigzag cu pasul 2p. Cea de-a doua piesă a traductorului – cursorul – care se suprapune riglei, realizat, de asemenea, dintr-un suport izolator, conţine două înfăşurări identice ca formă cu cele ale riglei, dar mult mai scurte, decalate geometric între ele cu distanţa d. Dacă se alimentează înfăşurarea riglei cu tensiunea:

ur Ur sint ,

în înfăşurările cursorului se obţin tensiuni ce depind de poziţia relativă a acestora (x este poziţia relativă în cadrul unui semipas):

us1 Us2 sint cosx

p

us2 Us2 sint cosx d

p

(2.29)

42


Fig. 2.12. Inductosin: a) liniar, b )circular Din relaţiile de mai sus se constată că atât la rezolvere cât şi la inductosine se obţine o informaţie referitoare la poziţia părţii mobile în raport cu cea fixă. Deoarece ambele dispozitive sunt reversibile, există posibilitatea alimentării inverse, rezultând în înfăşurarea rotorului/riglei superpoziţia tensiunilor primare. În continuare vor fi exemplificate circuitele de măsurare pentru inductosine. În principiu, există două metode de măsurare: a) Metoda modulaţiei de fază. Cele două înfăşurări ale cursorului se alimentează cu tensiunile:

u1 U sint

u2 U cost (2.30)

Presupunând d 2np p / 2, unde n este un număr întreg, rezultă tensiunea la bornele riglei:

u kU sint cosx

p kU cost sin

x

p kU sin t x

p, (2.31)

unde: k reprezintă o constantă ce depinde de cuplajul dintre riglă şi cursor. Din relaţia (2.32) se constată că, în cadrul unui semipas, faza tensiunii de ieşire depinde de

poziţia relativă riglă-cursor. Pentru a putea aplica metoda modulaţiei de fază, pot fi folosite generatoare în cuadratură

– numite şi generatoare sin/cos, ce nu asigură precizii prea mari sau generatoare cu sintetizare numerică (valorile funcţiei sin se înscriu într-o memorie EPROM, de unde sunt extrase cu o anumită rată şi aplicate unui convertor numeric analogic). Pentru ultima metodă, pentru o eşantionare a sinusului cu 8 biţi, se obţine o eroare de reconstituire mai mică de 1%, însă în mod curent se folosesc 10 biţi. De remarcat că în cazul rezolverului este posibilă şi folosirea unui al doilea rezolver pe post de generator sin/cos.

Determinarea fazei tensiunii de ieşire în raport cu cea de intrare se face cu circuite specifice de măsurare a fazei ce pot atinge erori tolerate chiar sub 0,1%.

43


b) Metoda modulaţiei de amplitudine. În acest caz cele două înfăşurări ale cursorului sunt alimentate cu tensiunile:

u1 U sint sin x0

p

u2 U sint cos x0

p

, (2.32)

În condiţiile în care între cele două înfăşurări există un defazaj geometric de

/ 2(d 2np p / 2), rezultă că tensiunea la bornele riglei va fi:

u kU sint sin x0

pcos x

pcos x0

psin x

p

kU sint sin x0 x

p, (2.33)

adică, tensiunea la bornele riglei este modulată în amplitudine cu o mărime ce depinde de diferenţei relative faţă de o mărime de referinţă x0 aleasă arbitrar. Întrucât există posibilitatea ca x0 să fie modificat pe cale electrică într-o manieră cunoscută, rezultă că inductosinul poate fi folosit ca traductor incremental pentru fiecare semipas şi ca traductor absolut în interiorul unui pas, rezoluţia fiind dată de precizia cu care se stabileşte x0. În fig. 2.13. a) este prezentată schema bloc a unui aparat pentru măsurarea deplasărilor liniare/unghiulare cu inductosin folosind metoda modulaţiei de amplitudine.

Formatorul de comenzi FC produce două tensiuni având forma din fig. 2.13 b. Dezvoltând în serie Fourier, pentru cele două tensiuni, se obţin expresiile:

u1 t 4A

cos0 sint

1 cos30 sin3t

3...

u2 t 4A

sin0 sint

1 sin30 sin3t

3...

, (2.34)

de unde rezultă că prima armonică reprezintă semnalele de comandă necesare pentru înfăşurările cursorului la metoda cu modulaţie de amplitudine.

1 U DS FTJ FTB

FC CUf C

N Af

Fig. 2.13. Schema bloc a unui aparat electronic pentru măsurarea deplasărilor cu inductosin Tensiunea culeasă de riglă, Ur, este aplicată unui filtru trece bandă FTB care are rolul de a elimina componentele armonice superioare şi tensiunile parazite culese, iar de la ieşirea acestuia,

U2 2/

0

0 t

02/ 02/ t

44


unui detector sincron DS care inversează polaritatea semnalului la fiecare a doua alternanţă; explicaţia acestui mod de lucru este următoarea: iniţial, x-x0 este egal cu zero şi deci la modificarea lui x la x+∆x în riglă apare o tensiune având semnul deplasării ∆x. Dacă ∆x>0, fluxul scade şi tensiunea ur este pozitivă (ur = -dΦ/dt); menţinerea informaţiei referitoare la sensul deplasării presupune schimbarea semnului la fiecare a doua semialternanţă. Filtrul trece jos FTJ extrage din semnalul de la ieşirea detectorului, componenta continuă, pe care o aplică comparatorului C care stabileşte polaritatea acesteia, şi deci, sensul deplasării şi unui convertor tensiune-frecvenţă CUF de la ieşirea căruia se comandă formatorul de comenzi FC şi respectiv, numărătorul N împreună cu sistemul de afişare Af.

Fig. 2.14. Schema bloc a circuitului de formare a tensiunii de comandă la inductosin.

Sinteza numerică a formelor de undă prezentate în fig. 2.13 b) se poate realiza cu ajutorul circuitului din fig. 2.14. Elementele principale ale schemei sunt reprezentate de cele două numărătoare N1 şi N2 cu capacitatea de numărare 1000. Ele sunt comandate de blocul logicii de comandă LC care primeşte semnale de la oscilatorul de tact al sistemului, convertorul tensiune frecvenţă şi comparator. În momentul iniţial, atât numărătoarele, cât şi circuitele basculante bistabile CBB1 şi CBB2 sunt resetate; pe măsură ce apar impulsurile de tact, creşte conţinutul celor două numărătoare. Dacă în acest timp apar impulsuri de la CUF, în funcţie de semnalul de comandă primit de la comparator, la unul dintre numărătoare se comandă cu un număr de impulsuri în plus, iar la celălalt cu acelaşi număr de impulsuri în minus; în acest fel, dacă numărătorul N1 este încărcat în plus el ajunge mai repede la 250 (respectiv 750) şi setează CBB1, în timp ce numărătorul N2 va ajunge mai târziu la 250 pentru resetarea bistabilului. Rezultă că în raport cu 250 ( / 2) şi respectiv 750 (3 / 2 ) se obţine un impuls dreptunghiular simetric a cărei lăţime poate fi variată. Ieşirile celor două bistabile comandă tranzistoarele T1 şi T2, astfel încât tensiunea u va avea forma din fig. 2.14 b). În mod similar se procedează şi pentru obţinerea tensiunii complementare.

Traductoarele inductosin se realizează cu lungimi de 250, 500 sau 1000 mm, având pasul de (1-2) mm sau (0,1-0,2) ţoli. Prin discretizarea semipasului cu 1000 se obţine o rezoluţie de + 2 μm (pentru cele unghiulare precizia este +1μ secundă).

LC

N1 N2

CBB1 CBB2

E

Tact De la CT1 De la CUf

U

750 750 250 250 T2

S S R R

QQ

45


Distanţa dintre riglă şi cursor este de ordinul 0,1-0,2 mm şi trebuie asigurat un bun paralelism între acestea; frecvenţa tensiunii de alimentare este de ordinul zecilor de kHz, însă din cauza interpolării în schema electrică intervin frecvenţe de ordinul MHz sau MHz. Viteza maximă de deplasare a cursorului în raport cu rigla nu depăşeşte de obicei câţiva zeci de metri/minut.

2.4. Traductoare capacitive de deplasare

Prin definiţie, capacitatea reprezintă raportul dintre cantitatea de sarcină electrică Q acumulată pe una din armăturile condensatorului şi diferenţa de potenţial dintre ele:

C Q

U (2.35)

Traductoarele capacitive pentru măsurarea deplasărilor au la bază condensatorul plan şi respectiv, condensatorul cilindric. Principalele forme constructive ale acestor traductoare sunt prezentate în tabelul 2.2, de unde se poate constata că variantele 1 şi 3 b) au caracteristica neliniară, ceea ce conduce la limitarea intervalului de măsurare la 0,1-0,3 din valoarea corespunzătoare poziţiei iniţiale.

Pentru a reduce efectul capacităţilor parazite ce apar în raport cu alte conductoare aflate în apropiere, traductoarele capacitive se ecranează; şi în acest caz apar capacităţi parazite între armături şi ecran, însă acestea sunt constante ca valoare, şi deci, controlabile în cadrul circuitelor de măsurare.

Deşi, în principiu, efectul de margine cauzat de prezenţa câmpului electric şi în afara zonei de suprapunere a armăturilor apare la toate traductoarele, el are totuşi importanţă, în special, la variantele 2 şi 4, unde introduce neliniarităţi pentru valori mici ale suprapunerilor.

Cu excepţia variantei 3 b), toate celelalte traductoare pot fi realizate diferenţial, ceea ce conduce la creşterea sensibilităţii şi reducerea neliniarităţilor.

Traductoarele capacitive de deplasare sunt robuste şi fiabile; ele pot fi sensibile la temperatură datorită dilatării, însă prin alegerea corespunzătoare a materialelor se poate reduce acest efect. Traductoarele capacitive pot fi influenţate de praf, coroziune, umiditate şi radiaţiile ionizante.

Forţele de acţionare a părţii mobile pentru traductoarele capacitive sunt deosebit de reduse,ele putând fi determinate cu relaţia:

F 1

2U 2 dC

dx, (2.36)

unde: - U reprezintă tensiunea de alimentare a traductorului, - dC/dx)- variaţia capacităţii în funcţie de deplasare.

46


Tabelul 2.2 Variante constructive de traductoare capacitive de deplasare Nr. crt.

Tipul constructiv Caracterstica de transfer

Funcţia de transfer

1.

Traductoare cu distanţă variabilă

C x 0

a bx

2.

Traductoare cu suprafaţă variabilă

C x 0

xb

d

C x C0 1 x

ar 1

C0 0

ab

d

3.

C x C0

1 xar 1

C0 0

a bd

4.

Traductor capacitiv cilindric

C x 0

2 x

lnRr

Referitor la metodele de măsurare, trebuie precizat faptul că, în general, rezistenţele şi

inductivităţile parazite ale acestor traductoare sunt neglijabile, însă capacităţile parazite pot

x

ab

0

xC

0C

0xx

xCa

d

b

0 x x

xC

R

r

d

a b

0 x

r

xC0

xC

d

a

x

b

r x

C0

x0

xC

x

47


reduce puternic sensibilitatea; considerând sensibilitatea relativă a traductorului Sr, capacitatea traductorului C şi capacitatea parazită Cp ce apare în paralel pe traductor, sensibilitatea relativă efectivă va fi:

Sef C / C Cp

x / x Sr

C

C Cp

(2.37)

Pentru traductoarele capacitive ce funcţionează în regim dinamic se preferă ca circuit de

măsurare montajul potenţiometric (fig. 2.15). Într-adevăr, dacă C=C0(1+x sin ωt ), se poate scrie:

E Ri 1

Cidt (2.38)

Derivând expresia de mai sus în raport cu timpul se obţine ecuaţia diferenţială:

RC0 1 xsint di

dt RC0x cost 1 EC0x cost , (2.39)

a cărei soluţie este de forma:

i t I1 sin t 1 I2 sin 2t 2 .......... (2.40)

C

E u0

Fig. 2.15. Circuit potenţiometric cu traductor capacitiv

Dacă rezultă: x1

I1 x C0 E

1 R2 Co2 2

si 1 arctg1

RC0

, (2.41)

celelalte componente fiind neglijabile. Considerând că SB , la bornele rezistorului R se va obţine tensiunea:

u E x sint (2.42) Un circuit de măsurare simplu pentru traductoare capacitive se poate realiza cu ajutorul amplificatoarelor operaţionale în regim de amplificator de sarcină – fig. 2.16. Tensiunea de ieşire este:

U0

jR2C

1

1 jR1C

1 1 jR2C

2 U (2.43)

48


acă 1/R2C2<<ω<<1/R1C1, relaţia (2.44) devine:

Fig. 2.16. Circuit de măsurare cu AO D

U0 C

1

C2

U (2.44)

În cadr intrarea AO, iar R2 asigură polarizarea în curent continuu. Pentru a se obţ 1

acilităţilor create de tehnologia circuitelor integrate, traductoarele capacitive pot

furnizează impulsuri

ul schemei din fig. 2.16, rezistorul R1 protejeaza

ine o caracteristică de transfer liniară este necesar ca C să fie un traductor cu suprafaţa armăturilor variabilă sau C2 să fie un traductor cu distanţa dintre armături variabilă. Datorită ffi realizate prin fotogravură împreuna cu circuitele de măsurare aferente. În fig. 2.17 este prezentată schema unui circuit de măsurare cu capacitaţi comutate.Traductoarele C1 si C2, care pot fi diferenţiale (sau unul de referinţă) sunt alimentate de la generatorul de impulsuri U, respectiv, prin inversorul “-1” caredreptunghiulare de durată si perioadă T; acelaşi generator comandă şi comutatorul K pe durata pauzei. Dacă C >> C1 şi C >> C2, amplificatorul operaţional este pe post de sumator, la ieşire obţinându-se tensiunea U0 care are componenta continuă:

U T

U

CC

2C

1 (2.45)

În realitate, sensibilitatea schemei este redusă din cauza rezistenţelor de pierderi şi a capacităţilor

Fig. 2.17. Schema de măsurare cu capacităţi comutate

parazite.

C2

AO -

+

K

C

C1

U0 “-1”

U

49


Ca circuite de măsurare pot fi folosite şi oscilatoarele LC sau RC, ultimele fiind, de

obicei, oscilatoare d de măsurare pentru traductoare capacitive cu oscilator RC cu trigger Schmitt.

a) b) Fig. 2.18. Circuit de măsurare cu oscillator RC cu trigger Schmitt

iţial t nzistorul T1 este deschis

(Q=1); condens ce comutarea 0” şi deci, descărcarea condensatorului C1.

orului T2, după care ciclul se repetă. ezultă

ropagare, fapt ce se face în timp şi în are radiaţiile interacţionează cu mediile prin care se propagă; aceste proprietaţi pot fi folosite la

tru măsurarea distanţelor sau deplasărilor, de regulă, liniare.

ectul

propaga numai prin medii materiale, legile propagării fiind identice cu legile din optică. Spre

e relaxare. În fig. 2.18. a) este prezentată o schemă

Presupunem că în momentul in riggerul Schmitt TS este “1” şi traatorul se încarcă prin rezistorul R până la valoarea UH , care produ

triggerului pe “ Când tensiunea la bornele acestui condensator devine u1, triggerul trece din nou pe “1” logic comandând comutarea circuitului basculant bistabil CBB (Q=”0”, Q=”1”); acest circuit va produce blocarea tranzistorului T1 şi deschiderea tranzistR că informaţia de masurare se gaseşte în tensiunea de ieşire U0 şi anume în perioada T1 - pentru condensatorul C1 - şi în perioada T2 - pentru condensatorul C2. Dacă circuitul se realizează în aşa fel încât să aibă consum diferit în perioadele T1 si T2, rezultă că informaţia de măsurare se poate transmite prin intermediul cablurilor de alimentare. 2.5. Traductoare cu radiaţii Principala proprietate a radiaţiilor este aceea de pcrealizarea unor traductoare pen Radiaţiile pot fi: electromagnetice, optice, acustice sau nucleare. În continuare vor fi tratate numai problemele referitoare la traductoarele acustice, mai exact, cu ultrasunete. Principiul de funcţionare al traductoarelor cu ultrasunete se bazează pe efpiezoelectric sau magnetostrictiv, atât traductoarele piezoelectrice cât şi cele magnetostrictive sunt reversibile, ele putând fi folosite pentru emiterea unor radiaţii acustice-ultrasonore, precumşi la recepţionarea acestora. Ultrasunetele sunt unde acustice având frecvenţa mai mare de 20 kHz; ele se pot

R

T1 T2

Q uin CBB TS

Q

U0

C2

u1

2 u

C1

50


deosebire de lumină, viteza de propagare a undelor acustice este mult mai redusă, fiind de ordinul sutelor de m/s în gaze, până la 2000 m/s în lichide şi de maxim 6000 m/s în solide. Un

traductor piezoelectric cu ultrasunete (fig. 2.19) este compus dintr-o carcasă metalică 1 în care se plasează o pastilă din material piezoelectric 2 pe care sunt dispuse două armături metalice 3.

Fig.2.19. Traductor piezoelectric de ultrasunete

Ca materiale piezoelectrice se folosesc fie materiale cristaline (cuarţul, etc.) fie materiale

amorfe, ca titanatul de bariu (BaTiO3), PZT (titanat de plumb şi zirconiu), ultimele având o eficienţă acustică, respe 3 are rolul de a proteja

aductorul faţă de mediul cu care vine în contact, dar poate avea şi rolul de transformator acustic pentru

mecanic. Amortizarea se poate aliza

prezentată în fig. 2.20. Traductorul T se află în contact cu materialul 1 a cărui grosime d se

ctiv sensibilitate mult mai mare. Placa izolatoare tr

adaptarea impedanţei acustice a traductorului la mediul de propagare. La alimentarea traductorului cu o tensiune alternativă între conductorul 5 şi carcasă, pastila piezoelectrică este supusă unui câmp electric alternative, care, prin efect piezoelectric, o deformează. Vibraţiile produse în pastilă se pot propaga prin mediul cu care pastila se află în contact. Invers, dacă pastila piezoelectrică este excitată printr-o undă acustică, între cele două plăci ale traductorului se obţine o tensiune a cărei amplitudine este proporţională cu amplitudinea vibraţiei. Eficienţa acustică a traductorului este maximă atunci când frecvenţa ultrasunetelor emise sau recepţionate este egală cu frecvenţa proprie de rezonanţă mecanică a pastilei. Deoarece din punct de vedere mecanic pastila piezoelectrică se comportă ca un sistem mecanic de ordinul 2 cu o slabă amortizare, pentru a obţine un răspuns rapid al traductorului, în partea din spate se introduce un material cu impedanţa acustică mare 6 (pulbere de titan înglobată într-un liant solidificat), care are rolul de amortizor re şi pe cale electrică plasând în paralel cu traductorul o rezistenţă electrică de valoare mică. Metodele de măsurare a distanţelor cu ultrasunete pot fi în undă continuă sau în impuls, şi anume - metoda ecoului - în care acelaşi traductor este folosit atât în regim de emiţător cât şi în regim de receptor, ultima fiind cel mai des utilizată. Metoda se bazează pe măsurarea timpului de tranzit dus-întors printr-un material limitat de o suprafaţă de separare faţă de un alt material, ele având o impedanţă acustică diferită (prin impedanţă acustică se înţelege produsul dintre densitatea materialului şi viteza de propagare a undelor acustice prin acel material). De remarcat că pe parcursul propagării undele sunt atenuate din cauza fenomenelor de absorbţie a energiei, împrăştierii fasciculului şi relaxării materialului prin care se face propagarea. Schema bloc a unui aparat de măsurat distanţa cu ultrasunete folosind metoda ecoului este

51


măsoară; el este separat de materialul 2, care are o altă impedanţă acustică (ρ2C2≠ρ1C1), printr-o suprafaţă de separare care face ca impulsul ultrasonor incident să se reflecte înapoi spre

ig. 2.20. Schema bloc a unui arat de m surat distanţa cu ultrasunete folosind metoda ecoului La comanda dat e oscilatorul p t OP, gen toru e GI, alimentat de la o

ursă de alimentare SA, aplică un impuls de tensiune traductorului, care va emite un impuls ltrasonor în materialul cu care este în contact. Generatorul de impulsuri este realizat fie prin

bobine parcurse de curent; pentru varianta prezentată, condensatorul C se încarcă prin rezistenţa R1 la t

Fig. 2.21. Schema electrică echivalentă

Dioda D separă galvanic circuitul condensatorului de cel al traductorului, dupa ce energia

cumulată în condensator s-a transmis traductorului. Trebuie menţionat că din energia electrică

traductor. 1 2

τ

GT

S

O

DA CBR

S d

Q F ap ă

ă d ilo era l d impulsuri sudescărcarea unui condensator pe traductorul T (fig. 2.21), fie prin întreruperea alimentării unei

ensiuni de ordinul zecilor sau sutelor de volţi. La comanda oscilatorului pilot se închide comutatorul K care cuplează condensatorul la bornele traductorului.

+ C T R2

R1 K D

_ U U2

a

de excitaţie (CU 2

2), numai o ă în energie acustică.

pentru creşterea randamentului de transformare a energiei electrice în energie custic

ită p rtizat

ateria

at în semnal electric, care se aplică de această dată amplificatorului A.

mică parte - cel mult 20% - se transform

Uneori, a ă, în serie cu traductorul se conectează o inductivitate care compensează capacitatea de blocare a traductorului. Dator roprietaţilor rezonante ale acestuia, traductorul începe să vibreze amomecanic şi electric, pe frecvenţa proprie de rezonanţă şi transmite un impuls ultrasonor în m lul cu care este în contact. La întâlnirea suprafeţei de separare, impulsul ultrasonor se reflectă şi este recepţionat de traductor, fiind transform

52


Deoarece semnalul recepţionat este de ordinul milivolţilor, iar amplificatorul este conectat la traductor şi în timpul emisiei, în circuitul de intrare al amplificatorului trebuie prevăzut un circuit de limitare, realizat de obicei cu diode şi rezistoare. Pentru a compensa atenuarea cu

istanţad , amplificatorul poate avea amplificarea crescătoare în timp. O dată cu comanda generatorului de impulsuri, oscilatorul pilot comandă şi intrarea “SET” a unui circuit basculant bistabil CBB. După amplificare, impulsul recepţionat este detectat în detectorul D şi aplicat la intrarea “RESET” a bistabilului; rezultă că la ieşirea bistabilului se obţine un impuls a cărui durată τ este proporţională cu grosimea d a materialului conform relaţiei:

d c1

2, (2.46)

unde: c1 este viteza de propagare a ultrasunetelor în materialul considerat. Metoda descrisă mai sus poate fi aplicată în aer (distanţe maxime măsurate de ordinul 10-30 m cu frecvenţe până la 40-60 kHz), în apă (sonarul ce are domeniul de măsurare de ordinul sutelor de metri sau kilometri) sau în solide (cu frecvenţe de ordinul sutelor de kHz sau Mdomenii de măsurare de ordinul metrilor). De remarcat că la începutul intervalului de mă

ăţimea impulsului

ată schema bloc a unui aparat de măsurat distanţa cu traductor magnetostrictiv.

etului are loc o interacţiune între câmpu

stabili distanţa până la magnet. Aceste

Fig. 2.22. Schema bloc a unui aparat de măsurat distanţa cu traductor magnetostrictiv

Hz şi surare

apare o zonă moartă în care funcţionarea nu este posibilă, proporţională cu lultrasonor emis. Această metodă poate fi folosită şi în defectoscopie pentru determinarea defectelor interne ale materialelor omogene, la radiografierea structurilor interne ale materialelor opace, la măsurarea grosimii pereţilor accesibili pe o singură parte etc.

În ultimul timp au început să fie dezvoltate şi alte metode de măsurare: de exemplu în fig. 2.22 este prezentÎn interiorul unui ghid de undă se găseşte un conductor metalic omogen, în care se transmite de la un generator de impuls, GI, un impuls electric de interogare.

Plasând pe ghid un magnet permanent, în zona magnl magnetic şi curentul electric ce conduce la apariţia unui impuls ultrasonor, care se va

propaga prin conductor. Receptorul R, plasat în punctul de referinţa al sistemului de măsurare, va sesiza după un interval de timp τ prezenţa impulsului ultrasonor, putând astfel

traductoare permit măsurarea unor distanţe de ordinul metrilor, având o liniaritate de ordinul ±0,05 % şi o repetabilitate de ±0,02 %.

GI

x

d

Ghid de undă interogare Magnet permanent Impuls electric de

53


2.6. Traductoare de proximitate

Traductoarele de proximitate au o funcţionare de tip releu, ele sesizând prezenţa sau bsenţa măsurandului într-o anumită poziţie. De obicei, caracteristica de transfer prezintă

histe ite mite.

are de proximitate sunt microîntrerupătoarele care au ca princip

În principiu, orice traductor de deplasare poate funcţiona ca traductor de proximitate; având

ului scade, în timp ce rezi

arezis, astfel încât, practic, proximitatea este sesizată într-o zonă cuprinsă între anum

liCele mai simple traductoal dezavantaj faptul că necesită contact mecanic şi implicit forţă de acţionare. În prezent

sunt răspândite alte tipuri de traductoare de proximitate fără legături mecanice, acţiunea acestora manifestându-se prin câmp: magnetic, electric sau radiant (optic sau acustic).

în vedere necesitatea absenţei contactului mecanic, au fost dezvoltate traductoare specifice. Astfel, traductoarele inductive de proximitate se bazează pe apariţia curenţilor Foucault în materialele conductoare din apropierea traductorului care modifică valoarea inductivităţii şi, respectiv, a rezistenţei traductorului (inductivitatea traductor

stenţa echivalentă creşte). Dacă materialul a cărui proximitate se determină este izolator, se poate placa cu o folie subţire bună conductoare de electricitate. În cazul în care materialul este magnetic apar două efecte: pe de o parte prin scăderea reluctanţei creşte inductivitatea, în timp ce prin curenţii turbionari aceasta se reduce. Întrucât aceste traductoare pot funcţiona la frecvenţe ridicate, pentru accentuarea pierderilor prin curenţi Foucault trebuie să se ţină seama de adâncimea de pătrundere ∆, care este :

3 3

(2.47)

De exemplu, pentru f=1 MHz, adâncimea de pătrundere în aluminiu este de 80 µm, iar

pentru oţel de este de 20 µm. Prin urmare, răspunsul traductoarelor inductive de proximitate cu curenţii turbionari depinde amăsurare sunt de obicei punţi de curent alternativ.

raductoarele capacitive folosite ca traductoarele de proximitate au forma prezentată în fig. 2.

a) b)

Fig. 2.23. Traductor capacitiv de proximitate.

tât de natura materialului, cât şi de frecvenţa de lucru. Circuitele de

T2

3.

A

B

C0

C2(x)

C1(x)

x

Armătură

Ecran Izolator

C1(x)

UAB

C2(x)

C0

Metal

54


Ele sunt realizate dintr-un ecran cilindric B, în interiorul căruia se află o armătură izolată. chema electrică echivalentă este prezentată în fig. 2.23.b); dacă ecranul se leagă la masă,

independent de natura meta turii este de 5 mm, distanţa de măsurare (100÷500) µm, cu o sensibilitate cuprinsă între (250÷50) mV/µm.

orul unor benzi f

ste plasat. Astfel, dacă suportul este din materia

Scapacitatea C2 este scurtcircuitată. Circuitul de măsurare este de obicei o punte, răspunsul fiind

lului detectat. Ca exemplificare, diametrul armă

Traductoarele de proximitate bazate pe acţiunea câmpului magnetic conţin magnetorezistoare sau traductoare bazate pe efectul Hall. Efectul magnetorezistiv apare în materialele semiconductoare ca urmare a deformării traseului purtătorilor de sarcină sub acţiunea câmpului magnetic şi ciocnirii lor de reţeua cristalină.

Acest efect poate fi crescut prin scurtcircuitarea câmpului electric Hall cu ajutine din Ag sau incluziuni conductoare. Rezistenţa magnetorezistoarelor depinde de tipul

materialului semiconductor din care este realizat, de dopajul acestuia, precum şi de inducţia câmpului magnetic şi variază, de obicei, între ohmi şi zeci de kiloohmi. Valoarea rezistenţei magnetorezistorului depinde şi de suportul pe care e

l nemagnetic, până la B≤0,5 T, dependenţa este pătratică, apoi liniară până la B=10 T; dacă suportul este magnetic, dependenţa este pătratică până la B≤1,5 T, apoi apare fenomenul de saturare. De remarcat că sensibilitatea magnetorezistoarelor scade odată cu creşterea temperaturii. Circuitele de măsurare sunt punţi sau circuite de polarizare ale unor tranzistoare.

Efectul Hall constă în apariţia pe axa perpendiculară pe planul format din vectorii inducţie şi densitate de curent dintr-un material semiconductor a unei tensiuni numite tensiune Hall. Dacă se consideră un material semiconductor (fig. 2.24) parcurs de curentul I, ce se găseşte

în câmpul magnetic de inducţie B perpendicular pe direcţia curentului, asupra purtătorilor de

sarcină se va exercita o forţă: F q

v

B (2.48)

unde: - q este sarcina elementa

-

răv - viteza e deplad sare a purtătorilor de sarcină, dependentă de căderea de tensiune pe semiconductor. Aceastsarcină şi, cperpendiculare pe direcţia y, care reprezintă tensiunea Hall – UH . Se poate demonstra

ă forţă conduce la o deviere a traiectoriei purtătorilor de a o consecinţă, la apariţia unei diferenţe de potenţial între suprafeţele

că:

UH 1

qn

IB

g KH IB

g, (2.49)

unde: - n reprezintă concentraţia purtătorilor de sarcină, - KH este constanta Hall.

În realitate, în relaţia (2.49) mai apare un factor egal cu 38şi un factor de corecţie ce

ţine sea geometria pastilei semiconductoare. De exemplu, pentru traductorul Hall înglobat ădere de tensiune pe pastiă de 3,4V)

ma de lîn circuitu integrat βSM 23x, funcţia de transfer (pentru o c

este: UH 0, 24 B (2.50)

55


Fig. 2.24 Explicativă pentru efectul Hall

rebuie menţionat faptul că parametrul KH depinde de temperatură în sens invers faţă de rezistivitatea materialului semiconductor, existând posibilitatea de compensare a erorii, dacă alimentarea se face la U=const. şi nu la I=const.

ensibilitatea acestor traductoare poate fi definită în funcţie de inducţie:

UH

g

I

T

S

SB BU

H K

HI

g (2.51)

Sau în funcţie de deplasarea magnetului ce produce inducţia B:

US

x H

x

K IBH

gx (2.52)

Sensibilitatea în inducdepinde de circuitul magnetic, care poate realiza variaţii de 0,1÷1 T/mm, ceea ce corespunde la 0,2÷15 V/mm.

ealizează de obicei cu caracteristică de histerezis.

Datorită sensibilitaţii pe catraductoarelor de proximitate; există două variante constructive:

ctoare de tip reflector, la care atât receptorul cât şi emoţătorul se află de aceeaşi parte a

se folosesc becuri sau LED-uri în vizibil sau infraroşu, uneori cu modula

chiar şi dispozitive de alarmare, în ultima vreme

asemenea traductoare produse de IPRS Băneasa.

ţie este cuprinsă între 5÷15 mV/mT; sensibilitatea de poziţie

Traductoarele de proximitate bazate pe efectul Hall se r

re o prezintă, şi traductoarele optice se folosesc în realizarea

a) traductoare de proximitate cu barieră, pentru care emiţătorul de lumină şi respectiv receptorul, se află de o parte şi de alta a “barierei”

b) tradu obiectului detectat. Ca surse de luminărea intensităţii, iar ca fotodetectoare: fotorezistoare, fototranzistoare, fotodiode sau celule

fotovoltaice, urmate de blocuri de prelucrare corespunzătoare. Întrucât traductoarele de proximitate îşi găsesc un număr mare de aplicaţii în: poziţionare,

aliniere, măsurare de cotă fixă, depuneri, grosimi,au fost dezvoltate o multitudine de astfel de traductoare, inclusiv în formă integrată.

Merită aici menţionate două

l

L

z B

x y

56


Traductorul inductiv de proximitate TCA 105A are la bază un oscilator LC cu cuplaj inductiv; dacă cuplajul este obturat printr-un ecran metalic, oscilatorul iese din oscilaţie. Circuitul este completat cu circuitele de prelucrare a semnalelor ce stabilesc la ieşire o logică binară,

ului; b) ecranarea câmpul

caracteristica de transfer fiind cu histerezis. Senzorul magnetic βSM 23x sau βSM 24x sesizează prezenţa unor câmpuri magnetice

cu ajutorul unui traductor Hall încorporat. Procedeele de sesizare a proximitaţii sunt: a) deplasarea unui magnet cu câmpul magnetic perpendiclar pe planul circuit

ui magnetic al unui magnet; c) concentrarea câmpului magnetic. Toate soluţiile de mai sus conduc la o serie de aplicaţii ale circuitului atât ca traductor de proximitate cât şi pentru alte scopuri.

57


58

Capitolul III. Traductoare pentru măsurarea mărimilor cinematice

CAPITOLUL III

MĂSURAREA MĂRIMILOR CINEMATICE

3.1. Generalităţi Mărimile cinematice caracterizează modificarea poziţiei unui punct în cadrul unui sistem

de referinţa în timp, ele fiind: deplasarea, viteza şi acceleraţia. În funcţie de traiectoria mişcării, pot fi: liniare sau circulare; o categorie aparte o reprezintă mişcările ce se fac în jurul unui punct fix:

- vibraţiile sau mişcările având durata scurtă şi în care poziţia iniţială şi cea finală sunt apropiate

- şocurile. În continuare vor fi prezentate problemele referitoare la măsurarea vitezei şi acceleraţiei

separat pentru mişcarea liniară şi circulară, şi respectiv problemele referitoare la măsurarea vibraţiilor şi şocurilor. Tot în acest capitol sunt prezentate şi traductoarele pentru mărimi acustice, deşi acestea pot fi caracterizate atât prin mărimi cinematice (viteza), cât şi mecanice (presiunea).

Cunoaşterea mărimilor cinematice în cadrul proceselor industriale este deosebit de importantă, deoarece permite realizarea controlului asupra elementelor de execuţie. 3.2. Măsurarea vitezelor

Deşi viteza este o mărime vectorială, în practică se folosesc metode de determinare a modulului, eventual şi a sensului acesteia. Metodele de măsurare a vitezei pot fi directe dacă se bazează pe definiţia acesteia (măsurarea distanţei parcurse într-un timp dat sau cronometrarea timpului de parcurgeri a unei distanţe date) sau indirecte (bazate pe efectul Doppler, legea inducţiei etc.). Datorită facilităţilor tehnice se recurge, pentru măsurarea vitezei liniare la transformarea acesteia în viteză unghiulară prin intermediul unui sistem adecvat, de regulă mecanic, şi care constă în utilizarea unei role de rază r antrenată într-o mişcare de rotaţie de viteza unghiulară ω de către mobilul ce se deplasează cu viteza liniară v (fig. 3.1).

Fig. 3.1. Principiul conversiei mişcării de translaţie în mişcare de rotaţie

59


Măsurarea vitezei unghiulare se poate face cu mijloace electrice de o mare diversitate, în funcţie de precizia dorită sau de particularităţile aplicaţiei respective. Traductoarele pentru măsurarea vitezei unghiulare - tahometre - sunt realizate într-o mare diversitate caracterizate fie de tipul elementului sensibil utilizat, fie de structura circuitului de prelucrare a semnalului furnizat de elemental sensibil, fie de modul de afişare sau transmisie a rezultatului măsurării.

v R , (3.1)

unde: v - este viteza liniară, ω - viteza unghiulară, R - raza de giraţie O categorie importantă de traductoare de turaţie o reprezintă tahogeneratoarele -

generatoare electrice de curent continuu sau curent alternativ, care dau o tensiune proporţională cu viteza unghiulară. Tahogeneratoare

Sunt traductoare de turaţie de tip generator ce furnizează la ieşire o tensiune electrică dependentă de turaţie obţinută pe baza legii inducţiei electromagnetice. Puterea electrică asociată mărimii de ieşire este preluată integral de la puterea mecanică a elementului aflat în mişcare de rotaţie astfel ca aceste traductoare nu necesită surse externe de alimentare.

În principiu tahogeneratoarele sunt maşini construite pe principiul generatoarelor electrice şi în funcţie de modul constructiv pot fi de curent continuu (c.c.) sau de curent alternativ. Tahogeneratoarele de c.c. furnizează la ieşire o tensiune continuă proporţională cu turaţia şi al cărui nivel şi putere sunt suficiente astfel încât să poată fi utilizată direct în instalaţiile de automatizare. După modul de excitaţie pot fi cu excitaţie separată sau cu magneţi permanenţi, această ultimă variantă constructivă fiind cea mai răspândită. Constructiv rotorul poate fi de tip cilindric, pahar sau disc, construcţia acestuia influenţând constanta de timp a tahogeneratorului. Astfel, dacă pentru un rotor tip cilindric constanta de timp este de cca. 10 ms şi scade sub 1 ms pentru rotoarele tip pahar şi disc. Tensiunea continuă la ieşire este furnizată prin intermediul unui redresor mecanic astfel că forma acesteia nu este strict continuă ci prezintă ondulaţii. Deoarece nivelul tensiunii furnizate de tahogeneratorul de c.c. depinde de viteza de variaţie a fluxului, conform legii inducţiei electromagnetice, sensibilitatea acestora este relativ redusă ceea ce determină o funcţionare corectă a acestora la turaţii mari (n > 50 rot/min).

Tahogeneratoarele de c.a. furnizează la ieşire o tensiune alternativă sinusoidală monofazată cu valoarea efectivă şi frecvenţa dependente de turaţie şi sunt utilizate pentru un domeniu al turaţiilor de 100 ÷ 5000 rot/min. În acest domeniul de funcţionare tensiunea electromotoare generată are expresia:

2 n 2

e(t) w k sin( n t)w60 60

(3.2)

unde: - w - nr. de spire, - kw - constantă ce depinde de tipul înfăşurării, - Φ –fluxul magnetic,

60


- n – turaţia. La funcţionarea pe o impedanţă de sarcină finită liniaritatea scade şi în acest caz se

utilizează, pentru a nu se ajunge la erori inacceptabile, frecvenţa f = n/60 a tensiunii electromotoare e(t).

Tahogeneratoarele sunt utilizate ca elemente informaţionale în cadrul sistemelor automate de reglare a turaţiei motoarelor de actionare ale diverselor instalaţiilor în vederea realizării tahogramelor acestora.

Marele avantaj al acestor traductoare este acela că ele indică şi sensul de rotaţie prin semnul tensiunii generate.

O categorie importantă de traductoare pentru măsurarea turaţiilor o reprezintă traductoarele cu impulsuri care pot funcţiona pe principiul reluctanţei variabile, sau pricipii optice. În fig. 3.2 sunt prezentate asemenea traductoare ce folosesc senzorul magnetic (βSM230), respectiv senzorul de proximitate TCA 105N, domeniul de măsurare fiind de ordinul 100-300.000 rot/min. Traductoarele cu impulsuri optoelectronice permit măsurarea turaţiilor în' gama 1-107 rot/min.

Fig. 3.2. Traductoare de viteză cu impulsuri a) Cu senzor magnetic βSM 230

b) Cu sensor de proximitate TCA 150 N

Circuitele de măsurare pentru aceste traductoare sunt frecvenţmetre; de observat că pentru cazurile descrise mai sus turaţia este multiplicată cu un număr egal cu numărul dinţilor sau al fantelor, în cazul general, cu numărul reperelor de marcaj, metoda fiind avantajoasă pentru turaţii mici. Măsurarea frecvenţei presupune măsurarea impulsurilor într-un interval de timp, ceea ce înseamnă o mediere în timp, care elimina fluctuaţiile de viteză, dar care necesită timpi de măsurare mari în special la turaţii reduse. Din această cauză, pentru măsurarea turaţiilor mici este mai convenabil să se măsoare perioada, care apoi se inversează (frecvenţmetrul reciproc). 3.3. Măsurarea vibraţiilor şi şocurilor

Vibraţiile sunt mişcări oscilatorii care se fac în jurul unui punct fix şi care au de obicei o durată mai mare în timp (referitor la timpul de observare); ele se caracterizează prin amplitudine, viteză, acceleraţie, spectru de frecvenţe.

Şocurile sunt mişcări sub formă de impulsuri singulare având o durată scurtă; ele sunt descrise prin valori cinematice maxime sau legi de variaţie în timp.

61


Cunoaşterea mărimilor caracteristice şocurilor şi vibraţiilor prezintă o importanţă deosebită în tehnică; astfel, amplitudinea vibraţiei poate da informaţii privind jocurile existente în construcţia de maşini, viteza caracterizează nivelul de zgomot acustic, dar şi energia vibraţiei, iar acceleraţia dă informaţii asupra forţelor de solicitare produse de vibraţii. Trebuie amintit şi faptul că nivelul limită al vibraţiilor este impus de obicei prin reglementări, că ele scad randamentul acolo unde se produc, cât şi faptul că prin evoluţia spectrului de frecvenţe pot fi obţinute informaţii privind diagnosticarea uzurii.

Există mai multe posibilităţi de clasificare a vibraţiilor; astfel, ele pot fi de joasă sau înaltă frecvenţă, libere sau întreţinute, amortizate sau neamortizate, deterministe sau aleatoare. Vibraţiile pot proveni din sisteme cu unul sau mai multe grade de libertate, mişcarea putând fi de translaţie, încovoiere, torsiune etc.

În principiu, măsurarea vibraţiilor presupune măsurarea unuia dintre cei trei parametri caracteristici: amplitudine, viteză sau acceleraţie; cunoscând unul dintre ei prin derivare sau integrare pot fi determinaţi şi ceilalţi. Deoarece din punctul de vedere al procesării semnalului, integrarea este mai avantajoasă decât derivarea (derivarea accentuează perturbaţiile de înaltă frecvenţă), în tehnică se preferă măsurarea acceleraţiei: un alt avantaj în ceea ce priveşte măsurarea acceleraţiei constă în faptul că traductoarele de acceleraţie nu necesită un sistem de referinţă. Circuitele integratoare pot fi circuite RC sau integratoare Miller care realizează performanţe superioare în special la joasă frecvenţă. Deoarece în practică circuitele integratoare realizează o caracteristică de tip filtru trece jos, pentru funcţionarea corectă a integratorului este necesar ca frecvenţa semnalului ce se integrează să fie mai mare ca frecvenţa de tăiere a filtrului.

Măsurarea acceleraţiei se face prin intermediul forţei ce acţionează asupra unei mase seismice ce intră în compunerea unor traductoare seismice ale căror caracteristici vor fi prezentate în continuare.

3.4. Efectul piezoelectric

Efectul piezoelectric descoperit de Pierre şi Jaques Curie, a rămas o simplă curiozitate până în anii 1940. Proprietatea unor cristale de a elibera sarcini electrice sub acţiunea forţelor mecanice nu a avut nici o aplicaţie practică până când amplificatoarele cu impedanţa de intrare foarte mare au permis inginerilor să amplifice semnalele produse de aceste cristale. În anii 1950, când tuburile au fost destul de bune calitativ pentru a putea fi folosite, efectul piezoelectric a început să fie utilizat.

Principiul amplificatorului de sarcină a fost patentat de W.P.Kistler în 1950 şi a câştigat semnificaţie practică în anii 1960. Introducerea circuitelor MOSFET şi dezvoltarea materialelor izolante precum teflon şi kapton au îmbunătăţit foarte mult performanţele şi au propulsat folosirea senzorilor piezoelectrici în toate domeniile de utilizare a tehnologiei moderne precum şi în industrie .

Sistemele de măsură piezoelectrice sunt sisteme electrice active. Astfel cristalele produc o sarcină electrică numai atunci când există o schimbare de încărcare mecanică neputându-se utiliza pentru măsurători statice. Oricum, este greşit conceput că instrumentele piezoelectrice sunt indicate numai pentru măsurătorile dinamice. Traductoarele cu cuarţ, când sunt utilizate împreună cu circuite adecvate de condiţionarea semnalelor, oferă o capacitate de măsurare cvasistatică excelentă. Sunt nenumărate exemple ale aplicaţiilor unde senzorii pe bază de cuarţ măsoară cu acurateţe şi cu precizie fenomenele cvasistatice pentru minute şi chiar ore.

62


Există două tipuri de senzori piezoelectrici: cu impedanţă ridicată şi cu impedanţă scăzută. Cele cu impedanţă mare generează o sarcină de ieşire ce necesită un amplificator de sarcină sau un convertor extern de impedanţă pentru conversia sarcină-tensiune. Tipurile cu impedanţă mică folosesc aceleaşi elemente piezoelectrice ca şi cele cu impedanţă mare având încorporat un convertor miniaturizat sarcină-tensiune. Ele necesită o sursă de energie externă pentru a activa electronica şi pentru a separa tensiunile continue de polarizare de semnalul util de ieşire.

Sunt două tipuri de materiale piezoelectrice ce sunt folosite pentru realizarea accelerometrelor: cuarţ şi ceramică policristalină. Cuarţul este un cristal natural în timp ce ceramica este făcută de om. Fiecare material oferă unele avantaje iar alegerea materialului depinde de caracteristicile particulare dorite pentru accelerometru.

Cuarţul este foarte cunoscut pentru capacitatea sa de a realiza măsurători de precizie şi este utilizat în aplicaţiile de zi cu zi de măsurare a timpului şi a frecvenţei. Exemplele de utilizare includ de la ceasuri de mână până la computere sau aplicaţii casnice .

Accelerometrele beneficiază de câteva proprietăţi unice ale cuarţului. Din moment ce cuarţul este un piezoelectric natural, nu are tendinţa de a se relaxa într-o stare alternativă şi este considerat cel mai stabil dintre toate materialele piezoelectrice.

Această caracteristică importantă furnizează accelerometrelor cu cuarţ stabilitate pe termen lung şi repetabilitate. De asemenea cuarţul nu are nici un efect pirolectric (ieşirea nu depinde de schimbarea de temperatură), ceea ce oferă stabilitate în mediile cu variaţie de temperatură.

Deoarece cuarţul are o valoare a capacităţii scăzută, sensibilitatea în tensiune este foarte mare, comparativ cu majoritatea materialelor ceramice, făcându-l ideal pentru a fi folosit în sistemele cu amplificare de tensiune. De asemenea, sensibilitatea de sarcină a cuarţului este scăzută, limitându-se întrebuinţările în sistemele cu amplificare a sarcinii, unde zgomotul scăzut este o trăsătură definitorie. Intervalul de temperatură pentru folosirea cuarţului este de aproximativ 3150C.

O mare varietate de materiale ceramice sunt folosite de asemenea pentru realizarea de accelerometre, în funcţie de cerinţele corespunzătoare aplicaţiei. Toate materialele ceramice sunt făcute de om şi sunt forţate să devină piezoelectrice printr-un proces de polarizare. Acest proces (cunoscut sub denumirea de poling) expune materialul la un câmp electric de intensitate mare. Astfel se aliniază dipolii electrici, forţând materialul să devină piezoelectric. Din păcate acest proces are tendinţa să devină reversibil. Dacă ceramica este expusă la temperaturi ce depăşesc nivelul ei de lucru sau la câmpuri electrice apropiate de valorile procesului de „poling” proprietăţile piezoelectrice pot fi drastic alterate sau chiar distruse. Acumularea de sarcini statice de valori mari poate avea acelaşi efect asupra proprietăţilor piezoelectrice .

Se pot face trei clasificări ale materialelor ceramice. Există astfel ceramicele de sensibilitate foarte mare în tensiune, care sunt folosite pentru accelerometre cu circuite încorporate. Există ceramici cu sensibilitate ridicată în sarcină care se folosesc la senzori cu ieşire de sarcină având un interval de temperatură de lucru de până la 2050C.

Acelaşi tip de cristal este folosit şi la accelerometrele care folosesc circuite încorporate de amplificare a sarcinii pentru a obţine semnale de ieşire ridicate şi rezoluţie mare. Şi nu în ultimul rând există ceramici cu temperaturi ridicate de utilizare care sunt folosite pentru accelerometrele cu ieşire de sarcină cu un interval de temperatură de până la 3160C folosite pentru monitorizarea diverselor motoare şi a turbinelor supraîncălzite.

63


Avantajul senzorilor piezoelectrici Accelerometrele piezoelectrice se realizează de peste 40 de ani şi folosesc fenomenul de

piezoelectricitate. Piezo provine din limba greacă şi înseamnă a strânge. Când un material piezoelectric este solicitat mecanic produce sarcină electrică. Combinat cu o masă seismică el generează un semnal de sarcină electrică proporţional cu acceleraţia vibraţiilor.

Elementul activ al accelerometrelor constă cel mai adesea dintr-un material ceramic ales cu grijă, cu proprietăţi piezoelectrice excelente, numit Lead-Zirconate-Titanat (PZT). Realizate special, PZT oferă performanţe bune şi stabilitate pe termen lung. Stabilitatea mare similară accelerometrelor cu cuarţ este obţinută printr-un proces artificial de îmbătrânire a elementului piezoelectric. Sensibilitatea materialelor ceramice comparativ cu cea a materialelor de cuarţ este de 100 de ori mai mare . De aceea accelerometrele piezoceramice sunt o alegere mai bună pentru folosirea la frecvenţe şi acceleraţii scăzute.

Accelerometrele piezoelectrice sunt acceptate unanim ca fiind cea mai bună alegere pentru măsurarea vibraţiilor absolute. Comparativ cu senzorii de alt tip, accelerometrele piezoelectrice au următoarele avantaje importante:

- o zonă dinamică destul de mare, aproape toată lipsită de zgomote ; - sunt potrivite pentru măsurarea şocurilor şi vibraţiilor imperceptibile; - o liniaritate excelentă în zona de lucru; - interval de frecvenţe mare, putând fi măsurate frecvenţele înalte; - sunt compacte şi totuşi foarte sensibile; - nu au părţi detaşabile conferindu-le o durată mare de funcţionare; - sunt cu autogenerare şi nu necesită alimentare externă; - există într-o mare varietate de modele, aproape pentru orice necesitate; - integrarea semnalului de ieşire oferă informaţii despre viteză .

3.5. Senzorii piezoelectrici cu cuarţ

Senzorii piezoelectrici cu cuarţ sunt realizaţi în principal din bare subţiri sau plăcuţe tăiate cu o orientare precisă faţă de axele cristalelor, depinzând de aplicaţie (figura 3.2.).

Fig. 3.3. Efectul piezoelectric în cristale

Majoritatea senzorilor Kistler încorporează elemente de cuarţ, acesta fiind sensibil la încărcările de compresie sau forfecare. Forfecarea este folosită pentru senzorii de forţă cu mai multe componente şi pentru senzorii de măsurare a acceleraţiei. Alte tăieri specializate includ tăierea transversală pentru senzori de presiune şi tăierea polistabilă pentru senzori de temperatură mare.

Cele mai bune elemente de cuarţ suprapuse sunt asamblate fie singure fie mai multe (în pachete) şi pretensionate. Pachetele de cuarţ generează un semnal de sarcină de ordinul pico coulombilor, care este direct proporţional cu forţa aplicată. Fiecare tip de senzori foloseşte o

64


configuraţie de cuarţ optimizată şi nu în ultimul rând calibrată pentru fiecare aplicaţie în parte (forţă, presiune, acceleraţie sau tensiune mecanică).

Dintr-un număr mare de materiale piezoelctrice accesibile astăzi, cuarţul este preferat în fabricarea senzorilor având următoarele proprietăţi :

- limita de stres a materialului 20,000 psi; - rezistenţa la temperatură de până la 9300C; - rigiditate foarte mare , liniaritate mare şi histerezis neglijabil; - sensibilitate aproape constantă pe un interval de temperatură constant; - rezistenţă de izolaţie foarte mare (1014Ω) ; - permite măsurători la frecvenţe joase.

Cristalele piezoelectrice sunt tăiate astfel încât să predomine efectul longitudinal sensibil la compresie. Ele sunt folosite în primul rând pentru măsurarea forţei, presiunii, tensiunii mecanice şi acceleraţiei. Efectul transversal face posibilă obţinerea unei sarcini mai mari printr-o formă adecvată şi un aranjament potrivit al elementelor piezoelectrice şi este folosit în primul rând la senzori de presiune. Efectul de forfecare este folosit în principal la accelerometre şi senzori de forţă cu trei componente.

Materialele piezoelectrice, fie că este vorba de cuarţul natural sau de ceramica realizată de mâna omului, au capacitatea de a genera la ieşire un semnal electric proporţional cu presiunea aplicată. Într-un accelerometru, elementele piezoelectrice se comportă ca un resort cu o rigiditate k ce leagă baza accelerometrului de masa seismică. Senzorul operează conform legii a doua de mişcare a lui Newton: F = ma.

O deplasare a bazei accelerometrului creează o forţă F pe materialul piezoelectric, proporţională cu acceleraţia „a” aplicată şi cu mărimea masei seismice m. Răspunsul în frecvenţă este determinat de frecvenţa de rezonanţă a senzorului ce poate fi modelat în general ca un sistem cu un singur grad de libertate.

Elementul activ dintr-un accelerometru este materialul piezoelectric. În figura 3.4 se ilustrează efectul piezoelectric cu ajutorul unui disc supus compresiei ce se comportă ca o capacitate ce are un material piezoceramic între electrozi. O forţă aplicată perpendicular pe disc realizează o creştere de sarcină şi tensiune la bornele electrozilor.

disc piezoF

F A

→ q

u

q=d33F

u= d33dF/e33A

unde A - suprafaţa pastilei piezoelectrice d - grosimea pastilei piezoelectrice F - forţa aplicată q - sarcina generată u - tensiunea la borne d33, e33 - constante piezoelectrice

Fig. 3.4 Efectul piezoelectric

Elementele sensibile ale unui accelerometru piezoelectric constau din două părţi majore: materialul piezoelectric şi masa seismică.

65


O parte a materialului piezoelectric este conectată rigid cu masa senzorului, iar masa seismică este ataşată pe cealaltă parte. Când accelerometrul este supus vibraţiilor apare o forţă ce acţionează asupra elementului piezoelectric (figura 3.5). Potrivit Principiului al II lea al mecanicii (Newton) această forţă este egală cu produsul dintre acceleraţie şi masa seismică. Datorită efectului piezoelectric este generată o sarcină de ieşire proporţională cu forţa aplicată. Din moment ce masa seismică este constantă, sarcina de ieşire este proporţională cu acceleraţia masei. Pentru un interval mare de frecvenţă, atât baza senzorului cât şi masa seismică au aceeaşi amplitudine a acceleraţiei. Din acest motiv senzorul măsoară acceleraţia obiectului testat.

Masă seismică

Piezoceramică

Acceleraţie a

m→ q

u

Fig 3.5 Principiul unui accelerometru piezoelectric

F=m·a Elementul piezoelectric este conectat la suportul senzorului printr-o pereche de electrozi.

Unele accelerometre conţin un circuit electronic integrat care converteşte ieşirea de sarcină cu impedanţă mare într-un semnal de tensiune de impedanţă mică. În domeniul de frecvenţă util sensibilitatea senzorului este independentă de aceasta. Un accelerometru piezoelectric poate fi privit ca un sistem mecanic de tipul trece-jos cu un vârf de rezonanţă. Masa seismică şi piezoceramicele (plus alte componente flexibile) formează un sistem oscilant. Acesta defineşte comportamentul tipic la rezonanţă şi limita superioară de frecvenţa a accelerometrului.

De aceea, pentru a mări domeniul frecvenţei de operare trebuie crescută frecvenţa de rezonanţă ce se face de obicei prin reducerea masei seismice. Cu cât masa seismică este mai mică cu atât sensibilitatea este mai mică. Din acest motiv un accelerometru cu frecvenţă de rezonanţă ridicată, de exemplu un accelerometru de şoc, va fi mai puţin sensibil, în timp ce un accelerometru seismic foarte sensibil are o frecvenţă de rezonanţă scăzută.

În cele mai multe cazuri un accelerometru poate fi privit ca un sistem mecanic clasic de ordinul doi cu un singur grad de libertate compus dintr-un resort elastic, un corp cu masa m şi un element de amortizare vâscoasă. Sistemul mecanic rezultat este prezentat în figura 3.6.

k

c

m

x

F

Masă

Resort elastic

Amortizare vîscoasă Fig 3.6 Structura unui sistem mecanic oscilant

66


În domeniul timp, ecuaţia de mişcare a masei m este:

md2y

dt2C

dy

dt ky m

d2x

dt2 (3.2)

membrul drept reprezentând forţa de acţionare. În funcţie de relaţiile existente între coeficienţii termenilor din relaţia (3.1) se pot întâlni

următoarele cazuri: a) masa seismică mare, în timp ce amortizarea şi resoartele sunt slabe în acest caz relaţia

(3.1) devine: . y x (3.2) ceea ce indică faptul că masa rămâne fixă în raport cu carcasa şi deci se poate măsura direct elongaţia mişcării vibratorii a corpului. Traductoarele ce îndeplinesc aceste condiţii se numesc

vibrometre. l b) dacă factorul de amortizare vâscoasă este mare, iar masa şi constanta elastică sunt

neglijabile, ceea ce echivalează cu un sistem cu amortizare puternică rezultă că:

ymc

dxdt

(3.4)

în acest caz deplasarea masei seismice este proporţională cu viteza carcasei; c) dacă resortul este rigid, iar masa şi factorul de amortizare sunt neglijabile, relaţia (3.2)

devine:

y mc

d2x

dt 2

(3.5)

pentru această situaţie deplasarea masei seismice este proporţională cu acceleraţia carcasei, traductorul fiind accelerometru.

Funcţionarea accelerometrului ca sistem mecanic de ordinul 2 poate fi descrisă şi în domeniul frecvenţă; astfel, în operaţional, funcţia de transfer a traductorului are expresia:

H (s) Y (s)X (s)

s2

s2 20s02

(3.6)

unde:

0 k / m reprezintă pulsaţia proprie de rezonanţă mecanică,

c / (20m) coeficientul de amortizare.

Reprezentarea grafică normată a modulului funcţiei de transfer în regim permanent

H j având ca parametru este dată în fig. 3.7. Din grafic se constată că pentru , 0

rezultă y» x, traductorul putând fi folosit ca vibrometru. Constructiv, traductorul are masă mare, iar suspensia este moale.

67


Fig. 3.7. Caracteristica de transfer

Dacă 0 relaţia (3.6) devine:

Y j 1

02

X j (3.7)

ceea ce indică faptul că mărimea de ieşire este proporţională cu acceleraţia şi deci traductorul funcţionează ca accelerometru seismic. Constructiv, traductorul are masa mică şi suspensie tare.

Din cele prezentate rezultă câteva observaţii privind funcţionarea acestor accelerometre. Astfel, dacă vibraţia nu este sinusoidală, răspunsul accelerometrului depinde de componentele spectrale ale semnalului de intrare.

Funcţionarea accelerometrului ca vibrometru presupune folosirea unui filtru trece sus; constructiv se poate reduce amortizarea sau creşte masa seismică însă prin aceasta scade sensibilitatea.

Pentru accelerometre este necesară utilizarea unui filtru trece jos; creşterea frecvenţei maxime de funcţionare este posibilă prin micşorarea masei sau creşterea (amortizării - soluţie avantajoasă şi în ceea ce priveşte miniaturizarea - însă trebuie observat că sensibilitatea scade cu pătratul frecvenţei proprii de rezonanţă. Creşterea amortizării conduce la lărgirea benzii de frecvenţe, însă are ca dezavantaj introducerea unui defazaj suplimentar ce deranjează la analiza modurilor de vibrare, şi a şocurilor.

Ca unitate de măsură pentru acceleraţii se foloseşte m/s2 sau acceleraţia gravitaţională g=9,81 m/s2).

Punerea în evidenţă a deplasării masei seismice în raport cu carcasa se face cu ajutorul unor traductoare electrice adecvate: de deplasare, de viteză sau de forţă (presiune).

Răspunsul accelerometrului la un semnal de intrare de tip treaptă

Un sistem mecanic de ordinul doi nu poate fi folosit pentru a măsura o variaţie de tip treaptă a deplasării datorită coeficientului de amortizare. Pentru acceleraţie situaţia este diferită iar teoria sugerează că un sistem seismic de ordinul doi poate fi folosit pentru a măsura o variaţie de tip treaptă a acceleraţiei. În practică doar anumite tipuri de accelerometre pot fi folosite pentru aceasta. O variaţie de tip treaptă pentru acceleraţie este definită astfel:

a=0 pentru t<0 a=A pentru t>0

unde a reprezintă acceleraţia sistemului iar A amplitudinea treptei aplicate. Răspunsul accelerometrului în m/s2 depinde de coeficientul de amortizare ξ după cum

urmează:

68


nn

tAn

n

sinh t 1y1 1 e cosh t 1

A t 1

(3.8)

nn

t 1Asin ty

1 1 e cu sinA

(3.9)

În aceste ecuaţii yA este variaţia în timp a ieşirii accelerometrului după ce a fost convertită în acceleraţie. Coeficientul de amortizare minim pentru care sistemul nu oscilează este

10.707

2 . În figura 3.8 este prezentat răspunsul sistemului considerat în funcţie de

diferitele valori ale lui ξ.

Ay

A

ξ=0.05

ξ=0.2

ξ=0.707

0.5

5 10 15 20ωt

ξ=1

ξ=2

Fig. 3.8. Răspunsul sistemului în funcţie de ξ

1.5

1.0

2.0

Răspunsul accelerometrului la un semnal sinusoidal de intrare

Plecând de la ecuaţia de mişcare a sistemului mecanic:

m

d2y

dt2C

dy

dt ky m

d2x

dt2

(3.10)

şi având pentru semnale sinusoidale de intrare 2a S sin t Asin t se consideră că răspunsul staţionar al sistemului este dat de

s sy Y sin t

s

(3.11) Reamintim că informaţia despre acceleraţie este obţinută din informaţia despre deplasarea

relativă măsurată brut ys prin relaţia 2A nY Y

Înlocuind în ecuaţia de mişcare şi rearanjând se obţine:

69


n s A

2 2

n n

Y Y 1

S A1 4

(3.12)

iar defazajul este dat de relaţia:

n12

n

2

tan

1

(3.13)

unde : A – amplitudinea acceleraţiei sinusoidale ce se doreşte a fi măsurată; YA – amplitudinea acceleraţiei la ieşirea traductorului. Pentru traductorul ideal A= YA;

ω – pulsaţia în radiani pe secundă a excitaţiei; Ф – defazajul dintre semnalul de la ieşirea traductorului şi semnalul aplicat la intrare. Pentru un traductor ideal defazajul este zero.

Dependenţa YA/A în funcţie de frecvenţă şi de factorul de amortizare este prezentată în figura 3.9.

Când frecvenţa de excitaţie este apropiată de frecvenţa naturală de a sistemului (ω~ωn)

traductorul generează la ieşire un semnal foarte mare dacă ξ este mic. Aceasta arată că accelerometrul nu trebuie folosit la frecvenţe apropiate de frecvenţa naturală.

Dacă frecvenţa de excitaţie este mare (ω>ωn) ieşirea traductorului este mult mai mică decât acceleraţia ce trebuie măsurată şi se modifică în funcţie de frecvenţă. Aceasta arată că nu trebuie folosit un accelerometru la frecvenţe mai mari decât frecvenţa sa naturală. Dacă se lucrează la frecvente mai mici decât frecvenţa naturală ieşirea traductorului are aceeaşi valoare ca şi excitaţia adică YA/A=1

Fig 3.9 Caracteristica de frecvenţă a accelerometrului

ξ=0.05

ξ=0.2

ξ=0.707

ξ=1

ξ=2

Ay

A

10

8

6

4

2

1

0.1 n

1 10

70


Accelerometrul piezoelectric este caracterizat după cum am văzut anterior de o ecuaţie diferenţială de gradul 2, având funcţia de transfer :

A

2 2

n

Y 1

A1 4

n

(3.14)

unde: fn - frecvenţa naturală (Hz) f - frecvenţa pentru un punct dat al caracteristicii (Hz)

YA - amplitudinea acceleraţiei la ieşirea traductorului

A - amplitudinea acceleraţiei de referinţă

În figura 3.10 se prezintă caracteristica tipică în funcţie de frecvenţă a unui accelerometru

piezoelectric când acesta este excitat de o acceleraţie constantă.

0.71

0.90 0.95 1.00 1.05 1.10

1.30

fL 2fL 3fL fO

fn

0.5fn

0.3fn

0.2fn

f

A

fL –frecvenţa limită inferioară f0 –frecvenţa normală de lucru fn –frecvenţa naturală

Fig. 3.10 Caracteristica de frecvenţă a accelerometrului piezoelectric

Din această curbă pot fi evidenţiate câteva intervale de frecvenţă utile : * La aproximativ 1/5 din frecvenţa de rezonanţă răspunsul senzorului este de 1.05. Aceasta

înseamnă că eroarea de măsurare apărută la frecvenţele joase este 5%. * La aproximativ 1/3 din frecvenţa de rezonanţă eroarea este 10%. Din acest motiv

intervalul liniar de frecvenţă ar trebui considerat ca fiind limitat la 1/3 din frecvenţa de rezonanţă.

* Limita de 3 dB cu o eroare de aproximativ de 30% este obţinută la aproximativ jumătate din frecvenţa de rezonanţă.

Limita cea mai de jos a frecvenţei depinde în principal de preamplificatorul ales. Adesea acesta poate fi ajustată. La amplificatoarele de tensiune limita frecvenţelor joase este funcţie de constanta de timp RC rezultată din accelerometru, cablu şi amplificatorul de intrare.

71


3.6. Structura şi tipurile accelerometrelor piezoelectrice Configuraţia accelerometrelor piezoelectrice este definită de felul în care forţa inerţială a

masei de acceleraţie acţionează asupra materialului piezoelectric. Cele mai relevante moduri sunt: de forfecare, de încovoiere şi de compresie.

a. Accelerometre de forfecare

Accelerometrele de forfecare acţionează asupra materialului sensibil piezoelectric aflat între suportul central şi masa seismică. Un inel de compresie aplică o forţă de pretensionare necesară pentru a crea o structură liniară rigidă. Sub acţiunea acceleraţiei, masa seismică produce o presiune de forfecare asupra cristalelor piezoelectrice. Prin izolarea acestora de bază şi de carcasă, accelerometrele cu forfecare au avantajul insensibilităţii faţă de temperatură şi faţă de efecte de îndoire a bazei. De asemenea datorită dimensiunilor geometrice mici este permisă folosirea la frecvenţe mari prin minimizarea efectului încărcării cu masă suplimentară a structurii de test. Structura unui accelerometru de forfecare este prezentată în figura 3.11.

carcasă

masă seismică

material piezoelectric

suport conector

bază montaj

Fig. 3.11 Accelerometru de forfecare

b. Accelerometre de încovoiere Accelerometrele de încovoiere utilizează materiale piezoceramice sub formă de bară sau

lamelă, încastrate la un capăt în carcasa senzorului şi având masa seismică la celălalt capăt. Această construcţie oferă dimensiuni reduse, greutate mică şi stabilitate termică excelentă. Insensibilitatea la mişcarea transversală este de asemenea o caracteristică inerentă a acestui design. În mod general, construcţia accelerometrului de încovoiere este ideală pentru frecvenţe joase, acceleraţii gravitaţionale ce apar în timpul testării diferitelor structuri. Structura unui accelerometru de încovoiere este prezentată în figura 3.12.

cuplaj prin frecare carcasă

material piezoelectric inel de pretensionare

masă seismică bază montaj

Fig. 3.12. Accelerometru de încovoiere

72


c. Accelerometre de compresie

Aceste accelerometre au structuri simple care se caracterizează printr-o rigiditate mare. Compresia verticală a cristalului piezoelectric se realizează prin presarea între o masă seismică şi o bază montată rigid. Se asigură prinderea de bază a cristalului piezoelectric prin intermediul unui şurub sau arc de precompresie. Când senzorul este accelerat, masa seismică creşte sau descreşte forţa de compresie asupra a materialului piezoelectric rezultând un semnal proporţional la ieşire. Cu cât masa seismică este mai mare, cu atât forţa de compresie este mai mare şi deci semnalul de ieşire este mai mare. Acest design se poate împotrivi la şocurile de nivel mare, iar distanţa mică dintre materialul piezoelectric şi baza senzorului face ca accelerometrul să fie sensibil la forţele ce acţionează asupra bazei. De asemenea accelerometrul este susceptibil la efectele variaţiilor termice care pot produce semnale de ieşire eronate când accelerometrele sunt folosite la frecvenţe joase în medii instabile termic, cum ar fi în aer liber lângă motoare sau ventilatoare. Structura unui accelerometru de încovoiere este prezentată în figura 3.13.

carcasă

arc de precompresie

masă seismică

material piezoelectric şurub de prindere

conector

bază montaj Fig. 3.13. Accelerometru de compresie

3

.7. Montarea accelerometrelor

Una din cele mai importante consideraţii privind montarea accelerometrelor este efectul pe care îl are modalitatea de montaj asupra răspunsului în frecvenţa al accelerometrului. Domeniul util de frecvenţă al accelerometrelor este determinat, în majoritatea cazurilor prin montarea accelerometrelor direct pe suprafaţa de testare. Cuplarea directă oferă în general cea mai înaltă frecvenţă mecanică de rezonanţă şi, de aceea cel mai mare domeniul de frecvenţă. Adăugarea oricărei mase la accelerometru, ca de exemplu o bază de montare adezivă sau magnetică, coboară frecvenţa de rezonanţă a sistemului senzitiv al accelerometrului şi poate afecta precizia şi limitele domeniului de frecvenţă al accelerometrului . De asemenea, materialele moi precum o suprafaţa de fixare de cauciuc realizează un filtru mecanic rezultând izolarea şi amortizarea frecvenţelor înalte. Frecvenţa naturală a unui accelerometru este frecvenţa la care se obţine cea mai mare ieşire. Frecvenţa unui accelerometru este definită ca o ecuaţie de forma:

n

1 kf

2 m (3.15)

- fn = frecvenţa naturală - k = coeficient de elasticitate

73


- M = masa inerţială

unde pentru frecvenţele cuprinse între 1/3 şi 1/2 din frecvenţa naturală raportul dintre intrare şi ieşire nu este liniar, ceea ce face dificilă măsurarea în acest domeniu de frecvenţă. Caracteristica de frecvenţă unui accelerometru este cea prezentată în figura 3.14.

intr

are/

ieşi

re

± 5 % ± 3 dB

f [Hz] 10 100 100001000

Fig. 3.14 Caracteristica de frecvenţă

De aceea cu cât frecvenţa naturală a unui accelerometru este mai mare cu atât caracteristica sa de intrare /ieşire este liniară şi la frecvenţe mai mari ce pot fi astfel măsurate. Se poate vedea din formula frecvenţei naturale că pentru a creşte frecvenţa naturală trebuie ca masa să fie cât mai mică iar constanta de elasticitate cât mai mare posibil. O masă mai mică înseamnă o sensibilitate mai mică şi acest lucru este valabil pentru majoritatea accelerometrelor.

Un accelerometru are o frecvenţă naturală când este liber şi alta atunci când este montat. Singura frecvenţă care interesează pe utilizator este frecvenţa naturală de montaj şi adesea aceasta este cea care este dată în specificaţii. Frecvenţa naturală de montaj este dependentă de rigiditatea structurii de montaj de care este ataşat accelerometrul şi este de asemenea citată ca frecvenţă naturală a accelerometrului când este montat conform specificaţiilor constructorilor. Montarea prin lipire sau prin cuplaj magnetic reduce semnificativ frecvenţa naturală de lucru după cum este prezentat în figura 3.15.

cuplaj prin şurub

intr

are/

ieşi

re

cuplaj cu adeziv

cuplaj magnetic f [Hz]

10 100 100001000

Fig. 3.15 Frecvenţa naturală de lucru

74


Sensibilitatea de baza de montaj este un semnal de eroare generat de un accelerometru montat pe o suprafaţă supusă la îndoiri, torsionări şi deformări mecanice sau termice. Mişcarea relativă a bazei unui accelerometru strânge cristalul între accelerometru şi masa seismică montată pe cristal. Tensiunea mecanică a bazei se transmite masei seismice ce duce la apariţia unui semnal eronat (figura 3.16). Aceste forţe din cristal nu se pot distinge şi analiza separat şi doar reducerea tensiunii mecanice a bazei face ca doar semnalele utile să fie generate.

Fig. 3.16 Sensibilitatea la tensionarea bazei de montaj

Cu cât un cristal este montat mai indirect pe o bază tensionată cu atât accelerometrul este mai puţin sensibil la tensionarea bazei. Senzorii de compresie sunt cei mai sensibili la tensionarea bazei iar accelerometrele de tip forfecare sunt cele mai insensibile. Accelerometrele de compresie cu izolare sunt un compromis bun între o bună imunitate la tensiunile bazei şi dezavantaje precum sensibilitatea scăzută şi robusteţea pe care accelerometrele de forfecare le au.

Un accelerometru produce o sarcină de ieşire când cristalul este supus la compresie. Acelaşi cristal produce o sarcină, chiar dacă este mai mică, când o forfecare este exercitată asupra cristalului. Prin urmare accelerometrul produce şi o sarcină când vibrează pe o axă decalată cu 90º de axa de măsurare, semnal care este de confundat cu cel datorat vibraţiei pe axa principală (figura 3.17). ieşire

accelerometru ieşire

accelerometru vibraţie pe axa

transversală vibraţie pe axa

principală Fig. 3.17 Sensibilitatea faţă de axele de vibraţie

Sensibilitatea accelerometrului la o vibraţie transversală este cunoscută ca sensibilitate transversală şi ca valoare reprezintă mai puţin de 5 % din sensibilitatea axei principale.

Intervalul dinamic al unui accelerometru este intervalul dintre cea mai mică şi cea mai mare acceleraţie detectabilă de accelerometru. Un accelerometru piezoelectric produce o sarcină

75


proporţională cu forţa aplicată pe cristal ce depinde şi de masa seismică existentă. Efectul piezoelectric poate fi detectat de la forţe şi acceleraţii foarte mici până la acceleraţii şi forţe mari. În cele mai multe cazuri acceleraţiile mici sunt dictate de nivelul de zgomot al amplificatoarelor folosite iar pentru nivele mari de acceleraţie de limitele tensiunii de alimentare. Proiectarea accelerometrului joacă un rol important în modul în care accelerometrul rezistă şocurilor de nivele mari înainte ca cristalul să fie deteriorat în mod ireparabil sau structura care susţine cristalul să fie deformată. Accelerometrele cu compresie sunt accelerometrele cele mai rezistente la şoc.

Accelerometrele cu electronică integrată au o tensiune de ieşire maximă determinată de construcţia circuitului şi de semnalul de intrare. Ieşirea maximă pentru un accelerometru de tip IEPE este în mod obişnuit de 4-8 volţi. Un accelerometru cu o sensibilitate de 100mV/g cu electronica aferentă ce poate avea o ieşire de 5V, are în mod evident un domeniu dinanic de ±50g în timp un accelerometru cu sensibilitatea de 10mV/g are un domeniu dinamic de ±500g.

Liniaritatea amplitudinii unui accelerometru este dată de precizia prin care un accelerometru raportează tensiunea de ieşire la mişcarea produsă, de la cele mai mici acceleraţii detectabile până la cele mai mari. Această precizie este apreciată după liniaritate. În mod tipic liniaritatea amplitudinii este 1%. Intervalul dinamic descrie nivelul minim până la nivelul maxim de acceleraţii care pot fi detectate. Ieşirea unui accelerometru IEPE poate să meargă în mod obişnuit de la 100µg până la 500g. Acest interval dinamic depinde de electronica folosită de ccelerometru fie în interiorul sau în exteriorul lui. a

Pregătirea suprafeţei de montare

Pentru a obţine cele mai bune rezultate ale măsurării, în special la frecvenţe înalte, este importantă pregătirea unei suprafeţe de montaj plată şi netedă pe care să se monteze accelerometrul. Suprafaţa trebuie verificată pentru a nu exista nici o zgură de metal sau alte particule străine ce ar interveni între accelerometru şi suprafaţa de contact. Aplicarea unui strat subţire de silicon între suprafaţa accelerometrului şi suprafaţa de montaj ajută de asemenea la realizarea unei suprafeţe bune de contact mai ales pentru o bună transmitere a frecvenţelor înalte.

Montarea prin presare Pentru o instalare permanentă, unde este necesară o montare foarte sigură a

accelerometrului, este recomandată montarea prin presare (figura 3.18). Mai întâi, se studiază metodic maşina sau obiectul de test pentru a descoperi o suprafaţă plată şi netedă care să aibă cel puţin mărimea bazei senzorului dar în conformitate cu specificaţiile constructorului. Apoi, se pregăteşte gaura de montaj în conformitate cu cererile de instalare desenate, asigurându-se că gaura este perpendiculară pe suprafaţa de montaj. Se instalează accelerometrul cu elementul de montaj şi trebuie asigurat ca acesta să nu atingă limita orificiului din suprafaţa de montaj sau baza accelerometrului. Cele mai multe carcase ale accelerometrelor au limitări de adâncime pentru a nu atinge baza accelerometrului. Acceleraţia este transmisă de la suprafaţa structurii la baza accelerometrului. Orice element care intervine între baza accelerometrului şi structură afectează transmiterea acceleraţiei şi implicit acurateţea măsurătorilor.

76


Fig. 3.18 Montarea prin presare

Când este necesară o strângere aceasta se face doar cu forţa prescrisă în documentaţie. Poate fi aplicat şi un şurub de blocare pentru a se evita slăbirea montajului.

Montarea prin lipire

Ocazional, montarea cu nit sau cu şurub este impracticabilă. În aceste situaţii montarea prin lipire oferă o metodă alternativă. Se recomandă folosirea unor baze separate de montaj pentru lipire pentru a prevenii ca lipirea să deterioreze baza accelerometrului sau să încleieze elementele de montaj. Accelerometrele miniatură sunt furnizate din fabrică cu elemente integrate de montaj ce pot fi înlăturate ca să se realizeze o bază plată. Majoritatea bazelor de montaj prin lipire disponibile oferă de asemenea şi izolaţie electrică, care elimină potenţialele zgomote de funcţionare sau cele datorate masei electrice a sistemului. Tipul de lipire recomandat se face în funcţie de particularităţile aplicaţiei.

Lipirea celor două părţi solide (figura 3.19), asigură menţinerea unor frecevenţe mari de lucru şi un montaj permanent. Alţi adezivi, precum cimentul dentar, cleiurile fierbinţi, lipiciurile instante şi chiturile pentru conducte sunt soluţii de lipire ce pot fi de asemenea folosite.

adeziv

Fig. 3.19 Montarea prin lipire

Montarea magnetică

Montarea magnetică oferă o ataşare bună şi temporară de suprafeţele magnetice (figura 3.19). Magneţii cu forţă de atracţie puternică oferă cel mai bun răspuns pentru frecvenţele înalte. Blocarea bazelor magnetice este folosită în mod special în cazul instalaţiilor cu suprafeţe curbe, ca de exemplu coliviile motoarelor şi compresoarelor. Un strat subţire de lubrifiant siliconic trebuie aplicat între senzor şi baza magnetică, la fel ca şi între baza magnetică şi structură.

magnet

Fig. 3.20 Montarea magnetică Când suprafeţele sunt inegale (accidentate) sau non-magnetice, pot fi sudaţi sau lipiţi

suporţi de oţel în locul magneţilor pentru a putea fi ataşată baza magnetică. Folosirea unor

77


asemenea suporţi asigură că măsurătorile periodice se vor realiza exact din aceeaşi loc. Acestea sunt consideraţii importante de care trebuie ţinut cont când se doreşte măsurarea vibraţiilor.

Senzori portabili

Senzorii de vibraţii portabili sunt folosiţi atunci când alte tehnici de montaj sunt impracticabile dar şi pentru a evalua vibraţia unei structuri, pentru a determina cea mai bună locaţie pentru instalarea accelerometrului. Sondele accelerometrice nu sunt recomandate pentru aplicaţii în mod general datorită mai multor inconveniente. Orientarea şi forţa presiunii aplicate manual este variabilă afectând precizia măsurătorii. Această metodă este folosită în general umai pentru frecvenţe mai mici de 1000Hz. n

Creşterea masei structurii

Caracteristicile de vibraţii ale structurii pot fi alterate prin adăugarea unei mase adiţionale la structură. Din moment ce majoritatea măsurătorilor sunt realizate pentru a măsura vibraţiile, orice modificare a structurii testate duce la o evaluare imprecisă a vibraţiei. Un accelerometru care este prea greu, referitor la structura de test, poate produce date care nu reprezintă o evaluare corectă a vibraţiilor. Trebuie avut grijă când se alege un accelerometru pentru ca partea hardware a acestuia să nu ducă la o încărcare a masei structurii de test.

Izolarea masei, zgomotul de masă şi buclele de masă

Când se instalează accelerometre pe suprafeţe conductoare electric, există posibilitatea apariţiei unui zgomot de masă ridicat. Zgomotul de la alte echipamente electrice şi maşini care sunt legate de structură, precum motoare, pompe şi generatoare, pot să influenţeze semnalul de măsurare când masa senzorului are un potenţial diferit de masa circuitului de condiţionare şi cea a echipamentului de citire ducând la apariţia unei bucle de masă (figura 3.21).

În aceste condiţii este bine să se izoleze electric sau să se monteze flotant accelerometrul pe structura de test. Aceasta se poate realiza în mai multe feluri. Cele mai multe accelerometre sunt furnizate cu o structură de izolare a bazei. Unele modele standard includ deja această soluţie, pe când altele o oferă ca pe o extraopţiune. Folosirea unor baze de montaj cu adeziv izolant, izolarea penelor de fixare, izolarea bazelor cu alte materiale izolatoare precum hârtia montată sub o bază magnetică sunt tehnici eficiente de izolare faţă de masă. Trebuie avut în vedere că părţile hardware adiţionale pentru izolare pot reduce limitele superioare ale frecvenţei

lerometrului. de lucru a acce

Semnal afectat de bucla de masă

Sistem de achiziţie

Fig. 3.21 Apariţia buclei de masă

78


Există o serie de modalităţi prin care buclele de masă pot fi prevenite. Prima soluţie este aceea de a conecta hard, prin fire de rezistenţă electrică mică diferitele părţi ale structurii pentru a asigura ca fiecare zonă să fie conectată la acelaşi potenţial (figura 3.22).

Semnal

nedistorsionat


Fig. 3.22 Evitarea apariţia buclei de masă

Asigurarea aceleiaşi mase pentru diferitele părţi ale sistemului nu este atât de uşoară, mai ales când aceasta implică distanţe lungi sau structuri care transmit uşor diversele zgomotele produse. În acest caz este mai bine să nu se elimine bucla de masă ci să se prevină influenţa efectelor acesteia asupra ieşirii senzorului. Aceasta se poate realiza prin montarea accelerometrului pe un suport de montaj izolat din punct de vedere electric (figura 3.23). În acest fel accelerometrul este situat pe o suprafaţă de montaj care asigură întrerupeea buclei de masă între accelerometru şi structura pe care este plasat. Accelerometrul va avea doar aceeaşi masă cu sistemul de achiziţie. Semnal nedistorsionat

Masa accelerometrului

diferită de masa electrică a structurii

Sistem de achiziţie Izolare

electrică

Fig. 3.23 Întreruperea buclei de masă Acelaşi efect ca în cazul montării accelerometrului pe o bază de montaj izolată electric poate fi obţinut şi prin izolarea componentelor interne ale accelerometrului faţă de carcasa exterioară a accelerometrului (figura 3.24). Aceasta trebuie realizată de fabricant. Montarea accelerometrului pe o suprafaţă izolată sau izolarea componentelor interne ale accelerometrului reduc rigiditatea accelerometrului şi prin urmare reduc frecvenţa de naturală montaj. Acesta este

care nu toate accelerometrele sunt dotate cu o izolare internă deja realizată. motivul pentru

79


Fig. 3.25 Apariţia efectului tribo-electric

Accelerometrele cu ieşire în sarcină sunt autogeneratoare, în acest fel nu este necesară o excitaţie a acestora, dar este necesar un amplificator local de sarcină folosit pentru a converti sarcina produsă în tensiune. Accelerometrele cu ieşire în sarcină au de obicei o impedanţă de ieşire mare. Această impedanţă de ieşire le face susceptibile la zgomote, mişcarea cablurilor (efectul tribo-electric) având şi o rezistenţa scăzută de izolare. Efectul tribo-electric este efectul caracterizat de apariţia unui semnal fals la ieşirea accelerometrului în momentul în care cablul coaxial este mişcat (figura 3.25). Pentru a preveni efectul tribo-electric trebuie folosit cablu coaxial cu zgomot redus ce trebuie prins fix pentru a nu se mişca (figura 3.26).

Pentru a minimiza aceste efecte este necesar să avem un amplificator de sarcină - adaptor de impedanţă montat cât mai aproape posibil de accelerometru (figura 3.27).

Semnal nedistorsionat


Fig. 3.24 Întreruperea buclei de masă prin izolare internă

Componente izolate electric de restul structurii

Izolare electrică internă

Sistem de prindere a cablului

Fig. 3.26 Reducerea efectului tribo-electric

Amplificator de sarcină

Fig. 3.27 Amplasarea amplificatorului de sarcină

80


Mărimile de influenţă ce acţionează asupra traductoarelor piezoelectrice sunt: 1) Temperatura ce acţionează atât prin valoarea sa, cât şi prin variaţiile în jurul valorii

medii; astfel, valoarea temperaturii este un parametru de care depinde sensibilitatea electrică, ea acţionând asupra proprietăţilor piezoelectrice şi eventual asupra unor factori mecanici. În ce priveşte variaţiile de temperatură, ele produc semnale electrice - de obicei de joasă frecvenţă - ce nu pot fi deosebite de semnalele utile, atât prin efect piroelectric, cât şi ca urmare a tensiunilor mecanice produse de dilatare. Trebuie menţionat faptul că, deşi cuarţul este de circa 50 de ori mai puţin sensibil decât ceramicile piezoelectrice, el este mai stabil din punct de-vedere termic aproximativ de acelaşi număr de ori.

2) Îmbătrânirea este un fenomen ce apare în timp sub acţiunea temperaturii şi solicitărilor mecanice, de unde rezultă necesitatea reetalonării periodice. Şi în acest caz, cuarţul este cel mai performant în comparaţie cu alte materiale piezoelectrice.

3) Zgomotul datorat cablului de legătură apare sub influenţa factorilor mecanici sau termici; deformarea izolaţiei sau mişcarea relativă între izolaţie şi conductoare produce sarcini electrice prin efect triboelectric, piezoelectric sau piroelectric şi, de asemenea, modificarea capacităţilor parazite. Zgomotul poate fi redus prin montarea rigidă a cablului la structura vibrantă. El poate fi eliminat dacă circuitul de condiţionare este inclus în traductor.

4) Zgomotele datorate presiunii acustice ambiante introduc erori suplimentare atunci când se măsoară acceleraţii mici, iar câmpurile acustice sunt intense, ele acţionând prin intermediul carcasei şi bazei. Cele mai puţin sensibile traductoare de acceleraţie la aceste zgomote sunt accelerometrele de forfecare.

5) Decalajul de zero apare în special la traductoarele piezoceramice când acestea sunt supuse la şocuri, fenomenul constând în apariţia unui semnal electric de durată după dispariţia socului ca urmare a depolarizării materialului piezoelectric.

81


82

Capitolul IV. Traductoare pentru măsurarea temperaturii

CAPITOLUL IV

TRADUCTOARE PENTRU MĂSURAREA TEMPERATURII

4.1 Metode şi mijloace de măsurare a temperaturii Măsurarea temperaturii se bazează pe utilizarea corpurilor termometrice - obiecte fizice

ale căror proprietăţi sunt dependente (în mod reproductibil) de temperatură (senzori termici). Principalele metode de măsurare a temperaturii sunt prezentate în fig. 4.1 următoares:

Variaţia Volumului

Variaţia stării de tensiune

Variaţia rezistenţei

Tensiune termo-electromotoare

Materiale Etalon

Culori cu caracteristici de temperatură

Radiaţie totală

Radiaţie monocromatică

Pirometrie de culoare

Transmiterea căldurii prin radiaţie

Procedee Speciale

Procedee electrice

Procedee mecanice

Transmiterea căldurii prin convecţie

Metode de măsurare a temperaturii

Fig. 4.1 Procedee de măsurare a temperaturii

Traductoarele de temperatură construite pană în prezent funcţionează pe baza următoarelor metode de măsurare a temperaturii:

metode de măsurare prin dilatare termică,

metode de măsurare electrice şi electronice. 4.1.1. Măsurarea temperaturii prin dilatare termică

Măsurarea temperaturii prin dilatare termică se realizează cu ajutorul termometrelor, care funcţionează pe baza variaţiei volumului sau dimensiunilor unui corp termometric (metal, lichid, gaz) supus acţiunii temperaturii.

Termometrele se întâlnesc într-o mare diversitate constructivă, însă toate se încadrează din punct de vedere al principiului de funcţionare în trei categorii:

termometre metalice;

termometre cu lichide;

termometre manometrice.

83


Metode de măsurare electrice şi electronice Metodele electrice utilizează pentru măsurarea temperaturii rezistenţe electrice, de tipul conductoare (termorezistenţe) şi semiconductoare (termistoare), sau termocupluri. Pentru măsurarea temperaturii se utilizează următoarele procedee electrice de măsurare a temperaturii:

a) Măsurarea temperaturii pe baza variaţiei rezistenţei electrice

termometre cu rezistenţe metalice (termorezistenţe);

termometre cu rezistenţe pe bază de semiconductoare (termistoare). b) Măsurarea temperaturii pe baza efectului tensiunii termoelectromotoare

termoelemente din metale (termocupluri);

termoelemente din semiconductoare. Metode electronice

Odată cu dezvoltarea electronicii şi microelectronicii au apărut pe piaţă din ce în ce mai multe aplicaţii practice din domeniul aparatelor de măsură digitale, a detectoarelor, traductoarelor electronice, a senzorilor ş.a. În această categorie se înscriu şi termometrele electronice. Acestea pot fi împărţite, funcţie de modul de realizare şi utilizarea acestora, în:

Dispozitive electronice de detecţie a temperaturii (traductoare electronice, termistoare integrate, circuite integrate specializate);

Termometre electronice de laborator,

Termometre electronice (digitale) industriale Pentru determinarea temperaturii unui corp oarecare, acesta trebuie pus în contact cu

corpul termometric un interval de timp corespunzător realizării echilibrului termic. În momentul final al măsurării, temperaturile senzorului şi a corpului sunt (ideal) egale.

Mijlocul de măsurare care include un corp termometric se numeşte instrument termometric sau termometru (în sens generic). Instrumentele termometrice pentru temperaturi sub 600oC se numesc termometre iar cele pentru temperaturi peste 600oC - pirometre. Calităţile prin care se apreciază calitatea unui termometru includ:

- influenţa minimă asupra stării termice a corpului cu temperatura de măsurat; - viteza maximă de răspuns; - stabilitatea în timp; - independenţa de factori perturbatori; - manevrabilitatea; - portabilitatea; - dimensiunile cât mai reduse (posibilitatea de a măsura temperatura în spaţii mici).

În funcţie de proprietatea corpurilor termometrice care se modifică în funcţie de temperatură, termometrele se clasifică astfel:

- volumetrice; - manometrice; - electromecanice; - electrice parametrice; - electrice generatoare; - magnetice; - optice; - acustice;

84


- spectroscopice. Termometrele volumetrice sunt cele care utilizează ca măsură a temperaturii variaţia

volumului corpului termometric. Acesta poate fi un fluid sau un solid. Termometrele manometrice se bazează pe variaţia presiunii unui corp termometric fluid

la volum constant în funcţie de temperatură. Termometrele electromecanice utilizează variaţia cu temperatura a frecvenţei proprii de

vibraţie a corpului termometric. Termometrele electrice parametrice se bazează pe variaţia rezistivităţii materialelor în

funcţie de temperatură iar cele generatoare - pe efectele termoelectrice. Termometrele magnetice funcţionează pe baza dependenţei susceptibilităţii magnetice de

temperatura materialului magnetic. Termometrele optice (pirometre) se bazează pe variaţia emisiei optice a corpului

termometric în funcţie de temperatură. Termometrele acustice funcţionează pe baza variaţiei vitezei sunetului în corpul

termometric în funcţie de temperatură. Termometrele spectroscopice se utilizează pentru temperaturi mari şi foarte mari, având

ca fundament funcţional modificarea în funcţie de temperatură a densităţii electronice în spectrele de emisie şi absorbţie ale corpurilor termometrice (gazoase). 4.2. Traductoare pentru măsurarea temperaturii 4.2.1. Traductoare termorezistive

Realizarea traductoarelor rezistive de temperatură se bazează pe dependenţa de temperatură a rezistivităţii senzorului, realizat dintr-un metal (termorezistenţe) sau nemetal - pulberi de oxizi metalici sau semiconductor (termistoare). Materialele utilizate pentru realizarea senzorilor de temperatură trebuie sunt alese pe baza următoarelor caracteristici:

- stabilitate şi repetabilitate a proprietăţilor fizico-chimice pentru o utilizare îndelungată într-un domeniu de temperatură cât mai larg şi interschimbabilitate;

- sensibilitate cât mai mare (Δρ/Δθ) într-un domeniu de temperatură cât mai larg, pentru a necesita scheme de măsurare cât mai simple;

- rezistivitate ridicată, pentru ca o valoare mare a rezistenţei să se obţină cu un volum mic de material.

Rezistenţa iniţială mare este necesară pentru a micşora influenţa negativă a variaţiei rezistenţei conductoarelor de legătură dintre senzor şi circuitul de măsurare a rezistenţei asupra preciziei de măsurare). Dimensiunile reduse sunt impuse de necesitatea ca senzorul să poată fi utilizat în zone greu accesibile şi să nu modifice, prin prezenţa sa, câmpul termic din zona în care se efectuează măsurarea.

Materialele metalice se caracterizează prin stabilitate, repetabilitate şi domeniu extins de utilizare, iar cele nemetalice - prin sensibilitate mare şi rezistivitate crescută. Termorezistenţele se utilizează în măsurări industriale de precizie şi într-un domeniu mare de temperatură iar termistoarele se utilizează pentru măsurarea unor temperaturilor mici dar cu variaţii rapide. 4.2.2. Termorezistenţe

Termorezistenţele uzuale sunt senzori de temperatură realizaţi dintr-un fir subţire (Φ=0,01...0,1mm) înfăşurat bifilar (neinductiv, cu extremităţile la acelaşi capăt), pe un suport

85


izolant (sticlă, cuarţ, mică, ceramică, în funcţie de domeniul de măsurare), ca în fig. 4.2. Aceste variante sunt destinate măsurării temperaturii în volume de fluid.

Suport izolant

Fir metalic înfăşurat bifilar

Terminale

Fig. 4.2. Termorezistenţa cu fir metalic

Variantele cu film rezistiv, obţinute prin metalizarea suportului izolant, permit şi

măsurarea temperaturii superficiale. Pentru utilizarea în mediu industrial, termorezistenţa propriu-zisă se introduce într-o teacă de protecţie prevăzută cu un sistem de prindere (cu flanşă) pe peretele incintei în care se măsoară temperatura, şi o cutie de borne, ca în reprezentarea din fig.4.3.

Teacă

Flanşe

Cutie Borne

Capac

Cablu de legătură

Fig. 4.3 Structură termorezistenţă

Pentru ca măsurarea să fie corectă, adâncimea de imersie a tecii de protecţie în mediul căruia i se măsoară temperatura trebuie să fie de cel puţin 50 de ori mai mare decât diametrul ei, astfel încât în zona termorezistenţei să nu existe gradient de temperatură.

Materialele metalice utilizate în mod curent pentru realizarea termorezistenţelor sunt: cuprul (Cu), platina (Pt) şi nichelul (Ni).

Cuprul permite măsurarea în intervalul [-200, +260]oC cu precizie medie, având sensibilitate mai mare decât platina (αρ|20 =4,3x10-3/oC) dar rezistivitatea foarte mică (ρ |20

oC=1,67x10-8 Ωm). Dependenţa ρ(θ) este liniară în toată gama de temperatură. Cuprul este ieftin dar uşor de impurificat de agenţii externi.

Platina permite măsurări în intervalul [-200,+850]oC cu precizie maximă (materialul poate fi foarte pur şi este greu oxidabil, deci dependenţa ρ(θ) se menţine (cu erori minime) constantă în timp; sensibilitatea are valori medii: (αρ|20

oC =3,85x10-3/oC, dependenţa ρ(θ) fiind neliniară în toată gama de temperatură (descrisă matematic printr-un polinom de gradul 5); rezistivitatea are valoare mare (αρ|20

oC =1,06x10-7 Ωm), dar materialul este foarte scump. Nichelul permite măsurări în intervalul [-80,+320]oC, cu precizie medie, dependenţa ρ(θ)

fiind neliniară; are cea mai mare sensibilitate: αρ|20 oC =6,8x10-3(oC-1) şi rezistivitate medie:

ρ |20oC=6,8x10-8 Ωm.

Formele constructive celor mai utilizate ale termorezistenţelor sunt reprezentate în fig.

4.4.

86


Fig. 4.4. Termorezistenţe uzuale

Termorezistenţele se realizează şi în construcţii speciale precum cele din fig.4.5.

Fig. 4. 5. Termorezistenţe speciale Principalele mărimi caracteristice ale unei termorezistenţe: 1. Rezistenţa nominală, definită la 0oC sau la 20oC are valori standardizate:

- pentru Cu: 10Ω (la 20oC); - pentru Pt: 25, 50, 100, 200Ω (la 0oC); - pentru Ni: 50, 100, 120Ω (la 0oC).

2. Curentul maxim admisibil - limita curentului pe care circuitul de măsurare îl poate injecta în termorezistenţă fără a-i modifica temperatura (prin efect termic); domeniul uzual 1...5mA. 3. Eroarea constructivă - abaterea maximă faţă de dependenţa R(θ) standardizată, exprimată procentual prin raportare la domeniul de măsurare, cu valori în intervalul: [0,1;1]%. Circuite de măsurare asociate termorezistenţelor Măsurarea temperaturii cu termorezistenţe impune circuitului de măsurare două condiţii:

- să ofere informaţii despre temperatura măsurată de obicei în grade Celsius , printr-o măsurare relativă (măsurarea variaţiei rezistenţei termorezistenţei faţă de valoarea de referinţă la temperatura 0oC);

87


- să permită eliminarea influenţei rezistenţei cablurilor de legătură de la circuitul de măsurat spre termorezistenţă (în general aceste distanţe pot fi de zeci sau sute de metri).

Pentru că o termorezistenţă este un dispozitiv rezistiv, trebuie străbătut de un curent pentru

a produce o cădere de tensiune pe care un sistem de achiziţie a datelor o poate măsura. Având

rezistenţă relativ mică (100) care se modifică relativ puţin cu temperatura (mai puţin de

0.4/oC). Termorezistenţele necesită dispozitive de condiţionare a semnalului ce includ surse de curent de precizie, amplificatoare cu câştig mare, şi conexiune cu 4 borne sau 3 borne pentru reducerea principalelor erori.

De exemplu, la conectarea unei termorezistenţe cu 2 borne într-un circuit de măsură ca în fig.4.6. tensiunea de ieşire include erorile datorate căderilor de tensiune provocate de trecerea curentului de excitaţie prin firele de legătură RL.

IEx

RL

RL

Aceste erori semnificative pot fi înlăturate prin folosirea unei termorezistenţe cu 4 borne într-o schemă de măsură ca în fig.4.7. Configuraţia cu 4 borne foloseşte o a doua pereche de fire pentru a alimenta termorezistenţa în curent. De aceea, doar un curent foarte mic va trece prin firele de legătură spre sistemul de măsură astfel că erorile principale datorate rezistenţei acestora sunt foarte mici.

VRL -+

VRL +-

RT(θ)

VRT

+

VMĂ

-

Fig. 4.6. Circuit de măsură pentru termorezistenţe

Fig. 4.7. Circuit de măsură cu patru borne

VRL2

VRL3

+

+-

-

VRT

+

-

-

+-

+ VRL1

VRL4

IEx

RT(

88


Pentru condiţionarea senzorilor de tipul termorezistenţelor Pt100 firma Burr-Brown

produce circuitul integrat XTR103. Acesta este un circuit cu ieşire în curent 420mA destinat excitării şi liniarizării caracteristicii termorezistenţei de Pt100. Are înglobat circuitul de excitare în curent a termorezistenţei, amplificatorul de instrumentaţie, circuitul de liniarizare şi circuitul pentru ieşirea in curent. Circuitul de liniarizare îmbunătăţeşte liniaritatea semnalului de ieşire de aproximativ 40 de ori. În graficul din fig. 4.8. sunt date caracteristicile de neliniaritate înainte şi după folosirea circuitului de liniarizare a caracteristicii.

Fig. 4.8. Caracteristica de neliniaritate În fig. 4.9. este prezentată schema de conectare a senzorului termorezistiv la circuitul XTR103.

Fig. 4.9. Circuitul de măsură XTR103

89


Câştigul amplificatorului instrumental poate fi configurat pentru un domeniu mare de temperaturi de lucru. Erorile totale regăsite în semnalul de curent transmis, incluzând şi erorile

de liniaritate sunt sub 1% pentru domeniul de temperaturi de funcţionare de –40C +85C a circuitului integrat.

După cum se observă din fig. 4.9, tensiunea de alimentare pentru bucla de curent VPS

furnizează alimentare tuturor circuitelor. Curentul de ieşire poate fi măsurat ca şi cădere de tensiune pe rezistenţa de sarcină RL . Două surse de curent egale alimentează termorezistenţa şi rezistenţa RZ de reglare a valorii de zero. Intrările amplificatorului de instrumentaţie măsoară diferenţa de tensiune ce apare pe termorezistenţă şi pe RZ. Valoarea RZ se alege astfel încât să fie egală cu valoarea termorezistenţei la temperatura minimă de măsurat. RZ se reglează astfel încât la temperatura minimă de măsurat la ieşire să rezulte un curent de 4mA. Rezistenţa RG are rolul de a seta amplificarea circuitului în concordanţă cu domeniul de temperaturi măsurate. Funcţia de transfer a circuitului incluzând şi convertorul tensiune curent este:

I0 = VIN (0,016 + 40/RG) + 4mA (4.1.)

unde VIN este tensiunea diferenţială de intrare.

Fără a avea RG conectat ( RG = ) o tensiune de intrare între 01V produce un curent de

ieşire de 420mA. Cu RG=25 o tensiune de intrare între 010mV produce un curent de ieşire

de 420mA. RG poate fi calculat cu relaţia: 2500

RG1

1VFS

(4.2)

unde VFS este tensiunea maximă de intrare.

O tensiune negativă de intrare va avea ca efect scăderea curentului sub 4mA. Creşterea tensiunii negative de intrare are ca efect limitarea curentului de ieşire la aproximativ 3,6mA. Creşterea tensiunii pozitive de intrare peste valoarea maximă proiectată are ca efect creşterea curentului de ieşire până la limitarea la aproximativ 36mA a acestuia.

Tranzistorul extern Q1 are rolul de a furniza curentul de ieşire 420mA. Se obţine astfel o disipare de putere pe o componentă externă circuitului integrat astfel încât circuitele interne de precizie ale XTR103 funcţionează la precizii ridicate. Deoarece tranzistorul este plasat în bucla de reacţie, caracteristicile sale nu sunt critice:

- VCE = 45V minim

- = 40 minim - PD = 800mW Circuitul poate funcţiona şi fără tranzistor extern prin conectarea pinului 11 la pinul 14

dar în acest caz acurateţea circuitului va fi scăzută depinzând de puterea disipată intern. Circuitul de liniarizare generează o modificare în funcţie de semnalul de intrare a celor

două surse de curent. Ambii curenţi au valori egale date de relaţia

IR1 IR2 0,8500 V1N

RLIN (4.3)

Modificând curentul de excitare se obţine o funcţie de transfer de ordinul 2 care are ca

efect corectarea în mare parte a caracteristicii neliniare a termorezistenţei. Corecţia este

90


controlată de rezistenţa RLIN care trebuie aleasă în funcţie de domeniul de temperaturi măsurate .

Dacă nu este necesară corecţia caracteristicii nu se va conecta RLIN adică RLIN= . Acest fapt are ca efect menţinerea constantă la 0.8mA a curenţilor de excitare.

Conectarea termorezistenţei se poate face cu 2 sau 3 fire. În schema din figura 4.9 termorezistenţa era conectată cu două fire de legătură. Rezistenţa firelor, mai ales dacă acestea sunt lungi, introduce erori suplimentare. Pentru a evita acest lucru se conectează rezistenţa folosind trei fire de legătură conform schemei din fig. 4.10.

Fig. 4.10 Circuit de conectare cu 3 fire Presupunând ca lungimea firelor este egală rezistenţa acestora produce o tensiune mică de

mod comun care este rejectată de XTR103. Toate cele prezentate anterior fac din XTR103 alegerea ideală pentru realizarea de circuite de condiţionare a semnalului pentru termorezistenţe. 4.2.3. Termistoare

Termistoarele sunt senzorii de temperatură cu cea mai ridicată sensibilitate. Pentru instrumentele analogice se utilizează termistoare cu coeficient negativ de temperatură (NTC), existând şi variante cu coeficient de variaţie pozitiv - PTC ( rar utilizate la măsurarea temperaturii). Termistoarele de tip NTC (Negative Temperature Coefficient) au elementul sensibil realizat prin sinterizare din pulberi de oxizi metalici de Mn, Fe, Ni, Cu, Zn, Co. Dependenţa R(θ) pentru termistoarele NTC corespunde relaţiei:

BTR R eT (4.4.)

în care: T - temperatura absolută în K,

B - constantă de material.

R R T (4.5)

91


a cărei formă echivalentă utilizată practic este:

1 1B

T T0R R eT T1

(4.6)

unde: T0 este temperatura de referinţă. Coeficientul relativ de variaţie a rezistenţei cu temperatura:

dR1 TR R dTT

(4.7)

iar expresia uzuală este: B

R 2T (4.8)

ţinând seama de relaţiile de mai sus rezultă :

T0R T T1 0TR R eT T0

(4.9)

relaţie utilizată curent, având în vedere faptul că în datele tehnice ale unui termistor sunt cuprinse uzual αR (în limitele: -3...-5,5 [%K]) şi R(20oC) în limitele (kΩ...MΩ). Domeniul de temperatură în care se utilizează termistoarele este [-50...200]oC.

Observaţie: Comparând |αR| pentru termistoare şi pentru termorezistenţe rezultă că sensibilitatea termistoarelor este de cel puţin zece ori mai mare.

Termistoarele au formă de perlă (cu terminale axiale sau de o singură parte), baghetă sau pastilă (fig. 4.11).

Fig.4.11. Tipuri constructive de termistoare Circuite de măsurare asociate termistoarelor

Majoritatea circuitelor de măsurare utilizate pentru termistoare sunt circuite dedicate, impuse în primul rând de caracteristica puternic neliniară şi coeficientul negativ de variaţie cu temperatura ale acestora.

92


Puntea simplă de curent continuu se utilizează în asociere cu caracteristica statică a termistorului dată sub formă tabelară. Termistorul introdus în mediul cu temperatura de măsurat este conectat în una din laturile punţii. Puntea se echilibrează (manual sau automat) iar valoarea rezistenţei termistorului se calculează pe baza valorilor celorlalte rezistoare ale punţii. Pentru o anume valoare a rezistenţei termistorului se determină temperatura utilizând tabelul dependenţei intrare-ieşire (manual sau automat).

Conversia rezistenţă - frecvenţă este o soluţie adecvată sistemelor numerice de măsurare cu microcontroler. Circuitul numeric măsoară frecvenţa sau perioada şi asociază valoarea corespunzătoare a temperaturii pe baza unui tabel de corespondenţă.

Metoda voltampermetrică impune folosirea unor circuite de liniarizare (care includ multiplicatoare, circuite log-antilog) sau compensarea neliniarităţii prin conectarea termistorului respectiv în reţele de rezistenţe de tip serie-paralel, care combină termistoare şi rezistenţe cu coeficient termic redus.

O altă posibilitate de liniarizare pe porţiuni a caracteristicii termistoarelor este utilizarea transformatoarelor funcţionale (cu mai multe etaje de amplificare), care realizează liniarizarea pe porţiuni a caracteristicii statice a termistoarelor. 4.2.4. Traductoare termoelectrice (termocuple)

Termocuplul (TC) este un senzor generator alcătuit din două conductoare din metale diferite (termoelectrozi) care formează o joncţiune termoelectrică (fig. 4.12.). Metal 1

Fig. 4.12. Joncţiunea termoelectrică

Joncţiune Tensiune Ieşire Metal 2

Joncţiunea termoelectrică reprezintă zona de contact nemijlocit între două conductoare

metalice. Componentele unui termocuplu sunt:

- termoelectrozii (cele două conductoare); - joncţiunea de măsurare; - joncţiunile de referinţă (de la capetele libere ale termoelectrozilor).

Circuitul termoelectric este o succesiune de conductoare metalice având cel puţin două joncţiuni termoelectrice. Circuitul termoelectric cu două joncţiuni se numeşte circuit termoelectric elementar. De la joncţiunile de referinţă, aflate de regulă într-o cutie de borne, circuitul electric se continuă cu fire de cupru. Efecte termoelectrice fundamentale

Efectul Seebeck evidenţiat în 1822 de Thomas J. Seebeck constă în apariţia a unei tensiuni termoelectromotoare (t.t.e.m.) şi/sau a unui curent corespunzător într-un circuit format din două metale diferite ale căror joncţiuni se află la temperaturi diferite (fig. 4.13.). Fenomenul fizic care corespunde acestui efect este conversia energiei termice în energie electrică.

93


I Metal 1

În practică, t.t.e.m. are două componente: prima datorată efectului Peltier din joncţiuni,

cealaltă - efectului Thomson din conductoarele supuse gradientului de temperatură. Dacă circuitul este deschis, apare o tensiune termoelectromotoare, iar dacă circuitul este

închis – un curent. Relaţia dintre t.t.e.m şi diferenţa de temperatură dintre cele două joncţiuni defineşte coeficientul Seebeck:

dEABS SAB A BdT S (4.10)

unde: - SA şi SB sunt puterile termoelectrice ale celor două metale care formează joncţiunea

termoelectrică. - SAB este proporţional cu temperatura. Curentul generat în circuit depinde de rezistenţa circuitului, dar t.t.e.m. nu depinde nici de

rezistenţa sau grosimea conductoarelor, nici de distribuţia gradientului de temperatură în lungul conductoarelor care alcătuiesc circuitul termoelectric, ci numai de diferenţa de temperatură de la extremităţile conductoarelor care formează joncţiunea termoelectrică.

Ulterior s-a demonstrat că efectul Seebeck este în fapt superpoziţia a alte două efecte distincte: efectul Peltier şi efectul Thomson.

Efectul Peltier descoperit de Jean C.A. Peltier în 1834 constă în încălzirea sau răcirea unei joncţiuni termoelectrice străbătute de curent (fig. 4.14). Efectul este unul slab şi depinde de sensul curentului prin joncţiune: dacă sensul curentului se schimbă, atunci şi sensul fluxului termic se schimbă. O joncţiune care generează căldură fiind străbătută de un curent de un anume sens, va absorbi căldură dacă va fi străbătută de curent în sens invers.

La un termocuplu străbătut de curent, una din joncţiuni se încălzeşte iar cealaltă se

răceşte cu aceeaşi variaţie de temperatură. Efectul este reversibil şi independent de tipul contactului (sudură, prindere, răsucire, etc.) forma şi dimensiunile conductoarelor. Influenţează numai compoziţia chimică şi temperatura joncţiunii. Dependenţa este liniară şi defineşte coeficientul Peltier pAB (căldura eliberată într-o joncţiune termoelectrică pe unitatea de curent care o străbate).

pAB = T (SA-SB) = - pBA (4.14)

T1 T1+ΔT E

Metal 2

Fig. 4.13. Efectul Seebeck

I Metal 1

T-ΔT T+ΔT E

Metal 2

Fig. 4.14 Efectul Peltier

94


Sub efectul unei diferenţe de temperatură, tensiunea Peltier EP(θ) este proporţională cu temperatura fiecărei joncţiuni.

De remarcat: cantitatea de căldură transferată pe unitatea de suprafaţă a joncţiunii depinde de valoarea curentului şi nu de pătratul curentului, ceea ce distinge efectul Peltier de efectul Joule.

Efectul Peltier fundamentează funcţionarea pompelor electrice de căldură şi constă în modificarea temperaturii unei joncţiuni termoelectrice în funcţie de intensitatea şi sensul curentului care străbate joncţiunea, independent de efectul Joule. Efectul este reversibil şi constituie una din componentele tensiunii termoelectrice totale de la bornele unui circuit termoelectric.

Efectul Peltier nu depinde de cauza curentului ce străbate joncţiunea termoelectrică, manifestându-se inclusiv la curentul termoelectric, ceea ce are drept rezultat o eroare suplimentară în funcţionarea termocuplelor.

Efectul Thomson (descoperit în 1854 de William Thomson - Lord Kelvin of Scotland) constă în absorbţia sau eliberarea de căldură într-un conductor omogen cu temperatură neomogenă străbătut de un curent electric (fig. 4.15). I T2

T1-ΔT T1+ΔT E

Fig. 4.15 Efectul Thomson Ca şi în cazul efectului Peltier, efectul Thomson depinde de valoarea medie a curentului

şi nu de pătratul acesteia, ceea ce-l deosebeşte de efectul Joule conferindu-i reversibilitate: căldura este cedată când curentul circulă de la joncţiunea caldă către cea rece şi este absorbită când curentul circulă dinspre joncţiunea rece către cea caldă (când curentul şi fluxul termic au sensuri diferite căldura este absorbită, iar când curentul şi fluxul termic au acelaşi sens, căldura este cedată).

Fluxul termic pe unitatea de volum θ a unui conductor de rezistivitate ρ având gradientul de temperatură dT/dx pe direcţia curentului de densitate j are valoarea:

dT2q j j dx

(4.15)

unde: - σ - coeficientul Thomson, - ρ – rezistivitate, - j – densitatea de curent.

Primul termen al membrului drept al ecuaţiei de mai sus descrie efectul Joule (ireversibil). Al doilea termen descrie efectul Thomson (reversibil) - apariţia unei t.t.e.m. într-un conductor ale cărui capete se află la temperaturi diferite.

95


Tensiunea Thomson ET depinde de pătratul gradientului de temperatură în lungul conductorului, (T2-T1)/Δl (ceea ce justifică neliniaritatea caracteristicilor TC) şi de coeficientul Thomson al conductorului (σm).

ET apare la nivelul fiecăruia din conductoarele termocuplului şi este componenta

preponderentă în efectul termoelectric. Când curenţii care parcurg joncţiunile termoelectrice pot fi consideraţi mici (ordinul μA

sau cel mult mA) efectul Joule poate fi neglijat şi t.t.e.m. totală Eθ dintr-un circuit termoelectric rezultă prin suprapunerea efectelor reversibile:

E = E ( ) + E (A) + E (B)P T T (4.16)

unde: ET(A), ET(B) sunt tensiuni Thomson de-a lungul fiecăruia din conductoarele termocuplului.

Fiecare t.t.e.m. are un sens propriu (ES are sensul dependent de natura conductoarelor iar ET au sensuri dependente de diferenţele de temperatură între capetele conductoarelor). Legile efectului termoelectric

Legea omogenităţii materialului „Într-un circuit termoelectric realizat din conductoare din acelaşi material nu apare curent electric”. Legea este o consecinţă directă a faptului că efectul Peltier nu apare decât la nivelul unei joncţiuni termoelectrice realizate cu conductoare din materiale diferite.

EP(θ1) = EP(θ2) = 0 (4.17) Efectul Thomson este acelaşi în conductoarele identice a,b, tensiunile Thomson anulându-se reciproc:

ET(a) = - ET(b), deci

EAB(θ1, θ2) = 0 (4.18) Legea materialului intermediar „Într-un circuit termoelectric realizat din conductoare din materiale diferite, suma t.t.e.m. este nulă dacă toate joncţiunile termoelectrice ale circuitului sunt la aceeaşi temperatură”.

Consecinţa 1: Într-un circuit termoelectric, un conductor cu extremităţile la aceeaşi temperatură nu influenţează t.t.e.m. totală a circuitului (conductorul se comportă ca un scurtcircuit termoelectric). Importanţă practică: într-un circuit termoelectric se poate conecta un mijloc de măsurare a t.t.e.m. (milivoltmetru de curent continuu ca în figura 4.16).

96


JR Cu 1

Conductoarele de legătură spre milivoltmetru sunt, de obicei, din cupru. Dacă în

interiorul instrumentului conexiunile şi bobina DME sunt realizate tot din cupru, nu mai apare nici o condiţie privind temperatura joncţiunilor (conexiunilor) din interiorul mV, condiţia de egalitate referindu-se doar la temperatura joncţiunilor de referinţă JR1, JR2 ale TC. Conform legii omogenităţii materialului, în JAP1 şi JAP2 nu apar t.t.e.m., ca urmare t.t.e.m. totală din circuit este chiar e(θ1,θ2).

Consecinţa 2: O joncţiune termoelectrică poate fi realizată şi prin folosirea unui material de adaos (dacă prezenţa acestuia nu impurifică metalele conductoarelor ce formează joncţiunea termoelectrică şi dacă joncţiunea realizată este de mici dimensiuni, cât să nu apară gradient de temperatură în lungul ei).

Legea materialului intermediar permite definirea potenţialelor termoelectrice ale tuturor materialelor în raport cu un material de referinţă (Pt) şi determinarea prin calcul a t.t.e.m. pentru orice cuplu termoelectric.

Pentru 3 materiale A,B,C, cunoscând eAC(θ1,θ2) şi eBC(θ1,θ2) se poate calcula: eAB(θ1,θ2) = eAC(θ1,θ2) - eBC(θ1,θ2) (4.19) În tabelul 4.1. se găsesc valorile t.t.e.m. referite la Pt, pentru diferite metale,

corespunzând unei diferenţe de temperatură de 100oC. Din tabel se pot deduce perechile termoelectrice optime (cu t.t.e.m. de valoare maximă).

Tabelul 4.1.Valori ale t.t.e.m. pentru diferite metale

Metalul t.t.e.m. pt θ1 - θ2 = 1000C [mV] Constantan -3,47 Nichel -1,94 Paladiu -0,28 Platină 0 Pt 90 % + Rhodiu 10 % +0,65 Cupru +0,67 Argint +0,79 Aur +0,80 Magnanină +0,82 Wolfram +0,90 Fier +1,89 Crom - Nichel +2,20

JMetal AmV

AP1 Joncţiune măsură

eθ AB 2

Jθ AP2 Metal B 1

Cu JR2

Fig. 4.16 Conectarea TC la un milivoltmetru

97


Legea temperaturilor intermediare: „Tensiunea termoelectromotoare dintr-un circuit termoelectric cu joncţiunile la temperaturile (θ1,θ2) este suma algebrică a t.t.e.m. ale aceluiaşi circuit termoelectric atunci când joncţiunile sale se află respectiv la temperaturile (θ1,θ2) şi (θ2,θ3)”:

eAB(θ1,θ2) = eAB(θ1,θ3) + eAB(θ2,θ3) (4.20) θ3 fiind o temperatură din intervalul [θ1,θ2].

Prin convenţie: eAB(θ1,θ2) > 0 dacă θ1 > θ2

şi eAB(θ1,θ2) < 0 dacă θ1 < θ2

Legea temperaturilor intermediare permite tabelarea dependenţelor eAB(θ1,θ2) ale TC pentru temperatura 0oC a joncţiunilor de referinţă JR1, JR2 (figura 1.17) şi determinarea t.t.e.m. pentru orice altă valoare de referinţă, utilizând relaţia:

eAB(θ1,θ2) = eAB(θ1, 0oC) + eAB(0oC,θ2) (4.21) în care: eAB(θ1, 0oC) şi eAB(0oC,θ2) = - eAB(θ2, 0oC) se determină din caracteristicile TC sub formă tabelară. Relaţia:

eAB(θ1,θ2) = eAC(θ1,θ2) - eBC(θ1,θ2) (4.22) se foloseşte pentru compensarea temperaturii joncţiunilor de referinţă θref măsurând eAB(θX,θref) cu termocuplul principal şi eAB(θref,θ0) cu un termocuplu auxiliar; determinarea presupune:

- calculul eAB(θX, 0oC) pe baza relaţiei pAB = T (SA-SB), tabelului eAB(θ1, 0oC) şi valorii măsurate eAB(θX,θref):

eAB(θX, 0oC) = eAB(θX,θref) + eAB(θref, 0oC)

(valoare măsurată) (valoare din tabel) - determinarea θX din tabelul eAB(θX, 0oC). Structura termocuplurilor

Tensiunea termoelectromotoare (t.t.e.m.) a TC depinde de natura şi structura cristalină a metalelor, de puritatea şi omogenitatea acestora. În cazul aliajelor, raportul masic al componentelor este determinant.

Influenţa purităţii componentelor TC asupra preciziei funcţiei de transfer justifică utilizarea variantelor cu fire groase pentru măsurările la temperaturi înalte, unde impurificarea superficială şi difuzia în material sunt accentuate de agitaţia termică.

Materialele care constituie perechea termoelectrică se aleg astfel încât termocuplul rezultat să îndeplinească următoarele condiţii esenţiale:

- proprietăţi termoelectrice stabile în timp; - imunitate la influenţele mediului; - repetabilitate tehnologică; - sensibilitatea cât mai ridicată; - domeniul de temperatură cât mai extins; - liniaritate maxim posibilă a funcţiei de transfer; - rezistenţa electrică internă măsurată la borne să fie cât mai mică şi să aibă o variaţie

cât mai redusă cu temperatura. Principalele perechi utilizate pentru termocupluri industriale sau de laborator sunt:

98


a) Pt10%Rh90% - Pt, (tip S), este cel mai răspândit termocuplu din materiale nobile, folosit în regim permanent în domeniul -50...1060oC (practic doar peste 600oC) şi în regim de scurtă durată până la 1600oC, cu performanţe deosebite privind îndeplinirea condiţiilor obligatorii enunţate mai sus. Electrodul pozitiv este cel din aliaj iar electrodul negativ - cel din metal pur. Acesta este considerat termocuplul standard. Rezistenţa sa electrică este mare şi variabilă cu temperatura, iar dependenţa t.t.e.m. de temperatură este puternic neliniară. Sensibilitatea medie este de 10μV/oC. Polinoamele de aproximare a caracteristicii statice de referinţă a termocuplului S sunt definite pe intervale de temperatură astfel pentru: a) : ( 50...630,74)

eTC(μV) = 5,399578 θ + 0,01251977 θ2 - 2,244822x10-15 θ3 + 2,845216x10-8 θ4 - -2,244058x10-11 θ5 + 8,505417x10-15 θ6

b) : 630,74...1064,43

eTC(μV) = -298,245 + 8,237553 θ + 1,645391x10-3 θ2 c) 1064,43...1665 :

eTC(μV) = 13943,439 + 3639,869[(θ-1365)/300] - 5,028[(θ-1365)/300]2 – - 42,451[(θ-1365)/300]3

d) 1665...1767,6 :

eTC(μV) = 18113,083 + 567,954[(θ-1715)/50] - 12,112[(θ-1715)/50]2 – - 2,812[(θ-1715)/50]3

b) NiCr - NiAl, (tip K), numit şi cromel-alumel – cel mai utilizat termocuplu din materiale nenobile pentru gama temperaturilor mari: 300...1100oC în regim permanent (pentru scurtă durată poate fi utilizat până la 1300oC), cu funcţie de transfer cvasiliniară. Dacă termocuplul nu este stabilizat termic, la temperaturi de peste 500oC caracteristica de transfer este afectată de histerezis. Sensibilitatea medie are valoarea de 35 μV/oC. c) fier - constantan, codificat "J", este termocuplul cel mai utilizat la temperaturi în gama 100-800oC, ieftin, cu sensibilitate relativ mare: 50 mV/oC. d) cupru - constantan, codificat "T", este indicat pentru măsurarea temperaturilor mici (-50...+400)oC, având o sensibilitate ridicată: 60mV/oC.

Există deci mai multe variante de termocupluri după metalele folosite, unele combinaţii funcţionând mult mai bine decât altele. În tabelul 4.2 se prezintă cele mai utilizate tipuri de termocupluri folosite în industrie. Comportamentul lor a fost stabilit de Institutul Naţional pentru Standarde şi Tehnologii al U.S.A. (N.I.S.T.) .

Tabelul 4.2. Tipuri de termocuple utilizate în industrie

Tip termocuplu

MetaleFolositeInterval temperaturi [0C]

Coeficient Seebeck (@ 200C)

Medii de aplicabilitate

E Cromel (+) Constantan (–)

-200 ÷ 900 62μV / 0C oxidant, inert, vacuum

J Fier (+) Constantan (–)

0 ÷ 760 51μV / 0C vacuum, oxidant, reducător, inert

T Cupru (+) -200 ÷ 371 40μV / 0C corosiv, umed, sub-zero

99


Constantan (–)

K Cromel (+) Aluminiu (–)

-200 ÷ 1260 40μV / 0C complet inert

N Nicosil (+) Nisil (–)

0 ÷ 1260 27μV / 0C oxidant

B Platină (30% Radiu) (+) Platină (6% Radiu) (–)

0 ÷ 1820 1μV / 0C oxidant, inert

S Platină (10% Radiu) (+) Platină (–)


R Platină (13% Radiu) (+) Platină (–)


Joncţiunea de măsurare este realizată prin sudură electrică (pentru cele din metale rare), sau cu flacără oxiacetilenică (pentru materiale nenobile). Diametrul termoelectrozilor este 0,1...0,5mm pentru cazul metalelor rare, 0,2...4mm pentru cele uzuale. Izolaţia între conductoare poate fi:

- clasică (rondele ceramice) (figura 4.17); - modernă (izolaţie minerală sau pulbere de oxizi metalici (MgO sau Al3O3)), cele cu

codificare MI (mineral insulated) fiind cele mai răspândite datorită dimensiunilor mici şi răspunsului rapid.

teacă protecţie incintă izotermă

Termoelectrozii şi izolaţia lor sunt introduse în teci de protecţie, de diverse forme şi

dimensiuni, realizate din metal (pentru temperaturi de lucru până la 1100oC), sau din ceramică sau materiale metaloceramice - pentru temperaturi mai mari (figura 4.18). Pe lângă teaca de protecţie, termocuplul fizic mai conţine cutia de borne şi sistemul de fixare în mediul în care se măsoară temperatura. Pentru un timp mic de răspuns, joncţiunea de măsură este sudată de teacă (sau, dacă este posibil, exterioară tecii).

Fig.4.17 Structura termocuplelor

mV

Cu

Jm

Cu JR1

θ1

θ2

A

B

JR2

izolatori ceramici

100


etanşat în teacă

etanşat cu contact în

teacă

cu joncţiune expusă

(raspuns rapid)

cu picatură expusă

etanşat în teacă

izolat Fig. 4.18 Teci de protecţie pentru termocuple Circuite de măsurare pentru termocupluri

4Deşi nu sunt scumpe, sunt rezistente şi pot opera într-un interval foarte larg de temperaturi, termocuplele au unele particularităţi in realizarea circuitelor de condiţionare. Un termocuplu funcţionează pe principiul conform căruia joncţiunea dintre două metale diferite generează o tensiune care variază cu temperatura. Oricum, conectarea firelor termocuplelor cu firele de legătura ce îl conectează la dispozitivele de măsurare creează alte joncţiuni termoelectrice denumite joncţiuni reci. De aceea, tensiunea măsurată, Vmăs, include atât tensiunea termocuplului, cât şi tensiunea joncţiunii reci, VCJ (figura 4.19). Metoda compensării pentru aceste tensiuni nedorite generate de joncţiunile reci, se numeşte compensarea joncţiunii reci.

e. Softwa

temperaturii cu 1o Celsius, făcând semnalul util foarte sensibile la zgomot. Prin urmare,

Fig. 4.19 Evidenţierea joncţiunii reci

Cele mai multe metode pentru compensarea joncţiunii reci folosesc un senzor

suplimentar, cum ar fi un termistor sau un senzor integrat, plasat pe conectorul de semnal sau blocul de borne pentru a măsura temperatura mediului ambiant exact lângă joncţiunea rec

re se poate apoi calcula compensarea necesară pentru tensiunea termoelectrică nedorită. Sensibilitatea şi zgomotul sunt de asemenea probleme importante la termocuple. Ieşirile

termocuplelor sunt foarte mici ca nivel şi se modifică doar cu 7 până la 50V pentru modificarea

101


condiţionarea termocuplelor include filtre trece jos pentru suprimarea frecvenţelor de 50Hz şi amplificatoare cu câştig mare pentru a ridica nivelul semnalelor. Amplificarea semnalelor provenite de la termocuple măreşte de asemenea rezoluţia şi sensibilitatea măsurătorii. De exemplu, un dispozitiv DAQ uzual prevăzut cu un CAN care are

intervalul de intrare de 10V şi o amplificare de 50 are o rezoluţie de 98V. Aceasta corespunde la aproximativ 2oC pentru un termocuplu de tip J sau K. Oricum, prin adăugarea la sistem a unui dispozitiv de condiţionare a semnalului cu un factor de amplificare de 100, rezoluţia de măsurare

se măreşte la 1V, care corespunde la o fracţiune de grad Celsius.

Condiţionarea semnalului de la termocuplu

Condiţionarea a semnalului de la termocuplu este ilustrată în figura 4.20. Elementele modulului sunt termocuplul, joncţiunea temperaturii de referinţă, blocul de câştig analogic, CAN şi blocul de liniarizare. Termocuplul 1 este termocuplul plasat pentru măsurarea temperaturii. Termocuplurile 2 şi 3 sunt o consecinţă a legăturii firelor termocuplului 1 cu liniile de cupru ale PCB (placa de montaj).Principalul scop al acestei prezentări este determinarea temperaturii de referinţă, câştigul de semnal şi rezultatele conversiei analog numerice.

Fig. 4.20 Exemplu de condiţionare a termocuplului

Senzorul pentru temperatura de referinţă

În majoritatea aplicaţiilor cu termocupluri este necesară o referinţă absolută de temperatură. Aceasta este folosită pentru îndepărtarea erorii tensiunii termoelectromotoare creată de termocuplurile 2 şi 3 ca în figura 4.20. Cele două metale ale acestor termocupluri provin de la metalele termocuplului 1 şi liniile de cupru ale cablajului (PCB). Blocul izotermic din figura 18 este construit în aşa fel încât termocuplurile 2 şi 3 să fie menţinute la aceeaşi temperatură cu a dispozitivului de sesizare a temperaturii absolute de referinţă. Aceste elemente pot fi menţinute la aceeaşi temperatură prin menţinerea circuitului într-o zonă compactă. Cu această configuraţie, temperatura cunoscută a joncţiunii metalului termocuplului 1 cu cuprul de pe cablaj poate fi folosită la determinarea temperaturii reale a termocuplului. În figura 4.20, temperatura absolută de referinţă este sesizată la blocul izotermic, şi apoi este scăzută din cea de pe calea de semnal. Aceasta este o implementare hardware. Alternativ, temperatura absolută de referinţă poate fi sesizată şi scăzută prin soft. Soluţia hardware poate fi

102


realizată relativ fără erori. Corecţia prin soft poate fi mai mult mai exactă datorită puterii de evaluare a procesorului dar punctul slab al acestei calibrări este timpul de calcul. Relaţiile dintre temperatura joncţiunii termocuplului şi zero grade Celsius sunt date sub formă de tabele sau coeficienţi polinomiali în publicaţii ale NIST. Dacă temperatura absolută a termocuplurilor 2 & 3 este cunoscută (figura 4.20) temperatura actuală căutată (a termocuplului 1) poate fi măsurată şi calculată.

Pot fi folosite multe metode pentru a măsura temperatura de referinţă din blocul izotermic. Un prim caz este acela în care se foloseşte un al doilea termocuplu. El este folosit pentru a sesiza temperatura ambiantă de la conexiunea cu cuprul cablajului şi este configurat să normalizeze tensiunea rezultantă la o temperatură ataşată. Un alt caz este cel al folosirii unei diode semiconductoare pentru sesizarea temperaturii absolute a blocului izotermic. Aceasta se realizează prin folosirea coeficientului negativ de temperatură de –2.2mV/oC al caracteristicii diodei. În al treilea caz, un senzor de temperatură, termistor, este folosit ca dispozitiv pentru sesizarea temperaturii de referinţă. Ca şi la diodă, termistorul are un coeficient negativ de temperatură. Termistorul este mai dificil de folosit, din cauza caracteristicii neliniare. O altă tehnică se referă la folosirea unui termorezistor (RTD) ca senzor de temperatură de referinţă. Aceşti senzori sunt potriviţi pentru circuitele de precizie. Şi în final, senzorul de temperatură integrat dar care este mai puţin utilizat. Folosirea unui termocuplu secundar

Un termocuplu secundar poate fi folosit la eliminarea erorilor datorate tuturor termocuplurile din circuit. Un circuit care foloseşte această tehnică este prezentat în figura 4.21.

Fig. 4.21 Circuit de măsură cu termocuplu secundar

În acest exemplu de circuit un termocuplu de tip E este folosit să sesizeze temperatura necunoscută. Un termocuplu de tip E este alcătuit din Cromel (o combinaţie de Nichel şi Crom) la capătul pozitiv, şi Constantan la capătul negativ. Un termocuplu secundar de tip E este introdus în circuit şi este poziţionat pe blocul izotermic şi montat între primul termocuplu şi circuitul de condiţionare al semnalului. Polaritatea celor două termocupluri de tip E este critică aşa încât constantanul de la ambele termocupluri este legat împreună.

Această configuraţie de circuit realizează două termocupluri adiţionale, ambele fiind construite cu crom şi cupru. Aceste termocupluri sunt opuse unul altuia în circuit. Dacă ambele termocupluri noi construite se află la aceeaşi temperatură, ele îşi vor anula reciproc erorile induse

103


de temperatură. Cele două termocupluri de tip E rămase generează tensiune apropiată de tensiunea termoelectromotoare corespunzătoare valorii reale de temperatura măsurată. Această tehnică de proiectare este ideală pentru cazurile în care temperatura blocului izotermic are variaţii mari sau raportul dintre prima derivată a tensiunii şi temperatura termocuplului selectat are o pantă ascuţită. Termocuplurile care intră în această categorie în banda de temperatură de la 0oC la 70oC sunt de tipul T şi de tipul E. Calculul erorii pentru această schemă de compensaţie este:

VTEMP = + TEM3 + TEM1 – TEM4 – TEM2 (4.22) unde:

TEM1 – căderea de tensiune prin termocuplul de tip E aflat în punctul de măsură (1) TEM2 – căderea de tensiune pe termocuplul Cupru/Constantan, cuprul fiind de fapt PCB TEM3 – căderea de tensiune pe termocuplul Cupru/Constantan, cuprul fiind de fapt PCB

TEM4 –căderea de tensiune pe termocuplul de tip E de pe blocul izotermic. VTEMP- echivalentul tensiunii termoelectromotoare a termocuplului 1 de tip E la temperatura de 0 oC.

Erorile dominante în acest circuit vor apare ca urmare a performanţelor neideale a termocuplului de tip E, variaţiei purităţii diferitelor metale, şi discordanţei temperaturii în blocul izotermic. Folosirea unei diode semiconductoare

Diodele sunt dispozitive folosite la sesizarea temperaturii, când nu este cerută precizie ridicată. Fiind dat un curent de excitaţie constant, diodele standard, ca 1N4148, au o modificare a tensiunii de polarizare cu temperatura de aproximativ –2.2mV/ oC. Aceste tipuri de diode vor oferi un raport corect tensiune/temperatură liniar. Acest tip de liniarizare nu este tocmai potrivit pentru termocuplurile cu variaţii largi ale coeficientului Seebeck în intervalul de temperatură a blocului izotermic. Dacă sunt variaţii mari de temperatură la blocul izotermic de temperatură, termocuplurile de tip K, J, R şi S sunt cele mai potrivite aplicaţiei. Un circuit care foloseşte o diodă ca senzor de temperatură absolută este prezentat în figura 4.21. Fig. 4.21 Circuit de măsură cu diodă semiconductoare

104


Pentru polarizarea diodei este folosită o tensiune de referinţă în serie cu o rezistenţă . Coeficientul negativ de variaţie cu temperatura al tensiunii de polarizare a diodei este cu mult mai mare decât modificarea datorată termocuplului şi temperaturii blocului izotermic. Această problemă este rezolvată prin punerea în paralel a două rezistenţe înseriate, cu dioda. În acest fel, variaţia de –2.2mV/oC a diodei este atenuată până la coeficientul Seebeck al termocuplului de pe blocul izotermic. Coeficientul Seebeck al termocuplurilor de pe blocul izotermic este de asemenea egal cu coeficientul Seebeck (la temperatura blocului izotermic) al termocuplului care este folosit la măsurarea temperaturii. Se poate menţiona, de asemenea, că modificările tensiunii de referinţă vor modifica şi curentul prin diodă. Aceasta fiind situaţia, se recomandă o tensiune de referinţă precisă pentru aplicaţiile de înaltă acurateţe. Folosirea unui termistor

Termistorii sunt dispozitive rezistive care prezintă un coeficient de temperatură negativă (NTC). Aceşti senzori sunt ieftini fiind ideali pentru circuitele de măsurare a temperaturii de precizie medie, când unele sau toate neliniarităţile termistorului nu sunt luate în calcul. Neliniaritatea NTC a termistorului poate fi calibrată cu tehnici software şi hardware. Tehnicile software sunt mai exacte, dar tehnicile hardware sunt mult mai adecvate şi disponibile.

Figura 4.22 arată un termistor înseriat cu un rezistor echivalent şi cu o sursă de tensiune pentru excitaţie. În acest circuit, căderea de tensiune pe termistor se modifică cu temperatura cu aproximativ -25mV/C0. Acest coeficient de temperatură este prea ridicat. Un divizor rezistiv poate furniza uşor un coeficient de temperatură adecvat depinzând de tipul termocuplului folosit.

Fig. 4.22 Circuit de măsură cu termistor Acest tip de excitaţie de tensiune conferă o funcţionare liniară pentru un interval limitat

de temperatură (0oC la 50oC). Profitând de avantajul acestei regiuni liniare se reduce

105


semnificativ necesitatea calibrării software. Acest fapt este cel mai bine ilustrat în figura 4.23 ce prezintă caracteristica de ieşire a termistorului în funcţie de tipul de excitare.

Fig. 4.23 Caracteristica termistorului De asemenea, termistorul cu NTC poate fi excitat de la o sursă de curent. Sursele de

curent de nivel mic, precum cele de 20A sunt de obicei recomandate pentru reducerea problemelor datorate autoîncălzirii. Un termistor care este folosit cu excitare în curent prezintă o ieşire neliniară. Cu acest tip de circuit, este necesară calibrarea software.

Folosirea unui senzor rezistiv de temperatură (RTD)

Dacă este necesară o precizie ridicată, de obicei se foloseşte un senzor RTD pentru măsurarea temperaturii din blocul izoterm. Elementul RTD este aproape liniar, constant, de obicei nefiind necesari algoritmi de liniarizare pentru RTD. Cel mai eficient mod pentru a obţine performanţe de la un RTD este alimentarea acestuia folosind o sursă de curent. În figura 4.24 este prezentată o sursă de curent de precizie obţinută prin folosirea R1, R2, J1, U1 şi AO1.

Fig. 4.24 Circuit de măsură pentru termorezistenţă

106


U2 este o sursă de curent de precizie de 200A. Acest curent produce o cădere de tensiune la intrarea neinversoare a lui AO1. Amplificatorul operaţional şi R1 şi R2 sunt conectate în aşa fel încât căderile de tensiune pe R1 şi R2 sunt egale. În acest mod se obţine pentru

excitarea senzorului RTD un curent egal cu 200A R1/R2 . Tranzistorul cu efect de câmp J1 este folosit pentru a obţine un curent constant prin senzorul RTD în condiţiile în care tensiunea pe acesta se modifică în funcţie de temperatura blocului izotermic. În schema din figura 4.25 este folosită o sursă de tensiune de referinţă pentru generarea unui curent constant de 1 mA necesar alimentarii elementului RTD. Avantajul acestei scheme este acela că tensiunea de referinţă poate fi folosită şi în altă parte a circuitului, acolo unde este nevoie de o calibrare a circuitului.

Fig. 4.25 Circuit de măsură îmbunătăţit Senzorul RTD este cel mai potrivit situaţiilor în care precizia dorită este critică. Ambele

circuite ale RTD (figura 4.24 şi 4.25) au la ieşirea diferenţială o tensiune care este aproape liniară şi proporţională cu temperatura. Această tensiune este apoi folosită de către microcontroler pentru a o transforma în temperatura absolută a blocului izotermic, iar după aceea se transformă înapoi în o tensiune termoelectromotoare echivalentă. Acest lucru se face la nivel de microprocesor prin metode de căutare în tabele sau calcule polinomiale de înaltă acurateţe. Această tensiune rezultă este apoi scăzută din tensiunea măsurată la ieşirea blocului izotermic. În acest fel erorile datorate temperaturii blocului izotermic vor fi înlăturate. 4.3 Traductoare de radiaţie

Având o structură relativ complicată, aceste traductoare se remarcă prin proprietăţi deosebite:

- măsurare fără contact (influenţă energetică minimă asupra mărimii măsurate), inclusiv pentru obiecte mobile sau potenţializate electric;

- senzorul nu solicită, de regulă, sursă exterioară de energie; - fiabilitate şi durată de viaţă deosebit de mari; - măsurarea mărimilor neelectrice dificil de măsurat pe cale electrică (compoziţia

chimică a substanţelor, unele caracteristici geometrice).

107


În esenţă, un traductor de radiaţii conţine o sursă de radiaţie (corpusculară (raze α, β, γ, X), electromagnetică, ultrasonică, luminoasă) un detector (senzor) de radiaţie şi un circuit de amplificare şi condiţionare a semnalului.

Principalele tipuri de traductoare de radiaţie sunt: - cu absorbţie (atenuare), care utilizează radiaţii corpusculare şi dependenţa atenuării de dimensiunile şi natura materialului penetrat; sursa şi detectorul de radiaţie sunt coliniare şi distanţate, radiaţiile străbătând corpul de studiat; utilizarea acestor variante vizează măsurarea mărimilor geometrice: deplasări, nivele, grosimi, etc., prin metode fără contact; - detectoare de radiaţie propriu-zise, care au ca mărime de intrare chiar radiaţia corpului analizat (cazul măsurării temperaturii prin captarea radiaţiei electromagnetice (totală, parţială, selectivă) a obiectului a cărui temperatură se măsoară, sau cazul măsurării compoziţiei aliajelor metalice prin intermediul spectrometrelor cu scintilaţie); - cu obturare, care reprezintă, de fapt, variante discrete ale celor cu absorbţie, utilizându-se, spre exemplu, la contorizarea unor obiecte sau la măsurarea vitezei de deplasare; - cu reflexie, la care sursa şi detectorul de radiaţie se găsesc într-un plan paralel cu obiectul studiat, estimând factorul de reflexie al acestuia, aşa cum este cazul unor traductoare cu ultrasunete pentru măsurarea vitezei fluidelor, a grosimii acoperirilor, a abaterilor de la planeitate (concavităţi), etc.. Pirometrul de radiaţie

Pirometrele sunt termometre fără contact, care măsoară temperatura unui corp pe baza radiaţiei lui termoionice. Radiaţia termoionică este de tip electromagnetic şi acoperă domeniul lungimilor de undă 0,4...20 mm, adică banda corespunzătoare spectrului vizibil şi infraroşu. Un pirometru este compus din 4 părţi principale (figura 4.26):

- concentrator optic al radiaţiei receptate, - detector de radiaţie (baterie de microtermocuple sau senzori metalici sau

semiconductori pentru radiaţii termice), - blocul de prelucrare a mărimii de ieşire, - sistem de afişare a temperaturii măsurate.

Există 4 tipuri de pirometre:

- de radiaţie totală (cele mai răspândite); - de radiaţie parţială; - cu dispariţia filamentului;

mV

3 1 Tp

4 5

2 D d Tc

Fig. 4.26 Structura pirometrelor de radiaţie

108


- de raport (sau cu două culori). Pirometrele de radiaţie totală îşi fundamentează funcţionarea pe legea Boltzmann, care descrie energia totală radiată de un corp absolut negru:

2

0

Tw C

100

, (4.22)

C0 reprezentând o constantă, iar T- temperatura absolută. Pentru corpuri care nu sunt absolut negre (gri), în relaţie intervine un multiplicator

subunitar denumit coeficient de emisivitate (ε). Fie ansamblul: pirometru cu temperatura TH – corp cu temperatura de măsurat TX,

reprezentat în figura 4.26, în care: - "1"- corp negru; - "2"- corpul pirometrului; - "3"- concentrator optic (lentilă sau oglindă); - "4"- detector de radiaţie (un corp negru cu dimensiuni reduse căruia i se ataşează un

senzor termoelectric (bateria de microtermocuple "5"). Dacă TP este temperatura senzorului "4" produsă de radiaţia captată prin "3", fluxul de

radiaţie absorbit de "4" va avea valoarea:

4 4 2

1 4 0 p 1 p 1 p k A T T sin (4.23)

în care:

00 8

C

10

εp - emisivitatea senzorului "4"; k1- coeficientul de absorbţie al sistemului optic "3"; Ap - aria senzorului "4"; C0 - constanta Boltzmann

Din căldura primită, senzorul "4" radiază o parte spre carcasa cu temperatura Tc, altă parte cedând-o prin convecţie; fluxul termic cedat prin radiaţie are valoarea:

4

4 c 0 0 p p c A (T T ) 4

(4.24)

iar fluxul cedat prin convecţie are valoarea: Φconv = K0(Tp - Tc) (4.25)

K0 fiind constanta de transfer prin convecţie. La echilibru:

1 4 4 c conv

Deoarece t.t.e.m. eT a termocuplului "5" este dependentă de diferenţa (TP-Tc) (joncţiunea de referinţă a termocuplului fiind legată la carcasă) se obţine:

b bT 1e K T T P

unde: b=3,5...4,5 , iar K este o constantă constructivă a pirometrului. Distanţa "d" de la pirometru la sursa de căldură nu are nici o semnificaţie atâta timp cât în

unghiul de vizare φ (mărime caracteristică fiecărui tip de pirometru) este cuprinsă o porţiune din sursă. Dacă în unghiul φ se vizează şi alt corp, mai cald decât cel analizat, măsurarea va fi eronată.

109


110

Corelaţia dintre diametrul "D" al "ţintei" şi distanţa "d" dintre pirometru şi ţintă D

tg 2d

reprezintă un parametru constructiv prin care pot fi apreciate performanţele de vizare

ale sistemului optic al pirometrului şi selectivitatea acestuia. Termometre cu radiaţii infraroşii

Acestea sunt aparate moderne, cu precizii ridicate, concepute sa măsoare temperatura la suprafaţa diferitelor materiale cum ar fi: asfaltul, materiale ceramice, suprafeţe vopsite, suprafeţe metalice oxidate, materiale de construcţie, etc. De regulă, aceste traductoare au afişare digitală a rezultatelor şi sistem de vizare foarte precis. Termometre cu termoculori

Pentru măsurarea temperaturii pieselor în mişcare sau a pieselor supuse frecării, precum şi a distribuirii temperaturii pe suprafeţele întinse ale conductoarelor sau ale carcaselor de motoare, şi vopsele indicatoare de temperatura. Exista substanţe indicatoare reversibile care îşi modifică culoarea la încălzire, dar la răcire revin la culoarea iniţială şi substanţe ireversibile care, la răcire, nu revin la culoarea iniţiala, ele arătând deci temperatura maximă atinsă de piesă în timpul procesului de încălzire.

Capitolul V. Traductoare pentru măsurarea mărimilor mecanice

CAPITOLUL V

TRADUCTOARE PENTRU MĂSURAREA MĂRIMILOR MECANICE 5.1. Generalităţi

Măsurarea mărimilor mecanice este deosebit de răspândită în tehnică, în special în domeniul construcţiilor mecanice. Principalele mărimi mecanice sunt forţa şi momentul, însă pornind de la acestea, pot fi considerate şi alte mărimi specifice, ca: alungirea relativă, tensiunea mecanică, presiunea, modulul de elasticitate, masa, duritatea etc.

Pentru măsurarea mărimilor mecanice se pot folosi traductoare specifice, dar şi traductoare de deplasare, ele fiind, de obicei, traductoare cu transformări succesive ce conţin şi un element elastic care captează forţa sau momentul transformându-le într-o deplasare.

Dintre elementele ce limitează performanţele traductoarelor elastice, cele mai importante sunt histerezisul şi curgerea (fluajul).

Caracteristica de transfer, în cazul histerezisului, depinde de istoria mărimii de intrare, adică: valoare anterioară, sens, viteză de variaţie etc. Ca o consecinţă a histerezisului apare şi nerevenirea la zero după parcurgerea unui semiciclu.

Caracteristica de histerezis se datorează pierderilor de natură disipativă ce au loc în structura materialelor ce pot acumula energie transformabilă (în acest caz - energie potenţială elastică). Trebuie remarcat faptul că în cazul structurilor complexe se poate aplica superpoziţia caracteristicilor de histerezis.

Fluajul sau curgerea materialelor constă în creşterea deformaţiei unui corp în timp, când " acesta este supus acţiunii unei" forţe constante. Fenomenul de fluaj este legat de vâscozitatea materialelor şi are de obicei caracter imprevizibil în timp, ca valoare şi semn, el depinde de natura materialelor ce compun structura (metal, traductor, adezivi) şi de temperatură.

În ceea ce priveşte construcţia traductoarelor mecanice, se urmăreşte optimizarea geometriei acestora, astfel încât plasarea traductoarelor electrice să se facă în zone neafectate de efecte exterioare parazite; este recomandabil ca geometria traductoarelor mecanice să permită j plasarea traductoarelor electrice în variantă diferenţială, ceea ce va 'conduce, în primul rând, la j compensarea erorilor legate de modificarea temperaturii mediului ambiant, precum şi la îmbunătăţirea liniarităţii. .

O atenţie deosebită trebuie acordată minimizării riscurilor de deformare accidentală, ca j de exemplu - flambajul (îndoirea structurii în urma unei solicitări de compresie axială), alegerii unor variante de măsurare diferenţială etc.

5.2. Senzorul tensometric rezistiv

Efectul tensorezistiv, adică dependenţa rezistenţei de tensiunea mecanică, a fost descoperit de lordul Kelvin în anii 1856, însă utilizarea practică a efectului în tensometrie începe din anul 1920.

Pentru majoritatea materialelor solide, limita de elasticitate pentru care nu apare o deformatie permanentă este corespunzătoare unei alungiri relative de 0,2 % (2000 fim/m); această limită corespunde pentru o solicitare de: 200-800 N/mm2 la oţel, 30-120 N/mm la cupru etc.

111


Parametrul care stabileşte proportionalitatea între alungirea relativa şi tensiunea mecanică (legea lui Hooke) este modulul de elasticitate (Young) -E, care are valori de ordinul: (18.104-29.104)N/mm2 pentru oţel, (10.104- 14.104) N/mm2 pentru cupru etc.

Alungirea relativă sau deformaţia specifică () reprezintă deformarea a unui corp rezultată în urma aplicării unei forţe asupra lui. Mai exact, ea este definită ca fiind raportul dintre alungirea absolută şi lungimea iniţială a corpului, după cum se arată în figura 5.1.

Forţă

L L

Forţă D

Fig. 5.1. Evidenţiere Alungire relativă Alungirea relativă poate lua valori pozitive (cazul deformării prin întindere) cât şi negative

(cazul deformării prin comprimare). Deşi este o mărime adimensională, alungirea relativă poate fi uneori exprimată în unităţi de măsură precum mm/mm. În practică alungirea relativă ia valori foarte mici, de aceea ea este de obicei exprimată în submultipli de ordinul 10-6. De exemplu, atunci când asupra unei bare acţionează o forţă uniaxială de întindere ca în figura 5.1, aceasta începe să se contracte în grosime (D). Această contracţie transversală depinde de material şi este exprimată cu ajutorul coeficientului Poisson. Coeficientul Poisson este definit ca fiind raportul negativ dintre componenta transversală şi cea longitudinală paralelă cu forţa a alungirilor

relative, adică = - T/. De exemplu, coeficientul Poisson pentru oţel ia valori cuprinse între 0,25-0,3.

Așadar, odată cu modificările de natură mecanică ale unui corp metalic sau semiconductor, supus unei solicitări mecanice, are loc şi o modificare a rezistivităţii acestuia; de exemplu, la metale, rezistenta creşte o dată cu creşterea presiunii, deoarece se micşorează volumul, ceea ce conduce la apropierea reţelei cristaline, scăderea amplitudinii de vibraţie a atomilor din reţea şi în final, scăderea probabilităţii de difuzie a electronilor.

Deşi există multe metode de a măsura alungirea relativă, cea mai des utilizată implică

folosirea senzorului tensometric. Senzorul sau timbrul tensometric e un dispozitiv a cărui rezistenţă electrică variază odată cu alungirea unui corp supus deformări. De exemplu tensiometrul piezorezistiv este un dispozitiv alcătuit dintr-un material semiconductor a cărui rezistenţă variază neliniar cu alungirea.

Totuşi, cel mai utilizat senzor tensometric rămâne cel realizat dintr-o rezistenţă matalică

filiformă. Acest tensiometru este alcătuit dintr-un fir foarte subţire sau dintr-o folie metalică aranjată sub forma unei grile. Aceste fire sau folii sunt aşezate paralel pentru a mări sensibilitatea pe o anumită direcţie senzorului (figura 5.2).

112


Lamele de

contactLungimea activă

Marcaje de aliniere

Suport

Fig. 5.2. Structura unui sensor tensometric rezistiv

Grila este plasată pe un suport care este lipit direct pe corpul de test. Deci, alungirea corpului este transferată direct timbrului tensorezistiv, care, la rândul său îşi modifică liniar rezistenţa. Senzorii tensorezistivi sunt construiți cu rezistenţe care iau valori nominale cuprinse

între 30-3000, cele mai des folosite fiind însă cele cu rezistenţe de 120, 350 şi 1000.

Rezistenta nominală a timbrelor tensometrice metalice este cuprinsă între 100 şi 500 , iar lungimea acestora - între câţiva milimeţri, până la câţiva centimetri, cele mici fiind folosite la măsurarea deformaţiilor materialelor omogene, în timp ce cele de dimensiuni mari - pentru materiale neomogene. Este foarte important ca senzorii tensorezistivi să fie bine aplicați pe corpul test, pentru ca transferul de informaţie de la corp la tensiometru să fie maxim.

Materialul conductor trebuie să prezinte o rezistivitate mare şi un coeficient mic de variaţie a rezistivităţii cu temperatura, stabilitate la acţiunea agenţilor corozivi şi în timp. În tabelul 5.1. sunt prezentate principalele materiale din care se confecţionează timbrele tensometrice.

Suportul trebuie să aibă proprietăţi elastice şi izolatoare bune, să fie insensibil la variaţiile de temperatură şi umiditate, stabil în timp şi la acţiunea agenţilor exteriori. Se realizează din folie de hârtie, mătase, mase plastice etc. Tabelul 5.1. Principalele materiale din care se confecţionează timbrele tensometrice Materialul Compoziţia Sensibilitate

relativă Observaţii

Constantan 45Ni;55Cu 2,1

Isoelastic 52Fe;36Ni;8Cr; 4(Mn + Mo)

3,5 Sensibil la temperatură

Karma ,.74Ni;20Cr; .. 3Cu;3Fe 2,4

Nichrom 80Ni;20Cr 2,5 Sensibil la temperatură

Platină-Wolfram 92Pt;8W 4,1

113


În mod normal, firele, respectiv, folia metalică au grosimi de ordinul zecilor de m, iar

grosimea suportului este de circa 0,1 mm pentru hârtie şi 0,05 mm pentru plastic. Pentru unele măsurări speciale se folosesc şi ansamble formate din mai multe înfăşurări

dispuse pe acelaşi suport sub formă de rozete tensometrice. Adezivul folosit la lipirea timbrelor tensometrice trebuie să aibă: o întărire rapidă, să fie

elastic, stabil în timp şi la acţiunea agenţilor exteriori. Dintre adezivii folosiţi pot fi citaţi râşinile expoxidice - sub 150° C, răşinile fenolice - până la 250°C, iar la temperaturi mai înalte - cimenturi şi ceramici. De reţinut că în urma lipirii sensibilitatea scade cu 1 până la 5%.

Un parametru fundamental al senzorului tensometric este sensibilitatea la alungire. Aceasta este exprimată cantitativ cu ajutorul unui factor de alungire (GF). Acesta este definit ca fiind direct proporţional cu raportul dintre rezistenţa absolută şi rezistenţa iniţială şi invers proporţional cu raportul dintre alungirea absolută şi ceea iniţială. Factorul de alungire al tensiometrelor realizate cu rezistenţe filiforme este aproximativ egal cu 2.

GF R / R

L / L R / R

(5.1)

În cazul ideal temperatura nu are nici un efect asupra măsurătorii, dar aceasta nu se întâmplă în cazul real şi din această cauză proiectanţii au încercat să minimizeze sensibilitatea aparatului la temperatură. De exemplu, pentru tensiometrele din aluminiu cu un coeficient de

temperatură de 23ppm/oC, cu rezistenţă nominală de 1000 şi cu GF=2, eroarea de măsurare

este de 11,5 /oC. De aceea compensarea cu temperatura este foarte importantă.

Senzori tensometrici semiconductori Senzori tensometrici semiconductori folosesc efectul piezorezistiv în anumite materiale semiconductoare cum ar fi siliciul sau germaniul în scopul de a obţine o sensibilitate mai mare şi un nivel mai mare de ieşire. Traductoarele tensiometrice semiconductoare pot fi realizate încât să aibă efecte pozitive sau negative atunci când se acţionează asupra lor. Fizic, ele pot fi realizate de dimensiuni mici, păstrând în acelaşi timp o rezistenţă nominală ridicată. Punţile de tensiometre semiconductoare pot avea de 30 de ori sensibilitatea punţilor utilizând filme metalice, dar sunt sensibile la temperatură şi dificil de compensat. Dependenţa rezistenţei de deformare este, de asemenea, neliniară. În ceea ce priveşte utilizarea pe scară largă, deoarece ele nu sunt mai stabile ca dispozitivele cu film metalic, acestea nu se folosesc uzual în măsurările de precizie. Cu toate acestea în cazul în care sensibilitatea este importantă iar variaţia temperaturii este mică, se folosesc traductoare semiconductoare.

În tabelul 5.2 se prezintă o comparație a celor două tipuri de traductoare tensometrice.

Tabelul 5.2. Comparație a celor două tipuri de senzori tensometrici

Parametru Tensometru

metal Tensometru semiconductor

Domeniul de măsurare* 0.1- 40.000 μe 0.001 - 3000 μe Factor transfer** 2.0-4.5 50-200

Rezistenţă 120, 350, 600…5000 Ω 1000-5000 Ω Toleranţa rezistenţei 0.1%-0.2% 1%-2%

Dimensiune 0.4-150, mm Standard : 3-6 mm

1-5 mm

114


*L/L -- microstrains (1μe = 10-6 cm/cm)

** GF = (R/R)/(L/L)

Referitor la dependenţa rezistivităţii în funcţie de temperature - pentru siliciu - rezistivitatea creşte până la circa 120°C, apoi începe să scadă.

În urma deformării, rezistenţa R a timbrelor tensometrice se modifică atât din cauza modificării lungimii, cât şi a secţiunii S şi respectiv, a rezistivităţii p; pentru a deduce sensibilitatea acestor traductoare se aplică diferenţiala totală a logaritmului rezistenţei (trecându-se concomitent la diferenţe finite):

R

R l

l

S

S (5.2)

Dacă se consideră conductorul rotund de diametru d, variaţia secţiunii are loc prin intermediul diametrului, care depinde de variaţia lungimii conform relaţiei:

d l

d l

(5.3)

unde: este coeficientul lui Poisson având valoarea cuprinsă între 0,2 şi 0,4.

Termenul

-reprezintă fenomenul piezorezistiv şi este proporţional cu variaţia volumului:

V

cV

(5.4)

unde: c este constanta lui Bridgman, aproximativ egală cu unitatea pentru metale, cu +100 pentru semiconductoarele de tip "p" şi -100 pentru semiconductoarele de tip "n".

Dacă se ţine seama că: , înlocuind toţi termenii din relaţia (5.2) în funcţie de 2 / 4V p d l /l l

se obţine:

1 2 1 2R l

cR l

(5.5)

unde s-a notat cu K sensibilitatea relativă a traductorului. Pentru valorile lui şi c date rezultă că pentru traductoarele metalice , iar pentru cele 2k semiconductoare , semnul fiind înfuncţie de tipul semiconductorului. 100k În realitate, în afara sensibilităţii longitudinale, ce se referă la acţiunea deformaţiei de-a lungul firului, apare şi o sensibilitate-transversala -Kt:

t t t t tt

t t l t l t t

tR R R R l lK K

R R R R R R l l

(5.3)

unde: Rl reprezintă rezistenţa firului pentru porţiunile longitudinale, iar Rt rezistenţa firului pentru porţiunile transversale. Pentru ca sensibilitatea transversală să fie cât mai redusă, este necesar ca Rt«Rl; din această cauză la traductoarele cu folie porţiunile transversale sunt de dimensiuni mari. În general, sensibilitatea transversală nu depăşeşte 2% din sensibilitatea longitudinală.

În ceea ce priveşte influenta temperaturii, au loc concomitent trei fenomene: dilatarea piesei, dilatarea firului traductorului şi modificarea, rezistenţei traductorului. În principiu, printr-o alegere convenabilă a materialelor, este posibilă cpmpensarea efectelor de mai sus, condiţie greu de realizat în practică; se preferă compensarea erorilor cu temperatura folosind montaje diferenţiale

115


sau montaje compensate termic. Mai supărător este faptul că modificările de temperatură produc o deformaţie aparentă (de exemplu, pentru o piesă de oţel si un trăductor din karma

5/ 10 /aparent

l l C , deformaţie ce trebuie compensată prin mijloace electronice.

5.3. Circuite de măsurare

Circuitele de măsurare sunt similare cu cele ale tensiometrelor metalice cu cea a punţilor cu film metalic, dar sunt mai uşor de realizat datorită nivelului mai ridicat de semnal.

Pentru că măsurarea deformărilor necesită detectarea unor schimbări foarte mici ale rezistenţei, predominant, ca circuit de măsură este utilizată puntea Wheatstone. Puntea Wheatstone este realizată din patru elemente rezistive având o sursă de tensiune de excitaţie aplicată pe o diagonală a punţii. Senzorul tensometric poate ocupa unul, două sau patru braţe ale punţii, iar celelalte poziţii rămase sunt completate cu rezistenţe fixe. Figura 5.3. prezintă o configuraţie cu senzori tensiometrici RG1 şi RG2 care ocupă două ramuri ale punţii şi două rezistenţe fixe, R1 şi R2.

Fig. 5.3. Configuraţie de masură în punte

Alimentând puntea cu o tensiune VEXC, sistemul de măsurare măsoară tensiunea VMAS în diagonala punţii opusă alimentării. În starea netensionată când raportul dintre RG1 şi RG2 este egal cu raportul dintre R1 şi R2 tensiunea măsurată VMAS este 0V. În această situaţie se spune că puntea este echilibrată. Când o deformare este aplicată senzorilor, valorile rezistenţelor lor se modifică cauzând o modificare a tensiunii măsurate VMAS. Modulele de condiţionare a semnalelor provenite de la senzori tensiometrici includ surse de tensiune pentru excitaţie, amplificatoare de câştig mare, şi rezistenţe foarte precise şi stabile pentru completarea punţii. O schemă simplificată a unui circuit de măsură pentru senzorii tensometrici este prezentată în figura 5.4.

116Fig. 5.3. Schema simplificată a circuitului de măsură


Deoarece punţile de rezistenţe utilizate în măsurarea deformărilor sunt rareori echilibrate perfect, unele dispozitive de condiţionare sunt prevăzute cu circuite de reglare de nul, un proces în care se ajustează raportul rezistenţelor netensionate pentru a balansa puntea în sensul dorit pentru a elimina tensiunea iniţială de offset. Alternativ, se poate măsura offsetul iniţial al punţii pentru a fi folosit apoi în rutinele de conversie pentru a compensa condiţiile iniţiale de neechilibrare.

Pentru a măsura aceste mici variaţii ale rezistenţei şi pentru a compensa sensibilitatea la temperatură, tensiometrele sunt în general construite în configuraţie de punte excitată de la o sursă de tensiune sau de curent. O astfel de punte este puntea Wheatstone, prezentată în figura 5.4, alcătuită din patru rezistenţe dispuse în cele patru laturi şi o sursă de tensiune de excitaţie VEX conectată între două colţuri opuse ale ei.

Tensiunea de ieşire V0 a punţii va fi:

(5.4)

Se observă în această relaţie că dacă R1/R2=R4/R3 tensiunea de ieşire va fi V0=0. În aceste condiţii, puntea se poate considera ca fiind echilibrată. Orice variaţie a rezistenţei oricărei ramuri a punţii va conduce la apariţia unei tensiuni de ieşire diferită de zero. Deci dacă înlocuim rezistenţa R4 din figura 5.4 cu un senzor tensometric, orice variaţie a rezistenţei tensiometrului va produce un dezechilibru în punte. Dacă notăm rezistenţa nominală a tensometrului cu RG şi

variaţia rezistenţei cu R atunci vom avea:

R=RG*GF*ε (5.5) Dacă R1=R2 şi R3=RG, ecuaţia (5.5) poate fi scrisă în funcţie de alungire ca raport între V0

şi VEX (figura 5.5). Termenul 1/(1+GF*ε/2) reprezintă neliniarităţile care apar la ieşirea punţii.

+

-

R4 R1

VEX V0 - +

R2 R3

Fig. 5.4. Configuraţie de masură în punte

+ -

R1 R +R G

V0 VEX - +

R R1 G

Fig. 5.5. Configuraţie de masură în punte cu rezistenţe egale

117


Dacă utilizam doi senzori tensorezistivi în punte efectul datorat temperaturii dispare. De exemplu, în figura 5.6 este prezentată o configuraţie cu două tensiometre: unul este activ

(RG+R), iar cel de-al doilea este plasat transversal pe direcţia alungirii fiind un tensiometru martor. De aceea, alungirea celui de-al doilea tensiometru este foarte mică, dar orice variaţie a temperaturii va afecta ambele tensiometre în aceeaşi măsură. Deoarece ambele tensiometre sunt afectate de aceeaşi variaţie a temperaturii, raportul dintre rezistenţele lor rămâne constant, tensiunea de ieşire rămâne aceeaşi şi deci efectul temperaturii este minimizat.

tensiometru

martortensiometru

activ Fig. 5.6. Reducerea efectului datorat temperaturii

Ca şi caz particular se poate dubla sensibilitatea punţii la alungire folosirea ambelor tensiometre, dar cu sens de deformare opus. De exemplu, în figura 5.7 este prezentat cazul unei grinzi care oscilează. Pentru acesta s-au folosit un senzor care se va tensiona (RG+ΔR) şi altul care se va comprima (RG-ΔR). Această configuraţie cu două tensiometre al cărui circuit echivalent este prezentat în figura 5.8 are la ieşire o tensiune liniară şi aproximativ dublă faţă de puntea cu un singur tensiometru.

Pentru a mări şi mai mult sensibilitatea circuitului se pot monta tensiometre pe fiecare ramură a circuitului, două care se vor tensiona şi două care se vor comprima precum cele din figura 5.8.

Alungire (RG+R)

Compresie (RG-R)

F

+ - V0

R R +R 1 G

VEX- +

R -R R G1

Fig. 5.7. Configuraţie de măsură în punte cu 2 senzori

+ - V0

RG+R

VEX

RG-R

- +

R -R G

R +RG

Fig. 5.8. Configuraţie cu 4 senzori în punte

118


Formulele prezentate pentru puntea Wheatstone pornesc de la ipoteza că tensiunea de ieşire este zero atunci când corpul nu suferă nici o alungire. Totuşi, în practică, există un offset iniţial. Pentru înlăturarea acestui offset există două metode. Prima metodă foloseşte un circuit pentru ajustarea rezistenţelor astfel încât să reechilibreze puntea. Cealaltă metodă măsoară tensiunea de offset şi o compensează prin software. Se obţin astfel ecuaţii pentru toate tipurile de punte Wheatstone care ţin cont de offsetul iniţial de ieşire. Aceste ecuaţii iau în calcul deasemenea şi efectul produs de rezistenţa firelor de legătură a tensiometrelor cu circuitul de măsură.

Influenţa firelor de legătură

În cazurile anterioare nu s-a ţinut cont de rezistenţa firelor de legătură ale tensiometrelor pentru a putea înţelege mai uşor modul în care funcţionează o punte alcătuită din unul sau mai multe tensiometre. Acest lucru poate fi însă foarte periculos în practică. De exemplu, pentru cazul prezentat în figura 5.9. în care un tensiometru care este conectat în circuit cu ajutorul a

două fire de rezistenţă RL=1 şi lungime de 15m, fiecare cablu introduce o rezistenţă de 2 pe latura punţii în care este conectată. Pe lângă faptul că fiecare rezistenţă adaugă o eroare de offset, ele reduc şi sensibilitatea tensiometrelor. În urma calculelor s-a observat că reducerea sensibilităţii este de (1+RL/RG)

Pentru a compensa această rezistenţă, se măsoară la început rezistenţa firului de legătură RL pentru ca apoi să fie folosită în calcule. Apare totuşi o problemă mult mai importantă – modificarea rezistenţei o dată cu temperatura . De aceea cea mai utilizată conectare a tensiometrelor în circuit este cea cu trei fire, prezentată în figura 5.10.

+ -

RL

V0

R1 RG+R

R3R2

VE - + RL

Fig. 5.9. Tip de conexiune cu 2 fire

+ - V0

R1 RG+R

R3 R2

VEX - +

RL

RL

RL

Fig. 5.10. Tip de conexiune cu 3 fire

119


În acest caz RL1 şi RL3 sunt plasate pe ramuri opuse ale punţii, deci orice variaţie de temperatură care apare se anulează reciproc. Cel de-al treilea fir RL2 este conectat la intrarea circuitului de măsură iar curentul care circulă prin el este foarte mic neducând la apariţia erorilor.

Condiţionarea semnalului pentru tensiometre

Măsurările tensiometrice implică sesizarea unor variaţii mici de rezistenţă şi din această cauză trebuie alese şi folosite cu grijă metodele de punte, circuitele de condiţionare, cablurile de legătură, sistemele de achiziţie a datelor pentru a putea realiza măsurători de precizie.

- Alegerea metodei de punte - În cazul în care puntea folosită nu are în componenţa sa patru tensiometre active, este necesar ca ea să fie completată cu rezistenţe de referinţă. De aceea, circuitele de condiţionare de semnal trebuie să asigure întotdeauna o jumătate de punte formată din două rezistenţe de referinţă de precizie pentru completarea circuitului în cauză. În figura 5.11. este prezentat circuitul format din două tensiometre active şi două rezistenţe: R1 şi R2. Rezistenţa nominală a acestor două rezistenţe este mai puţin importantă decât egalitatea lor. Ideal este ca ele să fie egale şi să furnizeze o tensiune de referinţă stabilă, egală cu VEX/2, la intrarea

negativă a canalului de măsurare. De exemplu, pentru rezistenţe de completare de 2,5k toleranţa admisă este de 0,02%. Rezistenţa ridicată a rezistoarelor de completare ajută la reducerea curentului preluat de la sursa de excitare.

Fig. 5.11. Circuit de măsură pentru tensiometru - Excitaţia punţii - tensiometrele folosesc surse de tensiune constantă pentru alimentarea

punţii. Deşi nu există nici o valoare standard pentru această tensiune, pe plan industrial este recunoscută valorile cuprinse între 3-10V. Valorile ridicate ale tensiunii de excitaţie asigură o tensiune de ieşire ridicată, dar în acelaşi timp dă naştere la erori de măsurare mai mari datorită autoîncălzirii. De asemenea este foarte important ca tensiunea de excitaţie să fie cât mai stabilă. Atunci când nu se poate asigura o tensiune de excitaţie constantă ea trebuie măsurată cu precizie pentru a fi apoi folosită la calcului alungirii.

Dacă tensiometrul este situat la distanţă de circuitul de condiţionare de semnal sau de sursa de excitaţie, o posibilă eroare este căderea de tensiune pe firele care conectează sursa de tensiune la punte. De aceea, unele dintre circuitele de condiţionare de semnal includ circuite de măsurare la distanţă pentru a compensa această eroare. Sunt două metode folosite pentru măsurarea la distanţă. Una dintre metode foloseşte reacţia direct de pe sarcină prin folosirea de legături suplimentare pentru a regla sursa de alimentare în vederea compensării pierderilor pe firele de legătură pentru a alimenta puntea cu tensiunea necesară. Cealaltă metodă foloseşte un

120


circuit separat de măsurare directă a tensiunii de excitaţie. Datorită faptului că firele legătură sunt parcurse de un curent foarte mic, rezistenţa lor are un efect neglijabil asupra măsurătorilor. În acest caz tensiunea de excitaţie măsurată este folosită apoi în procesele de transformare a tensiunii măsurate în lungime pentru a compensa pierderile din firele de legătură.

- Amplificarea semnalului - Semnalele de la ieşirea tensiometrelor şi a punţilor sunt relativ mici. În practică, majoritatea tensiometrelor montate în punte au o sensibilitate de ieşire mai mică decât 10mV/V.Aceasta înseamnă că, cu o tensiune de excitaţie de 10V, tensiunea de ieşire va fi de 100mV. De aceea, circuitele de condiţionare de semnal conţin de obicei circuite de amplificare pentru a ridica nivelul semnalului şi deci a îmbunătăţi rezoluţia şi raportul semnal zgomot.

- Echilibrarea unei punţi, anularea offset-ului - atunci când se conectează o punte în circuit, este foarte puţin probabil ca tensiunea de ieşire să fie nulă, chiar dacă nu s-a efectuat nici o alungire. Orice variaţie a rezistenţelor ramurilor punţii sau a firelor de legătură generează o tensiune iniţială de offset diferită de zero. Există câteva metode care se folosesc pentru a contracara efectul acestei tensiuni iniţiale de offset.

- compensare prin software - această metodă constă în măsurarea tensiunii iniţiale de offset, înainte de a aplica semnal de intrare. Această valoare este folosită apoi în calcule. Această metodă este simplă, rapidă şi nu necesită ajustări manuale. Dezavantajul acestei metode este acela că nu se poate înlătura tensiunea iniţială de offset a punţii, existând cazul în care această tensiune este destul de mare astfel încât prin folosirea unui amplificator tensiunea de ieşire să depăşească limitele dinamice ale aparatului de măsurare sau să apară limitări datorate circuitului de amplificare.

- circuit pentru anularea tensiunii de offset - când se conectează în circuit o rezistenţă variabilă sau un potenţiometru pentru a aduce manual tensiunea de ieşire la zero. În figura 5.12 se prezintă un astfel de circuit. Prin modificarea rezistenţei potenţiometrului RPOT se poate controla nivelul tensiunii de ieşire şi regla valoarea de zero. Din valoarea rezistenţei RNULL se selectează domeniul în care poate fi făcută calibrarea

- circuit tampon pentru anularea tensiunii de offset - această metodă nu afectează puntea

direct la fel şi metodele software. Cu ajutorul acestui circuit suplimentar, denumit şi circuit de anulare de offset, se adună o tensiune variabilă de curent continuu la intrarea amplificatorului instrumental cu care se măsoară tensiunea de dezechilibru a punţii tensiometrice.

Uzual tensiometrele sunt dispozitive având impedanţă redusă, au nevoie de sursă de excitaţie mare pentru a obţine niveluri rezonabile ale tensiunii de ieşire. Un exemplu tipic de tensiometru în punte este celula de sarcină, cu o impedanţă tipică de 350 Ω şi o sensibilitate maximă de câţiva mV pentru fiecare V al tensiunii de.

Fig. 5.12. Circuit pentru anulare offset

VEX + - V0

R1 R4

R3 R

RPOT - +RNULL

2

121


Celula de sarcină este compusă din patru tensiometre conectate în punte de aşa cum se observă în figura 5.13. Pentru o tensiune de excitaţie a punţii de 10V şi cu o sensibilitate maximă de 3mV/V, se obţine un semnal maxim de 30mV la ieşirea punţii pentru o încărcare maximă a acesteia. Semnalul de ieşire poate fi mărit prin creşterea tensiunii de excitare a punţii dar in acest caz apar efecte de auto-încălzire ce pot provoca erori de citire sau chiar distrugerea celulei de măsură.

Multe celule de sarcină au circuit de “sens“ pentru a permite compensarea lungimii firelor de legătură. O astfel de conexiune este prezentată în figura 5.14. De asemenea, unele celule de sarcină au rezistoare interne suplimentare pentru compensarea efectului de variaţie cu temperatura a semnalului de ieşire.

Un exemplu complet de circuit pentru condiţionarea unei punţi a unei celule de sarcină este prezentat în figura 5.15. Puntea completă conţinând 4 senzori tensiometrici este entitate separată ce poate fi ataşată la orice suprafaţă a cărei tensiune mecanică sau deformaţie trebuie măsurată.

În scopul de a facilita măsurarea de la distanţă , este folosită metoda de excitare a punţii de măsură cu un curent 10mA. Puntea tensiometrică generează la ieşire un semnal de 10.25mV/1000µe. Semnalul este amplificat de amplificatorul de instrumentaţie AD620, ale cărui rezistenţe din circuitul de reglare a câştigului au fost alese încât să sigure o amplificare de 100 ori a semnalului de la ieşirea punţii. Valoarea maximă a semnalului de la ieşirea amplificatorului poate fi ajustată prin utilizarea unui potenţiometru de 100 Ω, astfel încât pentru o deformaţie de -

F R4

R3

Fig. 5.13. Configuraţie celulă de măsură

Alungire (R+R)

(R-R) Compresie

R2 R4

R1 R3 + -

V0

R1

R2

VEX +-

+V

R4

R3

Fig. 5.14 Configuraţie punte cu 6 fire

R1

R2

+Vout

+SENSE

-Vout

- SENSE

-VB

122


3500µe, să se obţină la ieşire -3.500 V iar pentru o deformaţie de +5000µe să se obţină la ieşire +5.000 V.

Semnalul astfel obţinut la ieşirea amplificatorului poate fi transformat în semnal digital folosind un circuit de conversie analog numerică. Condensatorul de 0.1µF cinectat între pinii de intrare ai amplificatorului AD620 serveşte ca filtru EMI/RFI împreună cu rezistenţa punţii de 1kΩ. Se obţine astfel o frecvenţă de tăiere a filtrului de aproximativ 1,6 kHz.

Fig. 5.15 Exemplu de circuit de condiţionare

Un alt exemplu este circuitul de amplificare pentru o celula de sarcină prezentat în figura 5.16. În acest caz puntea folosită are o rezistenţă tipică de 350 Ω.

Fig. 5.16 Exemplu de circuit de condiţionare

123


Tensiunea de excitaţie a punţii cu o valoare de 10.000V obtinută pornind de la o sursa de

precizie de tensiune AD588 împreună cu amplificatorul operaţional de precizie OP177 şi tranzistorul 2N2219A folosit ca un buffer. Acest ansamblu furnizează un curent de alimentare a punţii de aproximativ 28.57mA.

AD588 este un circuit referinţă de tensiune monolit având o eroare iniţială foarte mică şi o deriva termică scăzută. AD588 are incluse în structura sa internă alături de celula de referinţă de bază şi trei amplificatoare suplimentare care prin diverse conexiuni ale pinilor furnizează anumite tensiuni programabile de ieşire (figura 5.17). Amplificatoarele sunt ajustate cu laser pentru a obţine un offset şi o derivă termică foarte mică a tensiunii de referinţă. Erorile iniţiale foarte reduse permit circuitului AD588 să fie folosit ca sursă de referinţă în aplicaţiile de măsurare ce necesită o precizie absolută de 12 biţi.

Fig. 5.17 Structura circuitului AD588

Pentru a asigura liniaritatea circuitului de măsură al punţii se utilizeaza un circuit de instrumentaţie ce necesită un număr minim rezistenţe ceea ce face ca întreaga schemă implementată (figura 5.17) să fie foarte precisă, stabilă, şi rentabilă. Singura cerinţă este ca rezistorul de 475 Ω şi potenţiometrul de 100Ω să aibă derivă termică scăzută, astfel încât amplificarea să nu se modifice in funcţie de temperatura exterioară în temperatură.

Pentru senzorii de tip punte rezistivă firma Burr Brown produce circuitul specializat de condiţionare XTR106. Acesta este un circuit de cost relativ redus având ieşire în curent 4-20mA destinat în special punţilor rezistive. Circuitul furnizează şi tensiunea de excitare a punţii de 2,5V sau 5V, include un amplificator de instrumentaţie şi un circuit de liniarizare a caracteristicii senzorului. Alimentarea pentru circuitele externe este disponibilă la pinul VREG. Amplificatorul instrumental poate fi folosit pentru o plajă foarte largă de amplificări necesare diferitelor tipuri de semnale de intrare sau senzori. Eroarea totală regăsită în curentul de ieşire, incluzând şi eroarea de neliniaritate, are valori mici ce nu necesită ajustare în multe aplicaţii nu foarte pretenţioase.

124


Liniarizarea circuitului se realizează prin obţinerea unei funcţii de transfer de ordinul doi prin comanda tensiunii de excitare a punţii. Acest lucru reduce de cel puţin 20 de ori neliniaritatea circuitului. În figura 5.18 se prezintă caracteristicile ieşirii punţii fără liniarizare şi cu liniarizare.

Fig. 5.18 Caracteristica de ieşire a punţii

În figura 5.19 se prezintă conexiunea de bază a circuitului XTR106. Tensiunea de

alimentare a buclei de curent VPS realizează şi alimentarea tuturor circuitelor. Ieşirea de curent poate fi măsurată uşor măsurând căderea de tensiune pe o rezistenţă de sarcină RL conectat în

circuitul de curent. Un condensator COUT de 0.01F până la 0.03F se va conecta între V+ şi ieşirea de curent.

Fig. 5.19 Circuitul XTR106

O tensiune de referinţă de 2.5V sau 5V este disponibilă pentru excitarea punţii. Pentru o tensiune de 5V pinul VREF5 trebuie conectat la punte ca în figura 5.19. Pentru o alimentare a punţii la 2.5V este necesară conectarea pinului 13 la pinul 14. Ieşirile punţii sunt conectate la

125


126

intrările amplificatorului instrumental V+IN şi V-

IN. Un condensator de 0.01F este bine să fie

conectat între intrări, pentru punţi cu impedanţa mai mare de 10K. Rezistenţa RG setează câştigul amplificatorului instrumental necesar obţinerii tensiunii maxime de ieşire VFS.

Pinul 12 (Lin Polarity) şi RLIN realizează o corectare de ordinul doi a liniarităţii . Se obţine astfel o îmbunătăţirea liniarităţii de cel puţin 20 de ori. Conexiunea pinului Lin Polarity determină polaritatea corecţiei de neliniaritate. Pentru aceasta el se conectează la IRET sau VREG. Lin Polarity trebuie conectat la VREG dacă circuitul de corecţie a neliniarităţii nu se foloseşte. RLIN este aleasă în conformitate cu ecuaţia:

(5.6)

unde KLIN este constanta de liniaritate a punţii iar B este neliniaritatea relativă a punţii referitor la valoarea maximă a semnalului de ieşire VFS. Tensiunea de alimentare a punţii va deveni astfel:

(5.7)

Funcţia de transfer completă pentru circuitul de curent este :

I0=4mA+40VIN/RG (5.8)

unde VIN este tensiunea diferenţială de intrare. Este evident faptul că dacă RG nu este folosit

(RG=) amplificarea circuitului instrumental este 0 iar ieşirea de curent va fi de 4mA. O Tensiune de intrare negativă va duce la scăderea curentului de ieşire sub 4mA. Creşterea în continuare a tensiunii negative de intrare va avea ca efect limitarea curentului de ieşire la aproximativ 1,6mA. Curentul de ieşire nu va scădea niciodată sub IREF + IREG adică suma curenţilor de alimentare a punţii şi a circuitelor externe. Creşterea tensiunii pozitive de intrare peste VFS va avea ca efect creşterea curentului de ieşire până la aproximativ28mA valoare la care curentul se va limita.

Pinul IRET este pinul prin care se închid curenţii de la sursa de referinţă şi de la VREG. Pinul IRET serveşte ca şi masă locală şi este punctul de referinţă pentru VREG şi pentru tensiunea de referinţă. Curentul IRET este compus şi din toţi curenţii folosiţi în circuitele externe şi va fi inclus în curentul de ieşire fără a cauza erori.

Tranzistorul extern Q1 conduce tot curentul din bucla de curent 4-20mA. Folosirea tranzistorului extern izolează majoritatea puterii disipate de circuitele de circuitele de precizie ale lui XTR106.

Rezistenţele R1 şi R2 din circuitul punţii sunt folosite pentru a regla balansul punţii. Valorile R1 şi R2 depind de impedanţa punţii şi de domeniul de reglaj necesar. Acest circuit de ajustare este o sarcină adiţională pentru VRET , egală cu R2. Valoarea aproximativă a lui R1 poate fi calculată cu relaţia:

(5.9)

unde RB este rezistenţa punţii iar VTRIM în volţi este tensiunea de balans dorită să se anuleze.R2 se alege încât să fie egală sau de valoare mai mică decât R1.

Capitolul VI. Circuite de condiționare a semnalelor senzorilor și traductoarelor

127

CAPITOLUL VI

CIRCUITE DE CONDIȚIONARE A SEMNALELOR SENZORILOR ȘI

TRADUCTOARELOR

6.1. Introducere

Sistemele de măsurare moderne sunt folosite într-o largă varietate de aplicaţii. În laboratoare, în mediul normal de lucru şi în mediul industrial, aceste sisteme se comportă ca module de măsurare a semnalelor de tensiune. Totuşi, mulţi senzori şi traductoare reale necesită condiţionare de semnal înainte ca un sistem de achiziţie să poată prelua efectiv şi exact semnalul de la aceştia. Partea de condiţionare a semnalelor poate îndeplini funcţii ca amplificare, atenuare, filtrare, izolare electrică, eşantionare simultană şi multiplexare. În plus, multe traductoare necesită curenţi sau tensiuni de excitaţie, realizarea de punţi de măsură, liniarizare, sau amplificare mare pentru o operare corectă şi exactă. De aceea, majoritatea sistemelor de măsurare includ unele module de condiţionare de semnal înainte de conectarea la sistemele de achiziţie a datelor, după cum este ilustrat în figura 6.1.

Fig. 6.1 Structura unui sistem de măsură

Pentru o bună înţelegere în primul rând sunt prezentate necesităţile de condiţionare a semnalului pentru cele mai utilizate traductoare din mediul industrial.

Astfel condiţionarea semnalelor este una dintre cele mai importante componente ale sistemelor de achiziţie şi control, dar care, de cele mai multe ori, este tratată superficial, sau chiar ignorată.

Sistemele de măsură încep cu un senzor sau traductor, dispozitiv care converteşte o proprietate fizică măsurabilă într-un semnal electric. În momentul de faţă sunt disponibili senzori sau traductoare pentru o multitudine de mărimi de intrare. Ieşirea acestora, de cele mai multe ori, nu este standardizată, astfel încât nu se poate lega direct la un sistem de achiziţie a datelor. Au apărut astfel circuitele de condiţionare a semnalelor care convertesc semnalul de la senzori sau traductoare în semnal (de obicei tensiune) ce poate fi aplicat convertoarelor analog numerice din sistemul de achiziţie. În cazul în care cablurile de legătură şi circuitele de condiţionare nu sunt alese corespunzător, atunci sistemul de achiziţie va furniza o informaţie eronată sau chiar fără


128

sens. Marea majoritate a senzorilor necesită circuite de condiţionare a semnalelor, dar nici un

instrument nu are capabilitatea de a îngloba circuite de condiţionare a semnalelor pentru orice senzor disponibil. De exemplu, termocuplul furnizează un semnal de tensiune foarte scăzută, care necesită amplificare, filtrare şi liniarizare. Alţi senzori, cum ar fi mărcile tensometrice şi accelerometrele necesită circuite de alimentare în combinaţie cu circuite de amplificare şi filtrare, alte surse de semnal necesită izolare pentru protecţia sistemului la supratensiuni.

Datorită numărului mare de funcţii pe care trebuie să le îndeplinească circuitele de condiţionare, nu se poate realiza unul general. Se realizează circuite de condiţionare care îndeplinesc una sau mai multe funcţii, cum ar fi:

- amplificarea; - atenuarea;

- adaptarea de impedanţă; - eşantionarea şi memorarea; - multiplexarea şi amplificarea programată; - filtrarea;

- conversia tensiune-frecvenţă; - excitare; - liniarizare; - izolarea.

6.2 Amplificarea

Amplificarea este folosită atunci când nivelul tensiunii ce trebuie măsurată este foarte mic, pentru a aduce semnalul la parametrii doriţi. Deoarece semnalele obţinute de la senzori sunt foarte mici, circuitele de condiţionare pot îmbunătăţi acurateţea datelor prin amplificare. Amplificarea vine în sprijinul îmbunătăţirii calităţii semnalului aducându-l la un nivel necesar convertorului analog-numeric folosit. Astfel se măreşte rezoluţia şi sensibilitatea măsurării.

Unele sisteme de achiziţie a datelor includ şi circuite de amplificare, dar multe traductoare, cum ar fi şi termocuplele, necesită amplificare suplimentară.

Folosind circuite de condiţionare externe plasate aproape de sursa de semnal rezultă o creştere a raportului semnal/zgomot datorită amplificării semnalului util înainte ca acesta să fie afectat de perturbaţii. Pentru a realiza amplificări, în mod curent se folosesc amplificatoare operaţionale iar în cazurile mai pretenţioase amplificatoare de instrumentaţie.

6.2.1 Amplificatoare operaţionale

Amplificatoarele operaţionale sunt dispozitive extrem de eficiente şi versatile. Aplicaţiile lor sunt foarte diverse, putându-se realiza: circuite de condiţionare, funcţii speciale de transfer, instrumentaţie analogică, sisteme speciale de măsură şi control.

Termenul de amplificator operaţional este folosit de obicei pentru amplificatoarele ce pot realiza şi operaţii matematice. Folosirea acestora împreună cu reacţia negativă duce la obţinerea unei amplificări precise şi stabile dependente doar de circuitul de reacţie folosit.


129

Amplificatorul diferenţial

Amplificatorul operaţional (AO) este un circuit integrat care are calitatea de a furniza la ieşire o tensiune proporţională cu diferenţa potenţialelor celor două intrări ale sale. Factorul de

amplificare a acestei diferenţe este foarte mare ( de ordinul 105). Elementul esenţial al unui amplificator operaţional este amplificatorul diferenţial.

Principiul de funcţionare al amplificatorului diferenţial poate fi înţeles pe baza schemei din fig. 6.2.

Tranzistorii T1 şi T2 trebuie să fie foarte bine împerecheaţi astfel încât să aibă parametrii

identici. U1 şi U2 sunt tensiunile de intrare aplicate între cele două baze şi masă, iar V1 şi V2 sunt potenţialele faţă de masă ale celor doi colectori. Colectorii tranzistoarelor reprezintă ieşirile amplificatorului. Între emitorii comuni ai tranzistoarelor şi masă este conectată o sursă de curent constant. Dacă factorii de amplificare ai tranzistoarelor sunt foarte mari, curenţii de bază pot fi neglijaţi, astfel încât:

IC1 IE1 şi (6.1) C2 E2I I

Datorită prezenţei sursei de curent constant, suma celor doi curenţi de emitor va fi constantă şi, în virtutea aproximaţiilor (3.1) rezultă că va fi constantă şi suma celor doi curenţi de colector:

C1 C2I I co nst (6.2)

Aceasta înseamnă că o variaţie a unuia dintre cei doi curenţi într-un sens va fi imediat compensată de variaţia celuilalt curent cu aceeaşi cantitate dar în sens opus:

C1 C2i i (6.2)

Datorită acestui fapt, fiecare dintre cei doi curenţi de colector va putea fi influenţat de oricare dintre cele două tensiuni de bază. Astfel, dacă de exemplu U2 = const., o creştere cu Δu1

a tensiunii U1

va determina o creştere a curentului IC1

cu ΔiC1

şi o scădere cu aceeaşi cantitate a

curentului IC2. Deoarece rezistenţele din colectorii tranzistoarelor şi variaţiile curenţilor de colector sunt identice, variaţiile potenţialelor colectorilor vor fi şi ele identice dar

IE1

+Ec

IB1 U2

IE2

I0

V2 V1

IB2

Ic1 Ic2

R R

U1

Fig. 6.2 Structura amplificatorului diferenţial


130

complementare. În cazul prezentat anterior V1 se va micşora şi V2

va creşte (ţinând cont şi de

caracterul inversor al tranzistorului). Astfel:

ΔV1 = -ΔV2 (6.4)

Dacă se definesc câştigurile (amplificările) de la intrările spre ieşirile tranzistoarelor T1 şi

T2:

11

1

vg

u

(6.5) (6.6) pe baza raţionamentului precedent, se poate scrie egalitatea şi complementaritatea lor: g

1 = -g

2 = g (6.7)

Datorită faptului că fiecare tranzistor lucrează ca inversor câştigurile individuale sunt negative. Din relaţiile (6.5) – (6.7) se poate scrie şirul de egalităţi:

1 2

1 2

v vg

u u

(6.8)

Aşadar, potenţialul variabil v1 este o funcţie de două variabile:v1

= v1 (u1,u2). Variaţia sa

poate fi scrisă sub forma:

2 1

1 11 1

u 0 u 01 2

v vv u

u u

2u (6.9)

Ţinând seama de relaţia (6.8), relaţia precedentă se poate scrie sub forma:

2 2

1 11 1

u 0 u 01 1

v vv u

u u

2u

2)

1)

(6.10)

s

(6.11)

au:

1 1v g( u u

Datorită complementarităţii comportării celor doi tranzistori, putem scrie fără nici un fel de demonstraţie:

2 2v g( u u (6.12)

Dacă variaţiile potenţialelor celor două intrări sunt identice (∆u2=∆u1), se spune că avem o tensiune de mod comun. Din ultimele două relaţii se vede imediat că amplificatorul diferenţial nu amplifică tensiunea de mod comun. Se mai spune că tensiunea de mod comun este rejectată.

Expresia factorului de amplificare a tensiunii diferenţiale poate fi dedusă pe baza


131

schemei echivalente în de semnal mic a amplificatorului diferenţial prezentat anterior în figura 6.2. Schema de semnal mic este prezentată în fig. 6.2 unde între emitorii comuni şi masă apare o întrerupere a circuitului datorită faptului că variaţia unei mărimi constante (aici I0) este nulă.

h11 RcRch11

h21∆ib2h22

-1

∆I0=0

h22-1h21∆ib1

∆u1

∆ib1 ∆ib2

∆u2

Fig. 6.3 Schema echivalentă de senmal mic

Deoarece admitanţa de ieşire h22 este de ordinul 10-5 - 10-6 Ω-1, rezistenţa de ieşire h-1 va fi foarte mare (10-5 - 10-6 Ω ), astfel încât se poate neglija curentul care o traversează şi ea poate fi eliminată din circuit. Cu această precizare, schema echivalentă din fig. 6.3 poate fi transcrisă într-o formă mai sugestivă (fig. 6.3).

Rc∆v1 ∆v2Rc

h21∆ib2h21∆ib1

h1∆ib1 h1 ∆ib2

Fig. 6.3 Schema echivalenta simplificată

∆u2∆u1

Ne interesează calculul amplificării diferenţiale g definite de relaţia (6.11). Dacă

scriem expresiile legilor lui Kirchhoff în unicul nod al reţelei şi pe ochiul marcat în figură, obţinem ecuaţiile:

b1 b2 21 b1 21 b2i i h i h i 0 (6.13)

1 2 11 b1 11 b2u u h i h i (6.14)

Ecuaţia (6.13) mai poate scrisă sub forma (h21+1)∆ib1 = - (h21+1)∆ib2 , de unde rezultă că: ∆ib1 = −∆ib 2 (6.15)


132

Din relaţiile (6.14) şi (6.15) se obţine pentru variaţia curentului de bază:

1b1

11

u ui

2h

2 (6.16)

Variaţia tensiunii de ieşire este chiar căderea de tensiune pe rezistenţa Rc:

∆v1 = −h21 ∆ib1 Rc (6.17)

Astfel, factorul de amplificare diferenţială poate fi scris :

g v1

u1u2

h21

2h11

RC (6.18)

Din relaţia (6.16) poate fi exprimată rezistenţa de intrare a amplificatorului diferenţial:

1 2in 11

b1

u ur

2i

2h (6.19)

Parametrul a unui transistor are valoarea aproximativă de 25kΩ, astfel că rin kΩ. Valoarea ei poate fi mărită dacă intrarea în amplificator se face prin intermediul unui tranzistor compus Darlington sau a unui tranzistor cu efect de câmp.

Amplificatorul operaţional

Amplificatoarele operaţionale au în structura lor circuite de intrare care le asigură o rezistenţă de intrarea foarte mare, amplificatoare diferenţiale, circuite de amplificare şi circuite de ieşire care le asigură o rezistenţă de ieşire foarte mică. Simbolul folosit pentru amplificatorul operaţional este prezentat în figura 6.4. Amplificatorul operaţional este alimentat cu tensiuni simetrice (V+ şi V-) pentru ca la ieşire să poată fi obţinute atât tensiuni pozitive cât şi tensiuni

negative faţă de un potenţial de referinţă care este potenţialul bornei comune a celor două surse de alimentare. Trebuie să menţionăm faptul că amplificatorul operaţional ca circuit integrat nu are o bornă de masă.

Denumirea de amplificator operaţional i-a fost atribuită acestui circuit integrat la începuturile existenţei lui, când a fost folosit în electronica analogică şi pentru efectuarea de operaţii aritmetice.

V+i -

V-

ud

i+

u+

u -

Traseu comun

v

Fig. 6.4 Simbolul amplificatorului

Notaţiile folosite în fig. 6.4 au următoarele semnificaţii:


133

V+, V- - tensiunile de alimentare simetrice cu valori uzuale în intervalul 12 – 20V;

"+" , "-" - intrarea neinversoare respectiv intrarea inversoare;

u+ , u- - diferenţele de potenţial faţă de traseul comun ale intrărilor neinversoare şi inversoare (tensiuni de intrare).

i+ , i- - curenţii de intrare în amplificatorul operaţional;

v – diferenţa de potenţial dintre ieşire şi traseul comun (tensiunea de ieşire).

Diferenţa dintre cele două tensiuni de intrare se numeşte tensiune diferenţială de intrare:

du u u (6.20)

Tensiunea de ieşire a amplificatorului operaţional este proporţională cu tensiunea diferenţială de intrare. Factorul de proporţionalitate dintre ele a fost denumit factor de amplificare în buclă deschisă a tensiunii diferenţiale de intrare, Ad. Astfel:

d u uv A (6.21)

Se face menţiunea “în buclă deschisă” deoarece este vorba despre amplificarea în absenţa oricărui fel conexiune între borna de ieşire şi bornele de intrare (reacţie) . Din ultima relaţie se vede că dacă u+ = 0, atunci v = -Adu- adică tensiunea de ieşire are polaritatea inversată faţă traseul comun, comparativ cu tensiunea de intrare. De asemenea, dacă u- = 0, atunci v =

Adu+, adică tensiunea de ieşire are aceeaşi polaritate faţă de traseul comun ca şi tensiunea de intrare. Din acest motiv cele două intrări se numesc “inversoare” şi “neinversoare”.

Dacă tensiunile aplicate pe cele două intrări sunt egale se vorbeşte despre tensiunea de mod comun definită ca:

Cuu u

2

(6.22)

La prezentarea amplificatorului diferenţial s-a văzut că dacă tensiunile de intrare sunt identice (amplitudine, frecvenţă, fază), tensiunea de ieşire va fi nulă. În cazul unui amplificator operaţional real acest lucru nu se mai întâmplă. Chiar şi în cazul modului comun va exista la ieşire o tensiune foarte mică nenulă, vc. Raportul dintre aceasta şi tensiunea de mod comun a fost

denumit factor de amplificare a tensiunii de mod comun:

CC

C

vA

u (6.23)

Raportul dintre factorul de amplificare a tensiunii diferenţiale de intrare şi factorul de amplificare a tensiunii de mod comun se numeşte rejecţia modului comun (RMC) şi se exprimă în decibeli:

C

Ad C dBA

RM (6.24)

Valoarea rejecţiei de mod comun este o măsură a calităţii amplificatorului diferenţial. Cu cât rejecţia de mod comun are o valoare mai mare cu atât amplificatorul este mai bun.

O ultimă mărime caracterstică a amplificatorului operaţional este tensiunea de decalaj la intrare, vDi. Ea reprezintă valoarea acelei tensiuni care ar trebui aplicată la una din cele două intrări pentru ca tensiunea de ieşire să fie nulă, dacă u+ = u- = 0 şi există o conexiune de


134

reacţie de la ieşire spre intrarea inversoare. Valorile uzuale ale parametrilor caracteristici ai amplificatorului operaţional sunt:

Ad 105 – 106 (amplificare diferenţială foarte mare);

Rin 106Ω (rezistenţa de intrare foarte mare);

Ries 102 - 103Ω (rezistenţăde ieşire foarte mică);

i+, i- 10-9A (curenţi de intrare foarte mici);

RMC 60 -100dB (rejecţie mare a tensiunii de mod comun);

vDi 10-5V. (tensiune de decalaj la intrare foarte mică)

Având în vedere aceste valori, în foarte multe cazuri practice, atunci când condiţiile de proiectare o permit, se lucrează cu noţiunea de amplificator operaţional ideal, pentru care se admit următoarele aproximaţii:

Ad

Rin

Ries = 0

i+, i-=0

RMC

vDi 0

Deoarece factorul de amplificare a tensiunii diferenţiale este foarte mare, o diferenţă oricât de mică între u+

şi u-

va provoca la ieşire o tensiune mare. Dar cât de mare? Să luăm un exemplu:

dacă ud= 100μV şi Ad = 10

5, atunci v=10V. În schimb, dacă tensiunea diferenţială de intrare ar fi

de 1mV tensiunea de ieşire ar trebui să fie de 100V. Dar tensiunea de ieşire nu poate depăşi tensiunea de alimentare, astfel tensiunea de ieşire se va limita valoarea v≤V+. Se spune în acest caz despre ieşirea amplificatorului că este în saturaţie pozitivă. În cazul în care tensiunea diferenţială de intrare este negativă, ieşirea amplificatorului fără reacţie poate intra în saturaţie negativă. Caracteristica de transfer a unui amplificator operaţional real, v = v(ud), este prezentată în figura 6.5a. Panta caracteristicii în vecinătatea originii este cu atât mai mare cu cât factorul de amplificare a tensiunii diferenţiale este mai mare.

V-

saturaţie pozitivă

saturaţie negativă

tgα = Ad AO REAL

V+

v

ud=u+ - u-

0 α

ud=u+ - u-

saturaţie negativăV-

AO IDEAL

saturaţie pozitivăv

V+

α0

tgα = Ad →∞

a) Caracteristica reală b) Caracteristica ideală

Fig 6.5 Caracteristica de transfer a unui AO


135

Caracteristica de transfer a amplificatorului operaţional ideal este prezentată în fig. 6.5b. Se poate observa că în cazul ideal saturaţia pozitivă sau negativă înseamnă tensiuni de ieşire egale cu tensiunile de alimentare.

În analizele care vor urma referitoare la aplicaţiile amplificatorului operaţional se va utiliza doar cazul ideal. Erorile faţă de cazul real nu sunt semnificative, în schimb modalităţile de analiză se simplifică considerabil. De asemenea, nu se vor mai figura în scheme tensiunile de alimentare simetrice şi se va renunţa la indicele “d” din notaţia factorului de amplificare a tensiunii diferenţiale, notându-l simplu cu A. Având în vedere aceste precizări putem stabili schema echivalentă a amplificatorului operaţional care se va folosi la analiza circuitelor prezentată în figura 6.6.

Din punct de vedere al intrărilor, între acestea este o întrerupere pentru că rezistenţa de intrare este infinită. Faţă de sarcina conectată la ieşirea sa, amplificatorul operaţional ideal se comportă ca o sursă ideală de tensiune cu valoarea v = A (u+- u-).

ud u- A(u+ - u- ) v= A(u+ - u- )

u+

Fig. 6.6 Schema echivalentă a AO

Am arătat că o tensiune diferenţială oricât de mică poate “forţa” ieşirea în saturaţie pozitivă sau negativă datorită factorului de amplificare foarte mare. Acest inconvenient poate fi înlăturat dacă ieşirea se conectează printr-o rezistenţă la intrarea inversoare (rezistenţa R din fig. 6.7). reacţie negativă (RN)

R

u1

v

i-

ir i1

u2

i2=i+

Fig. 6.7 Reacţia negativă

Aceasta este o conexiune de reacţie negativă (tensiunea de la ieşire este opusă ca semn

tensiunii de la intrarea inversoare) care are drept consecinţă o reducere drastică a amplificării. Deoarece factorul de amplificare fără conexiunea de reacţie este oricum foarte mare, se poate


136

permite o micşorare a lui. Se poate vedea deasemenea ce alte consecinţe mai are existenţa unei conexiuni de reacţie

negativă. Se va calcula rezistenţa de intrare a amplificatorului din figura 6.7. Sursele de tensiune de la cele două intrări “simt” o sarcină pe care debitează energie (figura 6.8).

i1

RinRN u1 i2 u2

Fig. 6.8 Rezistenţa de intrare a AO Rezistenţa acestei sarcini reprezintă chiar rezistenţa de intrare a amplificatorului şi

ea poate fi exprimată cu ajutorul relaţiei:

1 2inRN

u uR

1 2i i

1

(6.25)

Rezistenţa de intrare poate fi calculată pe baza schemei echivalente a amplificatorului, schemă prezentată în figura 6.9.

R

ir=i1 i1 i-=0

u-=u1 i2=i+=0u1

v=A(u+ - u- u+=u2 )u2

Fig. 6.9 Schema echivalentă a circuitului de intrare

În urma analizei ei se pot scrie următoarele ecuaţii: i2=0 (6.26)

u+=u2 (6.27)

u-=u1 (6.28)

i u1A u u

R

u1Au2 Au1

R

A u1 u2 R

(6.28)


137

În ultima relaţie s-a ţinut seama de egalităţile (6.27) şi (6.28) şi de faptul că A >> 1. Din relaţiile (6.25), (6.26) şi (6.28) rezultă expresia finală a rezistenţei de intrare a amplificatorului din fig. 6.7:

inRNR

RA

(6.29)

De cele mai multe ori rezistenţa de reacţie este de ordinul 10-20kΩ. Astfel, dacă R = 10kΩ

şi A = 105, rezultă pentru rezistenţa de intrare valoarea R

inRN = 0,1Ω. Aceasta este o valoare

extrem de mică comparativ cu celelalte rezistenţe care apar în circuit, fiind aproape un scurtcircuit. Deoarece ea apare conectată între cele două intrări ale amplificatorului operaţional, se poate spune cu o foarte bună aproximaţie că potenţialul faţă de masă al intrării inversoare este egal cu potenţialul faţă de masă al intrării neinversoare:

(6.30) u u

În cazul particular în care intrarea neinversoare este conectată la traseul comun, considerat ca potenţial de referinţă nul (masă), potenţialul intrării neinversoare va fi şi el nul. În acest caz se spune despre nodul M (fig. 6.10) că este un punct virtual de masă (PVM).

R

M

PUNCT VIRTUALDE MASĂ

Fig. 6.10 Punctul de masă virtual

S-a folosit cuvântul “virtual” deoarece între intrarea inversoare şi masă nu există un contact galvanic. Potenţialul nul este rezultatul reacţiei negative realizate prin rezistenţa R.

Circuite de bază cu amplificatoare operaţionale

Deoarece factorul de amplificare al amplificatorului operaţional în buclă deschisă este foarte mare, la aplicarea unei mici diferenţe de potenţial între intrările sale amplificatorul operaţional poate intra în saturaţie pozitivă sau negativă. De aceea, atunci când este folosit în diferite aplicaţii, se realizează o buclă de reacţie negativă prin conectarea unei rezistenţe între ieşire şi intrarea inversoare. Pe lângă micşorarea drastică a factorului de amplificare, reacţia negativă are şi un rol determinant în mărirea stabilităţii în funcţionare a amplificatorului. Se va


constata că factorul de amplificare al unui circuit particular va fi determinat numai de valorile rezistenţelor conectate în exteriorul circuitului integrat, nefiind influenţat în nici un fel de către factorul de amplificare în buclă deschisă, A. Deoarece valorile rezistenţelor sunt mult mai puţin dependente de temperatură decât proprietăţile materialelor semiconductoare, stabilitatea în funcţionare a circuitului în raport cu variaţiile de temperatură va fi mult mai bună.

În literatura de specialitate, circuitele de bază cu amplificatoare operaţionale care realizează diverse funcţii, sunt prezentate sub denumirea de conexiuni ale amplificatorului operaţional. Tipurile de conexiuni se definesc în funcţie de modul în care sunt conectate elementele de circuit exterioare amplificatorului operaţional. Se va porni de la o conexiune generală, cu surse de tensiune şi rezistenţe conectate la ambele intrări, care se numeşte conexiunea diferenţială. Ea este prezentată în fig. 6.11. Expresia tensiunii de ieşire pentru conexiunea diferenţială poate fi apoi particularizată pentru celelalte conexiuni de bază.

Fig. 6.11 Conexiunea diferenţială

u2 v

u1

R1

R4

R2

R3

Înainte de a analiza conexiunea diferenţială este necesară o precizare. Deducerea expresiei tensiunii de ieşire, şi implicit a factorului de amplificare, pentru toate conexiunile amplificatorului operaţional începe prin construirea schemei echivalente a întregului circuit, schemă în care amplificatorul operaţional ideal este înlocuit cu schema sa echivalentă din figura 6.6. Continuarea analizei se poate face pe două căi distincte, cu aceeaşi finalitate:

• aplicând condiţia de egalitate a potenţialelor celor două intrări ale amplificatorului

operaţional, (relaţia 6.30). u u

• înlocuind valoarea v a tensiunii sursei echivalente de la ieşire cu expresia ei, v = A(u+ -

u-) şi aplicând apoi condiţia A >> 1. Se va demonstra această afirmaţie analizând conexiunea diferenţială pe baza schemelor

echivalente pentru cele două intrări, scheme prezentate în figura 6.12 urmatoare. Se reaminteşte faptul că amplificatorul operaţional este considerat ideal şi i+=i-

=0.

138

u1

R1 R2

v

u-

a) b)

R4

(+)R3

u2

(-)


139

Aplicând teorema lui Millman pe schema echivalentă din figura 6.12 a) se poate scrie expresia potenţialului faţă de masă al intrării inversoare:

2 1R R

R R R R 1

1 2 1 2u u v

(6.31)

Pentru a obţine expresia potenţialului intrării neinversoare observăm că în fig. 6.14b avem un divizor de tensiune şi putem scrie:

u R4

R3 R4

u2 (6.32)

Până aici drumul a fost comun pentru cele două modalităţi de analiză. Acum ele se despart. Prima modalitate

Pe baza condiţiei 6.30 egalăm expresiile 6.31 şi 6.32 şi exprimăm tensiunea de ieşire:

1 2 4 22 1

1 3 4 1

R R R Rv u u

R R R R

(6.33)

A doua modalitate

În expresia tensiunii de ieşire v = A(u+ - u-) înlocuim u+- şi u- cu expresiile lor din relaţiile (6.31) şi (6.32) şi obţinem:

v 1AR1

R1R2

A

R4

R3 R4

u2 R2

R1R2

u1

(6.34) Deoarece R

1 şi R

2 au acelaşi ordin de mărime şi A >> 1, se poate scrie


140

>> 1. Cu această aproximare, va rezulta pentru tensiunea de ieşire chiar expresia (6.33).

Din punctul de vedere al utilizatorului este de dorit să fie amplificate doar diferenţele tensiunilor de intrare. Această înseamnă că dacă u1=u2, tensiunea de ieşire trebuie să fie nulă, v = 0. Impunând această condiţie în relaţia 6.33, se obţine egalitatea:

(6.35)

Aceasta este condiţia obligatorie pentru ca amplificatorul în conexiune diferenţială să opereze în condiţii optime. În practică, de cele mai multe ori se lucrează în condiţiile: R

3 = R

1 şi

R4

= R2.

Făcând substituţia (6.35) în expresia tensiunii de ieşire (6.33) se obţine:

21 2

1

Rv u

R u (6.36)

de unde rezultă imediat expresia factorului de amplificare al conexiunii diferenţiale:

2r

1 2 1

RvA

u u R

(6.37)

Se poate observa ca factorul de amplificare al amplificatorului diferenţial construit cu un amplificator operaţional nu depinde de factorul de amplificare în buclă deschisă al acestuia din urmă. Acest lucru este o consecinţă a reacţiei negative puternice.

Pentru analizarea celorlalte tipuri de conexiuni de bază se particularizează relaţia 6.33 în funcţie da particularităţile fiecărui circuit. Se menţionează însă faptul că fiecare dintre conexiunile dorite poate fi analizată independent urmând una dintre cele două căi prezentate anterior.

Conexiunea inversoare (figura 6.13) se caracterizează prin faptul că semnalul de intrare este aplicat intrării inversoare, în timp ce intrarea neinversoare este conectată la masă.

Fig. 6.13 AO în conexiune inversoare

v

PVM

iR1

uin

R2

Comparând acest circuit cu cel al amplificatorului care lucrează în conexiune diferenţială (figura 6.11) vom observa că în relaţia 3.33 trebuie făcute următoarele substituţii:

R4

= 0 R3→∞ u2

= 0 u1

= uin


141

Cu acestea, pentru tensiunea de ieşire va rezulta următoarea expresie:

v 2

R1

Ruin

(6.38)

astfel încât factorul de amplificare al conexiunii inversoare va avea expresia:

Ar R2

R1

(6.39)

Deoarece i- = 0, curentul care circulă prin rezistenţele R

1 şi R

2 este acelaşi şi a fost notat cu

i. Se mai observă că, în cazul acestei conexiuni, intrarea inversoare este un punct virtual de masă

(PVM), astfel încât expresia curentului i va fi: in

1

ui

R

Se poate observa imediat că intensitatea curentului prin rezistenţa R2

nu depinde de

mărimea acesteia. De aceea ramura de reacţie din schema conexiunii inversoare este denumită ramură de curent constant.

În cazul conexiunii neinversoare (fig. 6.14) semnalul este aplicat direct pe intrarea neinversoare a amplificatorului operaţional iar intrarea inversoare este conectată la masă prin intermediul rezistenţei R

1.

Particularizarea relaţiei 6.33 se face punând condiţiile:

uinv

R1

R2

R4→∞ R3

= 0 u u u1

= 0 2

= in

Fig. 6.14 AO în conexiune neinversoare

Pentru tensiunea de ieşire se va obţine expresia:

2in

1v 1 u

R

R

(6.40)

Aşadar, factorul de amplificare al conexiunii neinversoare va fi:

2r

1

RA 1

R (6.41)


142

Cea mai simplă dintre conexiuni este conexiune repetoare (fig. 6.15).

Fig. 6.15 AO în conexiune repetoare

vuin

Practic ea este o particularizare a conexiunii neinversoare în care:

R1→∞ R2

= 0

Făcând aceste substituţii în relaţia (6.41) se obţine pentru factorul de amplificare al conexiunii repetoare: Ar=1

Desigur se pune întrebarea: la ce este utilă o astfel de conexiune dacă oricum ea nu face „nimic”? Răspunsul poate fi simplu: datorită reacţiei negative “totale” circuitul se prezintă faţă de sursa de semnal ca o impedanţă extrem de mare, iar faţă de sarcina conectată la ieşirea lui ca o sursă de tensiune cu o impedanţă de ieşire extrem de mică. De aceea el este folosit ca etaj tampon (buffer) în diferite circuite complexe.

O conexiune care generalizează într-un fel conexiunea inversoare este conexiunea sumatoare. În figura 6.17 a) este prezentat un sumator pentru două tensiuni, dar rezultatul ce se obţine în urma analizei poate fi generalizat foarte uşor. Datorită faptului că intrarea neinversoare este conectată la masă, intrarea inversoare este un punct virtual de masă, ceea ce înseamnă că u-= 0.

b)

u1 u2

u

R12 R2 R11

(-)

a)

u1 u2 v

R12

R11

R2

v

Prin aplicarea teoremei lui Millman pe schema echivalentă pentru intrarea inversoare prezentată în fig. 6.17 b), se obţine următoarea expresie pentru tensiunea dintre intrarea inversoare şi masă:

Fig. 6.17 AO în conexiune sumator inversor

1 2

11 12 2

11 12 2

u u vR R R

u1 1 1

R R R

(6.42)

Punând condiţia u- = 0 se obţine pentru tensiunea de ieşire:


143


144

(6.43)

Se poate observa imediat că tensiunea de ieşire este o însumare ponderată a tensiunilor de intrare, coeficienţii de ponderare fiind chiar factorii de amplificare ai conexiunilor inversoare independente pentru fiecare tensiune de intrare. Relaţia de însumare 6.43 poate fi generalizată sub forma:

n2

iR

v uR

i 1 1i

(6.44)

Alte circuite cu amplificatoare operaţionale cu care se pot “construi” funcţii matematice de bază sunt circuitele de integrare, derivare şi logaritmare.

6.2.2. Amplificatoare de instrumentaţie ( AI )

Introducere

Este bine de precizat încă de la început că amplificatoarele de instrumentaţie nu sunt amplificatoare operaţionale. Atunci când este nevoie de un bloc de amplificare pentru condiţionarea semnalelor, prima idee care vine în minte este aceea de a folosi flexibilitatea oferită de amplificatoarele operaţionale. Se poate ca amplificatorul operaţional să fie suficient în blocul de amplificare, dar în aplicaţiile pretenţioase, acesta necesită circuite suplimentare complexe precum şi calibrări realizate de personal de înaltă calificare. Unele din aceste inconveniente pot dispărea folosind amplificatoare de instrumentaţie.

Ce este un amplificator de instrumentaţie?

Un amplificator de instrumentaţie este un amplificator diferenţial de precizie, lucrând în buclă închisă, optimizat pentru operare în mediul ostil măsurărilor de precizie.

Lumea reală este caracterizată prin abateri de la ideal, având fluctuaţii de temperatură, umiditate, existenţa zgomotelor electrice, căderi de tensiune cauzate de curentul ce străbate traseele de legătură. Mai mult, senzorii şi traductoarele reale rareori au impedanţă de ieşire zero. Toate acestea duc la apariţia erorilor în procesul de măsurare.

AI se folosesc acolo unde achiziţia semnalului util nu se poate face direct prin conectarea senzorului la sistemul de achiziţie. AI trebuie să aibă impedanţă de intrare foarte mare datorită faptului că impedanţele surselor de semnal sunt diferite de zero. Deoarece curenţii de intrare şi de offset sunt foarte mici şi relativ stabili, impedanţa sursei de semnal nu trebuie să fie constantă. De obicei, impedanţele celor două intrări sunt egale şi au valori tipice de 109 Ω sau mai mari.

Rejecţia modului comun, măsură a eliminării semnalelor perturbatoare, are valori ridicate astfel încât tensiunile de zgomot şi diferenţele de potenţial între mase, caracteristice aplicaţiilor cu senzori, sunt minimizate. AI trebuie să fie capabil să amplifice semnale de nivelul milivolţilor sau chiar microvolţilor şi să rejecteze în acelaşi timp valori de ordinul volţilor ale tensiunii de mod comun. Aceasta este o particularitate importantă a AI de a fi capabile să rejecteze semnalele de mod comun din zona de interes. Valorile tipice ale factorului de rejecţie a modului comun sunt de minim 70 dB, adeseori putând depăşi 100 dB.

Cele două intrări ale AI permit legarea directă a surselor de semnal cu masă flotantă, AI detectând doar diferenţa de tensiune dintre cele două intrări, iar orice alt semnal de mod comun


145

(potenţial egal aplicat ambelor intrări) este rejectat din semnalul de intrare înainte de a fi amplificat.

AI trebuie să asigure şi o bună stabilitate a parametrilor în condiţii diverse cum ar fi modificarea temperaturii sau a tensiunii de alimentare. Acest lucru e posibil deoarece toate componentele de bază care asigură performanţele AI sunt integrate împreună, cu excepţia unei singure rezistenţe sau a unei perechi de rezistenţe ce trebuie conectate în exterior şi care asigură amplificarea dorită. Utilizatorul poate calcula valoarea rezistenţelor pe baza relaţiei amplificării ce este dată de obicei în documentaţia circuitului.

Ieşirea AI e folosită adesea împreună cu un pin de sesizare şi unul de referinţă prin care sarcina se poate conecta la distanţă faţă de ieşirea AI. Pentru sarcini cuplate direct la ieşire pinul de sesizare se leagă la ieşire iar cel de referinţă la masa sursei de alimentare. Schema de funcţionare tipică a amplificatorului de instrumentaţie este prezentată în figura 6.18.

Intrare neinversoare

Intrare inversoare

Zgomot

Zgomot

Zgomot

VDIF

RDIF / 2

RDIF / 2

RMC

VMC

Sursa de semnal

Sarcină

Fig. 6.18 Schema de funcţionare tipică a AI

VOUT

Referinţă

Sens

Alimentare

Selectarea amplificării

Tensiune de mod comun

Se observă că atât intrarea cât şi ieşirea sunt conectate împreună la acelaşi potenţial care, în acest caz, este cel al sursei de alimentare. Această metodă de conectare în stea este o bună metodă pentru minimizarea buclelor de masă. Rămân totuşi câţiva curenţi de masă de mod comun. Aceşti curenţi, circulând prin RMC, vor da naştere unei tensiuni de eroare de mod comun. Prin caracteristica sa de rejecţie a modului comun, AI va elimina VMC şi orice alt zgomot de mod comun. Multe AI au posibilitatea de ajustare suplimentară a tensiunii de offset (acea tensiune continuă ce apare atunci când cele două intrări sunt legate împreună la masă) prin modificarea unui potenţiometru extern.

Amplificatoarele de instrumentaţie sunt optimizate să realizeze amplificări, de aceea nu se pretează pentru alte operaţii ca integrare, diferenţiere, redresare etc.

AI poate fi realizat utilizând unul sau mai multe amplificatoare operaţionale sau în construcţie monolitică. Ambele variante au avantaje dar au şi limitări. Amplificatoarele de instrumentaţie realizate cu amplificatoare operaţionale oferă o bună flexibilitate şi un cost scăzut. Realizarea monolitică oferă o precizie sporită, dimensiuni mici, uşurinţă în funcţionare şi uneori cost scăzut.


146

Structura internă a unui amplificator de instrumentaţie

Există multe metode de realizare a AI dar acestea pot fi clasificate în două mari categorii. Cea mai uzuală este clasificarea în funcţie de numărul de amplificatoare operaţionale şi de precizia rezistenţelor folosite. Acest tip de realizare este răspândit în cazul AI modulare sau hibride unde în realizarea practică se foloseşte un număr minim de componente.

În cea de-a doua categorie, în loc de amplificatoare operaţionale, se folosesc elemente active de circuit cum ar fi circuite diferenţiale, oglinzi şi surse controlate de curent eliminând componentele ce nu sunt necesare. Tendinţa este de a minimiza numărul componentelor active (tranzistori) şi de a scădea dependenţa parametrilor de precizia împerecherii rezistenţelor. Această tehnică este mult folosită în proiectarea AI monolitice la care costul e invers proporţional cu dimensiunea circuitului integrat. Chiar şi unele AI modulare folosesc această tehnică deoarece amplificatoarele operaţionale integrate precise au devenit accesibile ca preţ doar în ultima vreme.

AI realizate doar cu amplificatoare operaţionale

Cea mai simplă dar şi cea mai dezavantajoasă metodă de implementare a unui bloc de amplificare diferenţială este prezentată în figura 6.19.

R1 R2

VIN+

R4 R3

VOUT

VIN–

Fig. 6.19 Circuit de amplificare diferenţială

Pentru acest circuit expresia tensiunii de ieşire VOUT poate fi determinată prin metoda superpoziţiei. Tensiunea de ieşire pentru VIN+ cu VIN– conectată la masă este:

3 4201 IN

1 2 3

R RRV V

R R R

(6.45)

Tensiunea de ieşire pentru VIN– cu VIN+ conectată la masă este:

V02 VINR4

R3

(6.46)

Prin metoda superpoziţiei avem:

3 42OUT 01 02 IN IN

1 2 3 3

R RRV V V V V

R R R R

4R

(6.47)

Dacă R2 = R4 şi R1 = R3, atunci:

4OUT IN IN

3

RV V V

R (6.48)

Astfel se realizează un amplificator diferenţial simplu. Impedanţele de intrare sunt mici şi


neegale. De altfel, cele 4 rezistenţe trebuie alese cu grijă pentru o bună rejecţie a modului comun.

VOUT MC = VOUT pentru VIN+ = VIN–

3 42 4OUT MC IN

1 2 3 3

R RR RV V

R R R R

(6.49)

Dacă se doreşte o amplificare unitară, toate rezistenţele trebuie să fie egale. Pentru o eroare de doar 0,1% pentru una din rezistenţe vom avea:

R1 = R3 = R4 = R R2 = 0,999 R VOMC = 0,00005 VIN RMC = 66 dB Dacă rezistenţa sursei de semnal nu este mică, amplificarea şi RMC vor fi de asemenea

compromise. Considerând realizarea acestui tip de circuit cu rezistenţe standard cu preţ rezonabil, este foarte greu de obţinut performanţe mai mult decât mediocre.

Un amplificator instrumental realizat cu două amplificatoare operaţionale este prezentat în figura 6.20.

RG

147

VIN+

VIN–

R3 R1 R2

A1

A2

R4

VOUT

Fig. 6.20 AI realizat cu două AO

Dacă 1

2 3

R R

R R 4 şi VIN = VIN+ – VIN–, atunci:

VOUT VIN 1R2

R1

2R2

RG

(6.50)

Rezistenţa de intrare este foarte mare, aceasta permiţând surselor de semnal să aibă rezistenţe de ieşire neegale şi nenule. Mai mult, câştigul poate fi modificat dintr-o singură rezistenţă, permiţând RMC să rămână constantă odată ce reglajele iniţiale au fost efectuate.

Un dezavantaj major al acestei metode este domeniul mic al valorilor acceptate la intrare pentru tensiunea de mod comun la o funcţionare corectă. Se poate observa că A1 va amplifica semnalul de mod comun cu raportul (R3 + R4)/R4, putând duce la saturarea acestuia şi funcţionarea eronată a întregului amplificator instrumental. Această metodă se poate folosi în diferite cazuri deoarece este simplă, dar nu este optimă.

Cea mai populară configuraţie a amplificatorului instrumental este cea bazată pe folosirea a trei amplificatoare operaţionale ca în figura 6.21.

VIN– R3

R1

R2 Va Sens

(conexiune

externă)


148

Funcţia de transfer poate fi calculată cu metoda superpoziţiei:

Pentru VIN+ = 0,

1 Ga IN

G

R RV V

R

(6.51)

'1

b ING

RV V

R

(6.52)

Pentru VIN– = 0,

1a IN

G

RV V

R

(6.53)

'1 G

b ING

R RV V

R

(6.54)

Astfel, vom avea:

1 G 1a IN IN

G G

R R RV V V

R R

(6.55)

' '1 G 1

b IN ING G

R R RV V V

R R

(6.56)

'3 3 3

OUT a b ' '2 22 3

R R RV V V

R RR R

2R

(6.57)

Dacă R3 = R3`, R2 = R2`, R1 = R1` şi înlocuind Va şi Vb din relaţiile 6.55 şi 6.56 rezultă:

31OUT IN IN

G 2

R2RV V V 1

R R

(6.58)


Pentru această configuraţie, precizia amplificării şi RMC sunt dependente doar de

raporturile dintre R2, R2`, R3 şi R3`. Se poate vedea de asemenea că RMC nu depinde de egalitatea rezistenţelor R1 şi R1`.

3 OUT MC b a

2

RV V V

R când VIN+ = VIN– = VIN (6.59)

În acest caz, ' '1 G 1 G1 1

b a ING G G

R R R RR RV V V

R R R R

G

' '1 1 1 1

ING G G G

R R R RV 1 1

R R R R

0 (6.60)

3 3OUT MC b a

2 2

R RV V V 0

R R0 (3.61)

Datorită simetriei acestei configuraţii, erorile datorate surselor de mod comun de la intrarea amplificatorului, dacă rămân după primul etaj, vor fi anulate de etajul al doilea diferenţial. Acest avantaj explică popularitatea folosirii acestei configuraţii pentru amplificatoarele instrumentale.

AI de acest tip pot folosi amplificatoare operaţionale cu intrare FET sau bipolară. Componentele cu intrare FET au curenţii de polarizare foarte mici, ducând la obţinerea unor impedanţe mari de intrare. Totuşi intrările FET ale amplificatoarelor operaţionale au ca dezavantaj scăderea raportului de rejecţie al modului comun faţă de intrările cu tranzistoare bipolare. Deoarece tranzistoarele FET sunt mai greu de controlat în procesul de fabricaţie decât cele bipolare, rezultă o scădere a raportul de rejecţie a modului comun şi a liniarităţii odată cu creşterea tensiunii de intrare la amplificatoarele instrumentale cu intrări FET.

Amplificatoare instrumentale dedicate

Această a doua categorie de AI se bazează pe folosirea unui număr minim de dispozitive active, avantaj al circuitelor integrate monolite. Schema de principiu pentru o astfel de realizare poate fi cea din figura 6.22.

+VS

149

A1

A2

Vout

Ref

Sense

Q1 Q2

RS

RG

VIN–

VIN+

Q4 Q3

Amplificator de control

Amplificator principal


150

Amplificarea este dată de etajul diferenţial de intrare realizat cu Q1 şi Q2, a cărui amplificare în curent (transconductanţă) este 1/RG, şi de amplificatorul principal A1, care sesizează diferenţa curenţilor de colector. Când ieşirea e conectată la pinul de sesizare, având şi referinţa legată la masă, circuitul diferenţial realizat cu Q3 şi Q4 funcţionează ca o reacţie pentru sesizarea erorii de amplificare, având transconductanţa 1/RS .

Amplificatorul A2 sesizează neechilibrarea curenţilor de colector în acest circuit. Când o tensiune diferenţială se aplică intrărilor, curenţii de colector pentru Q1 şi Q2 tind să difere cu (VIN+ – VIN–) / RG. Această valoare e sesizată de A1 care generează o tensiune de eroare între punctul de sesizare şi referinţă.

Această valoare a tensiunii de eroare determină diferenţa dintre curenţii de colector ai lui Q3 şi Q4, care este (VS – VR) / RS, diferenţă care e sesizată de A2 ce ajustează curenţii I3 şi I4 în sensul egalizării curenţilor de colector ai lui Q3 şi Q4.

I4 – I3 = (VS – VR) / RS

Totodată sunt ajustaţi şi curenţii I1 şi I2, astfel încât I1 – I2 = I4 – I3

Echilibrul este obţinut când:

S R IN IN

4 3 S 1 2 G

V V V V

I I R I I R

(6.62)

Dacă S R OUT

IN IN IN

V V Vamplificare

V V V

şi I4 – I3 = I1 – I2, atunci S

G

Ramplificarea

R .

Este evident din această analiză că este necesară împerecherea cu grijă a rezistenţelor folosite şi a dispozitivelor active. Acest lucru e posibil prin utilizarea tehnicilor fotografice de precizie, împreună cu o atentă proiectare şi un bun control al procesului de realizare. Astfel se obţin amplificatoare instrumentale cu performanţe foarte bune şi cost relativ scăzut.

Amplificatoarele instrumentale integrate de mare precizie sunt produse de firme precum Analog-Device sau Burr Brown. Concernul Texas Instruments-Burr Brown produce circuitul INA110 ce este un circuit amplificator instrumental monolitic, cu intrări FET. Topologia circuitului de reacţie de curent precum şi ajustarea cu laser a circuitului de intrare duc la obţinerea unor precizii sporite şi a unor performanţe dinamice excelente.

Timpul de răspuns foarte mic, de doar 4 μs, îl face ideal pentru operare la viteze mari sau la multiplexarea intrărilor în sistemele de achiziţie a datelor. Structura internă simplificată a


151

circuitului INA110 este prezentată în figura 6.23.

Fig. 6.23 INA110 Structură internă

Rezistenţele interne de stabilire a amplificării sunt destinate realizării unor amplificări de 1, 10, 100, 200, 500. Intrările sunt protejate, putând lucra la tensiuni diferenţiale şi de mod comun mai mari decât ± VCC. Impedanţa mare de intrare a acestuia, de aproximativ 5 1012 Ω, şi curentul mic de polarizare de maxim 20 pA fac din INA110 componenta ideală pentru aplicaţiile ce necesită filtre de intrare sau circuite de protecţie a intrărilor.

De asemenea, factorul de rejecţie al modului comun este foarte mare, fiind de aproximativ 90 dB pentru o amplificare unitară şi de 110 dB pentru o amplificare de 500.

Aşa cum se observă în figura 6.23, INA110 este proiectat după schema clasică, cu trei amplificatoare operaţionale utilizând reacţia de curent şi având la intrare buffere de precizie cu tranzistoare FET. Rezultatul este un circuit amplificator instrumental cu performanţe ce nu se regăsesc în mod normal la circuitele integrate uzuale. Alegerea amplificării se face prin conectarea împreună a unor pini ai circuitului integrat.

Tabelul 6.1 arată amplificările ce pot fi obţinute cu ajutorul rezistenţelor interne. Pentru a obţine o cât mai bună precizie a amplificării, legăturile trebuie să fie cât mai scurte.

Tabelul 6.1. Amplificările ce pot fi obţinute cu ajutorul rezistenţelor interne

AmplificarePinul 3 conectat

la pinul:

Acurateţea amplificării

[%]

Derivă termică

[ppm/oC] 1 neconectat 0,02 10


152

10 13 0,05 10 100 12 0,1 20 200 16 0,2 30 500 11 0,5 50 300 12, 16 0,25 10 600 11, 12 0,25 40 700 11, 16 2 40 800 11, 12, 16 2 80

Orice altă amplificare poate fi obţinută prin dimensionarea unui rezistor extern legat între

pinul 3 şi 12, 16, sau 11. Ecuaţia pentru alegerea valorii pentru RG este:

G40k

RA 1

50 (6.63)

Ieşirea „Sense” este foarte folosită pentru menţinerea preciziei în momentul conectării sarcinii. Conectând acest punct de reacţie în punctul de conectare al sarcinii, căderile de tensiune datorate curentului de sarcină, ce apar pe traseul de la ieşirea amplificatorului până la punctul de conectare al sarcinii, sunt eliminate fiind incluse în bucla de reacţie. O astfel de conexiune este prezentată în figura 6.24.

RG

ΔVIN VOUT INA110 IS

9 6

10

2

1

Fig. 6.24 Utilizarea conexiunii Sense Când este necesar un curent mai mare în sarcină, poate fi plasat un buffer de putere în

bucla de reacţie ca în figura 6.25.

Buffer INA110

RG 9

6

10

2

1

ΔVIN VOUT

Datorită performanţelor sale, INA110 este recomandat pentru circuitele de condiţionare ce necesită amplificare şi în special pentru cele ce necesită amplificare diferenţială, impedanţă mare de intrare, rejecţia puternică a semnalelor de mod comun.

Fig. 6.25 Utilizarea Buffer de putere

6.3 Atenuare şi adaptarea de impedanţă

6.3.1 Atenuarea

Atenuarea este operaţia opusă amplificării. Ea este necesară când tensiunea ce urmează a fi digitizată are valori mai mari decât cele acceptate de sistemul de achiziţie. Această formă a condiţionării semnalului micşorează amplitudinea semnalului de intrare atât cât este necesar


pentru ca semnalul de ieşire să poată fi conectat direct la sistemul de achiziţie. Cel mai simplu circuit de atenuare este divizorul rezistiv de tensiune (figura 6.26). Dezavantajele introduse de simplitatea schemei duc la folosirea acestei metode foarte rar.

153

Zi

VIN

RA

VOUT

Z0 RB

Fig. 6.26 Divizorul rezistiv de

Din schema din figura 6.26 se observă că:

BOUT IN

B A

RV V

R R

(6.64)

Zi = RA + RB (6.65)

Z0 = RA | | RB (6.66)

De obicei, impedanţa de intrare (RA + RB) trebuie să fie cât mai mare (>106 Ω), iar impedanţa de ieşire (RA | | RB), să fie cât mai mică ( < 103 Ω). Acest deziderat poate fi obţinut doar în cazul în care RA > 103 RB, adică în cazul unor atenuări mai mari de 1000. Dacă raportul de divizare (atenuarea) este mai mic, atunci doar una din condiţii va fi îndeplinită în defavoarea celeilalte. Una dintre cele mai uzuale scheme ce înlătură acest dezavantaj este cea prezentată în figura 6.27, unde rezistenţa mică de ieşire este obţinută cu ajutorul unui amplificator operaţional cu amplificare unitară.

VIN

RA

VOUT

RB

Vom avea astfel BOUT IN

A B

RV V

R R

(6.67)

Fig. 6.27 Schema uzuala a divizorului de tensiune

Multe sisteme de achiziţie au intrări diferenţiale. Pentru măsurarea tensiunilor mari se foloseşte un atenuator calibrat, plasat înaintea intrărilor diferenţiale ale sistemului de achiziţie. Cu acest tip de circuit prezentat în figura 6.28 se pot măsura tensiuni de până la 2000 volţi vârf la vârf.

Adaptor de înaltă tensiune Circuit de intrare

10 MΩ

50 kΩ

50 kΩ

10 MΩ

5 MΩC

B

A

5 MΩ


Pentru sistemele de achiziţie ce au doar intrări diferenţiale, nici unul dintre cele două semnale nu are masă comună cu cea a sistemului de achiziţie. În acest caz, pentru atenuarea semnalului, se folosesc două divizoare rezistive împerecheate corespunzător. Partea de jos a fiecărui divizor e conectată la masă. Pentru a realiza atenuări mari (de exemplu 200/1), fără a compromite impedanţa de intrare a circuitelor de achiziţie, este necesară o adaptare suplimentară. Pentru aceasta se folosesc două amplificatoare operaţionale identice (de preferat în aceeaşi capsulă) A şi B, ce au curenţi de polarizare a intrărilor aproape identici. Dacă divizoarele de tensiune amplasate pe cele două intrări sunt identice, curenţii de polarizare ai intrărilor amplificatoarelor operaţionale creează tensiuni identice de offset la ieşirea amplificatoarelor operaţionale A şi B. Cele două ieşiri identice pot fi conectate împreună la un amplificator diferenţial C, care va rejecţia componenta de mod comun (implicit va rejecta şi tensiunile de offset datorate curenţilor de polarizare).

Această schemă (din figura 6.28) atenuează identic semnalul de pe ambele canale, permiţând aplicarea unor tensiuni de sute de volţi faţă de masă. De exemplu, dacă la canalul superior se aplică un semnal alternativ de 110 V, iar pe cel inferior se aplică un semnal de 50 V curent continuu, după atenuare cu 200/1, valoarea vârf la vârf a tensiunii de pe canalul superior este 0,77 V, iar pe cel inferior este 0,25 V. Aceste semnale sunt în domeniul de măsură acceptat de intrările diferenţiale ale sistemului de achiziţie.

Dacă este necesară măsurarea doar a unui singur canal, doar cel superior va fi folosit ca intrare de semnal, iar canalul inferior va avea intrarea conectată la masă conform figurii 6.29. În acest caz, apar două probleme majore.

Dacă masa sistemului de achiziţie şi masa semnalului de măsurat sunt diferite, legarea acestora împreună creează o buclă de masă ce duce la apariţia unor erori suplimentare. De asemenea, apar erori datorită curentului de polarizare ip a intrărilor amplificatoarelor operaţionale, ce produce o tensiune de offset diferită la intrările amplificatoarelor operaţionale A şi B. Această diferenţă va fi prezentă şi la ieşirea amplificatorului diferenţial C, sub forma unei tensiuni de offset.

Intrare diferenţială

154

ia

i Total

A

B

C

ip

ip

Fig 6 29 Atenuator calibrat pentru un singur canal


6.3.2 Adaptarea de impedanţă

Adaptarea de impedanţă este necesară atunci când traductorul sau sursa de semnal are impedanţă de ieşire mai mare sau comparabilă cu impedanţa de intrare a circuitului de măsură. Acest lucru are ca efect reducerea semnalului util aşa cum se observă din figura 6.30.

155

VOUT

Majoritatea circuitelor de intrare au impedanţă de cel puţin 1MΩ şi nu apar erori semnificative dacă impedanţa sursei este de ordinul Ω sau chiar kΩ. În schimb, unele traductoare (de exemplu cele piezoelectrice) au impedanţă de ieşire mare rezultând necesitatea folosirii obligatorii a circuitelor de adaptare a impedanţei.

De asemenea, efectul capacităţii parazite (C) de la intrare asupra sursei de semnal prin impedanţa sa de ieşire R poate fi exprimat cu ajutorul constantei de timp T = RC. Viteza de stabilizare a semnalului depinde de această constantă de timp. Pentru a putea face achiziţii rapide este necesar ca această constantă de timp să fie mică. Pentru aceasta este necesar ca impedanţa de ieşire a sursei de semnal să fie cât mai mică.

Rezultă că un circuit de adaptare de impedanţă trebuie să prezinte o impedanţă de intrare foarte mare şi una de ieşire foarte mică. Pentru a realiza acest deziderat se folosesc de obicei amplificatoare operaţionale, cu impedanţe de intrare foarte mari, precum OPA 111.

OPA 111 este un amplificator operaţional cu intrări FET izolate dielectric (DIFET). Datorită caracteristicilor performante, este folosit în multe aplicaţii instrumentale critice. Structura simplificată a acestuia este prezentată în figura 6.31.

R0

RI I

OUTI 0

RV

R R

traductor

Fig. 6.30 Conexiunea traductor-circuit de măsură

2

3 + In

Etaj cascodă fără zgomot*

Carcasă şi + VCC

8 7 substrat

– In

Output


156

La un astfel de circuit integrat, zgomotele, curentul de polarizare, tensiunea de offset, deriva termică, amplificarea în buclă deschisă, rejecţia modului comun şi a tensiunii de alimentare sunt superioare amplificatoarelor BIFET, curentul foarte mic de polarizare este obţinut prin izolarea dielectrică împreună cu garda activă integrată în cip. De asemenea, ajustarea cu laser a rezistenţelor de tip film, duce la obţinerea unor derive termice şi offset-uri scăzute.

Pentru protecţia intrărilor OPA 111 este necesară rezistenţă de limitare a curentului doar dacă tensiunea de intrare e mai negativă cu mai mult de 6 V decât –VCC.

OPA 111 este un amplificator operaţional de zgomot mic, proiectat să aibă: – tensiune de offset..................................... ± 100 μV – derivă termică...........................................± 2 μV / oC – curent de polarizare..................................2 pA – curent de offset.........................................0,5 pA – impedanţă – diferenţială...........................1013 Ω || 1 pF

– de mod comun.....................1014 Ω || 3 pF – rezistenţă de ieşire ....................................100 Ω – amplificare în buclă deschisă...................125 dB

Datorită acestor performanţe, OPA 111 este optim de a fi folosit în circuite de condiţionare ce necesită impedanţă mare de intrare şi zgomote mici, cum ar fi circuite de adaptare pentru măsurările biomedicale sau pentru sondele PH metrice.

6.4. Eşantionarea şi memorarea

6.4.1 Introducere

Un circuit de eşantionare şi memorare (CEM) realizează extragerea (prelevarea), la un moment dat a valorii unui semnal analogic (tensiune electrică) de intrare ui, memorarea acestei valori ue şi menţinerea constantă a acesteia pe toată durata efectuării prelucrării (figura 6.32)


157

S/H

t u i u eC E M

În starea de eşantionare impusă prin nivelul 1 logic al semnalului de comandă S/H, CEM

funcţionează ca repetor, semnalul la ieşire ue urmărind semnalul de la intrare ui. Frontul de coborâre al semnalului de comandă S/H determină memorarea valorii tensiunii de la intrare ui de la momentul corespunzător frontului. Această valoare a tensiunii de intrare este menţinută la ieşirea CEM pe intervalul corespunzător stării de memorare impus prin nivelul 0 logic al semnalului de comandă S/H. Aceste circuite de eşantionare şi memorare se utilizează atât în sistemele de achiziţie a datelor cât şi în sistemele de distribuţie de date. În mod obişnuit circuitele de eşantionare şi memorare au amplificare unitară. Ele pot fi considerate pe bună dreptate memorii analogice a căror funcţionare este asemănătoare cu cea a memoriilor dinamice - un condensator este încărcat la valoarea semnalului de intrare (eşantionare) şi apoi este utilizat pentru a păstra valoarea pe durate de timp finite (memorare)

Într-un sistem de achiziţie de date ieşirea CEM este conectată la intrarea CAN. În intervalul corespunzător efectuării unei conversii analog-numerice, circuitul de eşantionare şi memorare este comandat în stare de memorare pentru a menţine constantă tensiunea la intrarea CAN. Se obţine astfel mărirea valorii limitei superioare a domeniului de frecvenţă pentru semnalului de intrare cu utilizarea CAN la rezoluţia maximă, dată de numărul de biţi ai acestuia. Se precizează că acest deziderat este atins dacă tensiunea de la intrarea CAN nu se modifică în intervalul efectuării conversiei cu mai mult de ±1/2 LSB. În sistemele de distribuţie a datelor, circuitele de eşantionare şi memorare sunt utilizate pentru reconstituirea semnalelor multiplexate în timp.

Prezenţa CEM înaintea CAN nu este în mod obligatoriu necesară. În cazul în care semnalele analogice sunt statice sau cvasistatice (lent variabile în timp) se poate renunţa la aceste circuite mai ales dacă variaţia semnalului analogic, pe durata conversiei, este mai mică decât erorile ce le-ar putea introduce procesul de eşantionare şi memorare. În cazul semnalelor cu variaţii rapide circuitele de eşantionare şi memorare sunt obligatorii.

6.4.2. Caracteristicile circuitului de eşantionare şi memorare

Un circuit de eşantionare şi memorare ideal ar trebui să comute regimurile de lucru instantaneu, timpii de stabilizare ar trebui sa fie nuli iar durata memorării infinită. Din păcate în practică aceste deziderate nu pot fi îndeplinite. Se prezintă în continuare principalele caracteristici ale unui pe baza caracteristicii de funcţionare prezentată în figura 6.33:

semnal de intrare

semnal eşantionat

u e

u i

S/H t

Fig. 6.32 Circuit de eşantionare şi memorare


158

S/H

Eroarea staţionară – reprezintă abaterea de la amplificarea unitară sau cea prescrisă prin datele de catalog

Eroarea de decalaj – reprezintă valoarea tensiunii de ieşire pentru o tensiune de intrare nulă

Timpul de apertură tap, reprezintă intervalul dintre frontul de comandă al stării de memorare pentru CEM şi trecerea efectivă a acestuia în starea de memorare; are semnificaţia unei inerţii a circuitului la aplicarea comenzii. Rezultă că, în procesul de achiziţie, fronturile de comandă ale stării de memorare trebuie să fie decalate cu tap înainte faţă de momentele impuse de prelevare a eşantioanelor. Instabilitatea timpului de apertura tap reprezintă limita maximă a variaţiilor aleatoare ale timpului de apertură. Rezultă ca valorile memorate ale eşantioanelor sunt afectate de erori cu limita maxima:

aptP maxmax (6.68)

unde Pmax reprezintă panta maxima a semnalului de intrare ui.

În procesul de achiziţie, eroarea max trebuie să satisfacă relaţia:

LSB2

1tP apmaxmax (6.69)

Timpul de stabilizare ts la comutarea CEM în starea de memorare reprezintă intervalul dintre momentul de sfârşit al timpului de apertură şi momentul reducerii amplitudinii oscilaţiilor la ieşirea CEM sub valoarea 1/2 LSB. Un proces de conversie-analog numerica se declanşează numai după stabilizarea ieşirii CEM în starea de memorare, adică după sfârşitul timpului de stabilizare ts.

Modificarea tensiunii ue de la ieşirea CEM în starea de memorare este caracterizată prin panta de variaţie a acesteia (ue/t), numită viteza de alterare. Alterarea tensiunii ue de la ieşirea CEM în starea de memorare până în momentul terminării conversiei analog-numerice trebuie să

Memorare Eşantionare

u ui

ue

i

diafonie

tap ts

alterare semnal

tac

ue

Fig. 6.33 Caracteristica CEM


fie mai mică de 1/2 LSB.

Diafonia caracterizează variaţia tensiunii de ieşire în starea de memorare datorită variaţiilor

tensiunii de intrare.

Timpul de achiziţie tac reprezintă intervalul de timp dintre momentul aplicării frontului de comandă al stării de eşantionare şi momentul în care ieşirea CEM urmăreşte intrarea acestuia cu o precizie dată (eroare mai mică de 1/2 LSB). Acest timp de achiziţie apare datorită întârzierii la comanda de comutare în starea de eşantionare, datorită vitezei limitate de variaţie a tensiunii de la ieşirea CEM precum şi procesului oscilatoriu premergător stabilizării tensiunii de la ieşirea CEM. Timpul de achiziţie reprezintă o caracteristică importantă a CEM care limitează, în procesul de achiziţie, frecvenţa de eşantionare (frecvenţa de culegere a valorii semnalelor).

6.4.3 Ansamblul CEM – CAN

În continuare se prezintă modul de comandă al ansamblului CEM - CAN în corelaţie cu caracteristicile celor două componente ale ansamblului (figura 6.34).

159

Semnalele de control ale CAN sunt:

Start Conversie care permite declanşarea procesului de conversie analog-numerică prin fronturile crescătoare ale acestui semnal;

Stare Conversie care indică prin nivelul logic 1 efectuarea de către CAN a unei conversii şi deci prin frontul descrescător indică sfârşitul conversiei analog-numerice.

În scopul achiziţiei unui eşantion (realizării unei conversii analog-numerice), CEM este comandat în starea de memorare la momentul t1 (figura 6.35).

b b ... bu 1 2 N ui eC E M C A N

Start Conversie

Stare ConversieS/H

Fig. 6.34. Ansamblul CEM–CAN - structura de principiu

t

S/H

Stare Conversie

Start Conversie t


160

Declanşarea conversiei analog-numerice se realizează la momentul t2, după stabilizarea

ieşirii CEM: sap12 tttt

Momentul t3 reprezintă sfârşitul conversiei analog-numerice moment precizat de

comutarea la nivel 0 logic a semnalului Stare Conversie. Rezultă unde TC2 Tt 3t C este

timpul de conversie al CAN. Tot la momentul t3, CAN încarcă liniile de ieşire b1 b2 ... bN cu rezultatul conversiei şi se

comandă CEM în starea de eşantionare. Această stare este menţinută până la momentul t4 astfel

încât unde tac34 ttt ac este timpul de achiziţie al CEM.

Perioada de achiziţie minimă Tacmin caracteristică ansamblului CEM - CAN reprezintă intervalul de timp minim între momentele de prelevare a două eşantioane consecutive.

Rezultă deci că:

acCsap14minac tTttttT (6.70)

6.4.4. Principii constructive ale CEM

Simbolul frecvent folosit pentru descrierea circuitelor de eşantionare şi memorare în schemele bloc este un comutator în serie cu un condensator, unde Ri reprezintă rezistenţa internă a sursei de semnal.

VIN

Comutatorul controlează modul de lucru al dispozitivului, iar condensatorul memorează valoarea tensiunii. Un circuit de eşantionare şi memorare poate folosi doar aceste componente, dar cu performanţe foarte scăzute. Studiind deficienţele rezultate din această schemă se trag concluzii privind componentele ce trebuie adăugate pentru îmbunătăţirea performanţelor circuitului.

În primul rând, în modul urmărire, timpul de încărcare al condensatorului este dependent de impedanţa sursei de intrare. O sursă cu impedanţă mare de intrare va da o constantă mare de timp RC, având ca rezultat creşterea timpului de achiziţie. Pentru a ameliora acest efect se foloseşte la intrare un circuit de adaptare de impedanţă cu amplificator operaţional în

CH

Ri

S/H

VOUT

Fig. 6.36 Simbolizare CEM


configuraţie repetoare ce trebuie să suporte o sarcină capacitivă. Timpul de achiziţie devine astfel independent de impedanţa sursei şi este foarte mic având în vedere impedanţa foarte mică de ieşire a amplificatoarelor operaţionale.

În al doilea rând, în modul memorare condensatorul se va descărca pe sarcina de ieşire. Deci viteza de degradare a tensiunii memorate va fi dependentă de sarcina de ieşire ce nu poate fi foarte mare. Pentru a ameliora acest dezavantaj, un amplificator repetor va separa de asemenea condensatorul de circuitul de ieşire. În consecinţă, pentru a încărca şi memora o valoare de tensiune pe condensator, circuitul practic de eşantionare şi memorare include adaptare de impedanţă atât pe intrare, cât şi pe ieşire. Există două variante de bază ale acestei structuri: în buclă deschisă sau buclă închisă în funcţie de reacţia folosită.

La arhitectura în buclă deschisă, figura 6.37, la intrare şi la ieşire se folosesc amplificatoare operaţionale în configuraţie repetoare.

161

Amplificatorul operaţional de intrare A1 asigură o impedanţă mare de intrare a CEM şi

impedanţa mică pentru încărcarea condensatorului C în starea de eşantionare ceea ce conduce la un timp de achiziţie redus (constanta de timp de încărcare a condensatorului Ti = f (RA1 C) unde RA1 este impedanţa de ieşire a amplificatorului A1.

Amplificatorul operaţional de ieşire A2 este realizat cu tranzistoare cu efect de câmp (FET) astfel încât în circuitul de intrare se obţine o impedanţă foarte mare conducând la descărcarea lentă a condensatorului (constanta de timp de descărcare a condensatorului Td = f (RA2 C), unde RA2 este impedanţa de intrare a A2 rezultând astfel o viteză de alterare redusă.

Valorile capacităţii condensatorului de memorare C se aleg în funcţie de caracteristicile aplicaţiei în care se utilizează respectivul CEM. Astfel, creşterea valorii capacităţii condensatorului de memorare conduce la creşterea timpului de achiziţie al CEM, dar la scăderea vitezei de alterare a tensiunii de ieşire în starea de memorare. Scăderea valorii capacităţii condensatorului de memorare conduce la scăderea timpului de achiziţie, dar la creşterea vitezei de alterare a tensiunii de ieşire în starea de memorare. Se utilizează o valoare care realizează astfel un compromis între cele două caracteristici: timp de achiziţie şi respectiv viteză de alterare. Pentru obţinerea unor performanţe ridicate condensatorul de memorare trebuie să aibă curent mic de pierderi prin izolaţie având dielectricul din polistiren sau teflon.

Reducerea erorilor de decalaj ale CEM se poate obţine prin includerea celor două amplificatoare operaţionale A1 şi A2 într-o buclă de reacţie globală, ca în figura 6.38.

VIN - +

CH

- VOUT+

A2A1

S/H

Fig. 6.37 CEM în buclă deschisă

VIN - +

Fig. 6.38 CEM în buclă închisă

S/H

A1

CH R

-

VOUT+ A2


Efectul principal al utilizării reacţiei globale constă practic în eliminarea erorilor de decalaj corespunzătoare amplificatorului de ieşire A2. Rezultă că în cazul structurii de principiu din fig.2.5, erorile de decalaj ale CEM sunt date doar de amplificatorul operaţional de intrare AO1, care trebuie ales cu deriva redusă a tensiunii de decalaj.

În ambele cazuri ( buclă închisă sau deschisă ) pe durata memorării, deoarece bucla de reacţie este întreruptă sau lipseşte, amplificatorul de intrare se saturează şi la trecerea în starea de eşantionare intrarea trebuie reachiziţionată, chiar dacă semnalul de intrare nu a suferit nici o modificare.

Pentru a evita intrarea în saturaţie a amplificatorului A1 se poate folosi următoarea schemă pentru circuitul de eşantionare şi memorare ( figura 6.39).

162

Când comutatorul este închis (stare de eşantionare) cele două amplificatoare lucrează ca repetor într-o buclă de reacţie globală, diodele D1 şi D2 fiind blocate.

Când comutatorul este deschis (stare de memorare) una din cele două diode ( D1 sau D2) va conduce având rolul de a preveni saturaţia ieşirii amplificatorului A1 şi de a permite ca acesta să-şi reia rapid rolul la trecerea în starea de eşantionare.

6.4.5. Comutatorul Electronic

Este un comutator analogic bidirecţional realizat cu trazistor cu efect de câmp comandat cu semnale având nivele compatibile TTL sau CMOS şi având schema prezentată în figura 3.40.

Pentru nivel logic “0” la intrare (0V) tranzistoarele T3 şi T2 sunt blocate iar în colectorul lui T2 apare o tensiune apropiată de +E care blochează dioda D. Astfel T1 are între sursă şi grilă o tensiune de aproximativ 0V deci va conduce.

VIN - +

Fig. 6.39 CEM – schemă îmbunătăţită

S/H

A1

CH

VOUT - +

R

DD 21

A2

T1

DSVIN

CR Cg1 H

DG

R2

T

+E+E

-E

VRC


163

Când la intrare apare nivelul logic “1”(+5V) T3 şi T2 conduc, T2 este adus la saturaţie,

tensiunea în colectorul lui devenind -E. Dioda D se deschide şi tensiunea grilei devine puternic negativă faţă de sursă ceea ce duce la blocarea lui T1. Dezavantajul important al acestei scheme apare datorită capacităţii parazite a comutatorului existentă între drenă şi grilă Cgd.

Când circuitul de eşantionare şi memorare trece din starea de eşantionare în cea de memorare apare un transfer de sarcină ne dorit între condensatorul de memorare şi capacitatea Cgd a tranzistorului comutatorului. Acest transfer cauzează un salt de tensiune pe CH şi deci o modificare a tensiunii de ieşire. Această eroare se numeşte salt de memorare. Ea se aproximează astfel :

cu ∆q Cgd (E+Vout) (6.71) Deoarece tranzistorul îşi modifică tensiunea pe grilă de la Vin=Vout în starea de memorare

la valoarea –E în starea de eşantionare. Rezultă deci

∆Vout (6.72)

Această valoare depinde de Vout şi poate atinge valori de 50 100 mV ceea ce este inadmisibil. 6.4.6. Circuit de eşantionare şi memorare optimizat

Pornind de la structura anterioară şi dezvoltând-o rezultă următoarea schemă pentru un circuit de eşantionare şi memorare figura 6.41.

Fenomenul de injecţie de sarcină apare la comanda comutatoarelor Ka şi Kb în starea de memorare şi produce din motive de simetrie acelaşi salt de memorare la bornele condensatorului de memorare cât şi la bornele condensatorului CH cuplat în bucla de reacţie a amplificatorului A2.

VIN - +

Fig. 6.41 CEM – schemă optimizată

A1

CH

VOUT - +

A2

R

KC

H

1

S

KA

HS

R2

CH

S

KB

H


164

Rezultă că la ieşirea circuitului de eşantionare şi memorare nu apare un salt de tensiune datorat injecţiei de sarcină. Prezenţa condensatorului CH în bucla de reacţie negativă a amplificatorului A2 pe durata memorării conduce la reducerea vitezei de alterare a tensiunii de la ieşirea CEM deoarece acesta se descarcă simultan cu descărcarea condensatorului de memorare, potenţialul intrărilor pozitive şi negative ale A2 nu diferă rezultând menţinerea nemodificată a tensiunii de ieşire.

Rezistenţa R2 conectată în serie cu condensatorul de memorare CH are rolul de a reduce timpul de stabilizare al CEM la trecerea în starea de eşantionare. De asemenea, R2 realizează defazarea în urmă a tensiunii Vc la bornele condensatorului de memorare faţă de tensiunea de intrare a CEM.

Acest defazaj depinde de frecvenţă (funcţie liniară) ceea ce indică o întârziere a Vc faţă de VIN fără distorsionarea semnalului.

Deoarece tensiunea Vc apare la ieşirea CEM în starea de memorare rezultă că această întârziere are efect contrar faţă de întârzierea apărută la comutarea circuitului în starea de memorare datorată timpului de apertură.

Prin alegerea corespunzătoare a rezistenţei R2 cele două întârzieri se pot compensa, ceea ce conduce la realizarea unui circuit de eşantionare şi memorare cu timp de apertură nul.

6.4.7. Circuitul de eşantionare şi memorare specializat LF6197

O arhitectură nouă ce combină viteza configuraţiei în buclă deschisă cu precizia configuraţiei în buclă închisă este arhitectura cu multiplexarea de curent prezentată în figura 6.42.

LF 6197 produs de National Semiconductor este un circuit de eşantionare şi memorare de înaltă performanţă ce foloseşte această arhitectură. La arhitecturile anterioare, variaţia de sarcină pe condensatorul de memorare datorită curenţilor de pierderi şi curenţilor de polarizare a intrărilor amplificatoarelor operaţionale producea în starea de memorare o variaţie a tensiunii memorate ce ducea la modificarea ieşirii circuitului de eşantionare şi memorare. În modul urmărire, intrarea amplificatorului de transconductanţă gm1 este conectată la repetorul de ieşire, în timp ce comutatoarele S2 şi S3 sunt închise, descărcând rapid în acest fel condensatorul CD şi conectând la masă condensatorul CH care se încarcă în acest fel. Comanda de memorare

Int

Out

-

+gm1

- g

+ m2

Sample

CD S2 Hold

CH

S1 Iesire

R>1K

S3

Fig. 6.42 Structura circuitului LF6197

1pF

i-

i+

1pF


165

conectează amplificatorul de transconductanţă gm2 la repetorul de ieşire şi deschide comutatoarele S2 şi S3.

Un amplificator de transconductanţă cu reacţie funcţionează astfel încât i+=i-. Astfel scăderea tensiunii de ieşire datorită modificării de sarcină pe condensatorul de memorare este anulată de o modificare de sarcină identică dar de polaritate opusă pe condensatorul CD care are aceeaşi valoare ca şi condensatorul de memorare. Astfel se obţine o reducere a vitezei de alterare a tensiunii memorate.

6.5 Multiplexarea şi amplificarea programată 6.5.1. Circuite de multiplexare a intrărilor

De obicei în circuitele de prelucrare sau transmisie a datelor este necesară aducerea mai multor semnale la o intrare unică a unui circuit. Aducerea secvenţială a semnalelor la intrarea circuitului se face cu ajutorul multiplexoarelor care de cele mai multe ori sunt realizate cu relee sau cu switch-uri integrate.

Multiplexorul (MUX) analogic (figura 6.43) este ansamblu de comutatoare analogice cu n intrări (între 4 şi 16) şi o ieşire, comandat de un sistem logic care permite cuplarea uneia din intrări la ieşire. Multiplexorul analogic permite utilizarea unui singur circuit de prelucrare pentru mai multe canale analogice de intrare. Utilizarea multiplexoarelor este o soluţie economică viabilă chiar şi în cazul semnalelor de intrare de nivel redus, pentru care multiplexarea se realizează cu costuri mai ridicate.

Elementul principal al MUX îl constituie dispozitivul de comutare, care poate fi realizat în mai multe variante constructive: cu relee obişnuite, cu relee cu mercur, cu relee reed, cu switch-uri semiconductoare (tranzistoare bipolare, diode schottky, tranzistoare J-FET, tranzistoare C-MOS).

Intrăr

i ana

logi

ce

-

Releul este un switch mecanic cu viteză de lucru relativ scăzută (mai puţin de 1 kHz pentru releele reed care sunt cele mai rapide) dar cu un domeniu mare de tensiuni suportate şi o izolare foarte bună de câţiva kV. De aceea primele trei variante, utilizând relee, conducând la investiţii iniţiale reduse, compensate însă de costuri ridicate de exploatare, fiabilitate şi durată de funcţionare redusă, nu mai sunt recomandate.

Switch-urile integrate sunt mult mai rapide decât releele şi au viteze de lucru uzuale de câţiva MHz. În schimb, aceste mici dispozitive sunt foarte uşor de defectat la tensiuni mai mari

+A

Out

Adresă canal

Decodor

Fig.6.43 Structura unui multiplexor analogic


166

de 25 V nefiind o alegere bună pentru aplicaţii ce necesită izolare. Switch-urile integrate suportă curenţi tipici de ordinul mA.

Fiecare tip de multiplexoare, realizate cu switch-uri integrate, au performante ridicate dar şi unele neajunsuri. Astfel:

- switch-urile cu diode rapide au timp de comutaţie 1 ns, însă rezistenţele reziduale (în stare închisă şi respectiv deschisă) Ron si Roff sunt mai mari, în comparaţie

cu alte tipuri; - switch-urile cu tranzistoare bipolare au timpi de comutaţie mici şi rezistenţe Ron

reduse, dar necesită curenţi de comandă importanţi, iar Roff are o valoare relativ mică

- switch-urile cu J-FET au rezistenţa Ron de ordinul zecilor de ohmi, timpi de

comutaţie medii, însă necesita circuite de comanda complicate; - switch-urile cu tranzistoare complementare C-MOS, sunt cele mai avantajoase şi

cele mai folosite. Ele au timpi de comutaţie satisfăcători, rezistenta Ron relativ mica

şi Roff - ridicata. În acelaşi timp ele pot fi comandate foarte simplu

6.5.2. Circuite de amplificare programată

Rolul amplificatorului cu câştig programabil

Amplificatorul cu câştig programabil permite mărirea gamei dinamice corespunzătoare semnalului analogic de intrare astfel încât să fie posibilă utilizarea aceluiaşi sistem de achiziţie de date (SAD) pentru un număr cât mai mare de semnale de intrare. Gama dinamică (GD) a semnalului de intrare se exprimă în funcţie de valoarea maxim posibilă a acestui semnal ui.max şi valoarea minimă impusă a se detecta ui.min.det, prin relaţia:

i.max

i.min.det

uGD = 20 log ; [GD] = dBu

(6.73)

Presupunând de exemplu utilizarea unui CAN de 12 biţi (N=12) în structura unui SAD rezultă posibilitatea reprezentării numerice a unui semnal de intrare ce poate lua valori în intervalul ui.max = FSR (Full Scale Range, ce de regulă este dat de valoarea tensiunii de referinţă a CAN) şi ui.min.det = 1 LSB adică o gamă dinamică a semnalului de intrare:

dB 72 2 log 20 = 12 log 20 =

LSB1

FSR log 20 = GD 12

N

(6.74)

Considerând pentru CAN că FSR = 10V şi N=12 biţi se obţine valoarea minim detectabilă a semnalului de intrare ui.min.det :

mV 2,44 4096

10 =

2

10 =

logice) (nivele 2

10 = u 12Ndet.mini. (6.75)

Dacă semnalul de intrare are valoarea ui <10mV, rezultă posibilitatea detectării a numai 4 nivele logice (10mV/2,44mV=4,096 nivele logice) fără utilizarea amplificatorului cu câştig programabil. Utilizând însă amplificatorul programat pentru o amplificare A = 103, valoarea minim detectabilă scade la 2,44 μV cu acoperirea întregului domeniu de variaţie a mărimii de intrare pentru care se pot stabili toate cele 2N = 4096 nivele logice.

Un alt exemplu de necesitate a folosirii amplificatorului programabil în cadrul SAD este


următorul. Se consideră un semnal de intrare ui ce poate avea valori în domeniul (2-12 - 22) V, adică ui.max = 4V şi ui.min.det =0,244 mV şi pentru reprezentarea numerică a semnalului de intrare se impun erori mai mici decât ε=0,25 %. Rezultă astfel că pentru acoperirea gamei dinamice a semnalului de intrare se impune utilizarea unui CAN cu rezoluţia de 14 biţi:

N

1 LSB 12 = de unde N 8FSR 2

(6.77)

rez

Astfel pentru ε = 0,25 %, rezultă N=8 ceea ce indică posibilitatea utilizării unui CAN cu rezoluţia de 8 biţi, rezoluţie care însă nu acoperă gama dinamică a semnalului de intrare. Dacă însă în locul CAN de 14 biţi se utilizează un CAN de 8 biţi şi un amplificator programabil cu 7 valori programabile ale câştigului, conform tabelului 6.2 rezultă că fiecare eşantion al semnalului analogic de intrare poate fi reprezentat prin 8 biţi corespunzători rezultatului conversiei şi prin 3 biţi ce codifică valoarea programată a amplificării.

Tabel 6.2.

Tensiunea de intrare [ V ]

Tensiunea de intrare [ V ]

Amplificarea

2+2 ········· 20

4,0000·········· 1,0000

20

20 ·········2-2

1,0000 ········· 0,2500

22

2-2 ·········2-4

0,2500 ········· 0,0625

24

2-4 ········· 2-6

. . .

26

2-6 ·········2-8

. . .

28

2-8 ········· 2-10

. . .

210

2-10 ·········2-12

. . .

212

În cazul folosirii multiplexării, canalele analogice de intrare nu au domeniu de tensiune

identic cu cel al convertorului analog – numeric la care se aplică prin intermediul multiplexorului. Rezultă de aici necesitarea existenţei a câte unui amplificator pe fiecare canal de intrare, cu amplificarea depinzând de semnalul de pe canalul respectiv. O astfel de structură are dezavantajul folosirii unui număr mare de circuite de amplificare (câte unul pe fiecare canal), ceea ce duce la creşterea costului.

Odată cu apariţia amplificatoarelor cu câştig programabil costurile au scăzut foarte mult deoarece se foloseşte un singur amplificator (în loc de n) iar amplificarea e programată separat pentru fiecare canal în parte. Structura unui astfel de circuit e prezentată în figura 6.44:

I1

167

MUX CAN PGA IR2

IRn Controlul lifi ă ii


168

Principii de realizare ale amplificatoarelor cu câştig programabil comandate

Varianta cea mai simplă de realizare a unui amplificator cu câştig programabil (Programmable Gate Amplifier, -PGA) constă în utilizarea unui amplificator operaţional în conexiune inversoare, a unui set de rezistenţe ponderate binar şi a unui set de comutatori realizaţi de regulă cu tranzistoare cu efect de câmp comandaţi în mod corespunzător ( figura 6.45).

S1

Având în vedere amplificarea globală a unui AO în configuraţie inversoare se obţine relaţia

tensiunii de ieşire ue: e

R2u

R1 iu unde rezistenţa de intrare R1 depinde de poziţia în care se

află setul de comutatoare S1 ... S4, iar această rezistenţă poate fi exprimată binar astfel:

R

1S

R

2S

R

4S

R

8S

1R

4321

1

(6.78)

Considerând R2 = R şi amplificarea în valoare absolută: 11

2

R

R

R

RA se obţin cei 15

factori de amplificare . Structura circuitului rezultat este o formă de convertor numeric-analogic multiplicator fiind folosit în special pentru aplicaţiile unde este necesar un reglaj în trepte unitare al amplificării. Valoarea amplificării este dată de însăşi cuvântul binar aplicat circuitului de comandă. Dezavantajul schemei constă în eroarea de care este afectată amplificarea, datorită rezistenţei finite în regim de conducţie a comutatoarelor cu FET cuprinsă în mod obişnuit între

Circuit pentru comanda

comutatoarelor

R 1

cuvânt binar de comanda

¼R S2

½ R S3

R S4

R2

+

- AO

ui

u e

R1

8

Fig. 6.45. PGA în configuraţie inversoare


169

100 si 500. Dacă eroarea care afectează amplificarea trebuie să fie mai mică de 0,01% este

necesar ca valoarea lui R/8 să fie cuprinsă între 1 şi 5 M ceea ce implică mărirea corespunzătoare a celorlalte rezistenţe. Asemenea valori mari nu sunt însă compatibile cu alţi parametri ai circuitului cum ar fi: nivelul de zgomot, deriva de cc etc. Utilizarea tranzistoarelor cu efect de câmp de comutaţie de tip MOS atenuează acest dezavantaj deoarece acestea au

rezistenţă în regim de conducţie sub 50 . În figura 6.46 este prezentată schema de realizare a unui amplificator programabil cu

impedanţă foarte mare la intrare în comparaţie cu structura prezentată anterior. Amplificatorul

este realizat în configuraţie neinversoare cu amplificarea dată de relaţia 1R

2R11A iar circuitul

de comandă şi comutatoarele sunt realizate cu tranzistoare MOS prin utilizarea circuitului CD 4051 (CMOS) care este un multiplexor-demultiplexor analogic cu 8 canale.

Pe baza relaţiei de calcul a amplificării şi având în vedere valoarea rezistenţelor conectate prin intermediul pinului COMMON IN/OUT al CD4051 la intrarea neinversoare a AO rezultă amplificările conform tabelului de mai sus şi este evident că prin alegerea de valori corespunzătoare pentru rezistenţele din schemă se pot obţine şi alţi factori de amplificare.

u i u+ e

AD526 produs de Analog Devices este un amplificator cu câştig programabil soft ce poate realiza amplificări de 1, 2, 4, 8 şi 16. Eroarea mică de amplificare şi neliniaritate face din AD526 componenta ideală pentru instrumentaţia de precizie ce necesită câştig programabil. Banda de semnal este de 250 kHz la o amplificare de 16, AD526 având precizii foarte bune mai ales în curent continuu. Intrările cu tranzistoare cu efect de câmp duc la obţinerea unor curenţi mici de polarizare de ordinul a 50 pA. Folosind tehnologia ajustării cu laser s-au obţinut o tensiune maximă de offset la intrare de 0,5 mV şi o eroare mică a amplificării 0,01% pentru G = 1, 2, 4.

Pentru a asigura o mare flexibilitate sistemului proiectat, AD526 poate funcţiona în modul latch sau în modul transparent.

Funcţionare

Fig. 6.46. Amplificator programabil neinversor

10k

40k 90k

10k 10k

10k

b1 b0

COM

0

1

2 3

C B A

INH

- AO

CD4051

R2

R1

b b |A| 1 0

0 0 1 0 1 2 1 0 5 1 1 10


170

AD526 (figura 6.47) este un amplificator cu câştig programabil soft, implementat monolitic având derive termice mici, o reţea rezistivă ajustată cu laser, switch-uri cu tranzistoare J-FET şi linii de programare a amplificării compatibile TTL.

O anumită amplificare este selectată prin aplicarea unui cod adecvat la partea de control logic (tabelul 3.3). Partea de control logic comandă unul din switch-urile J-FET ale cărui contacte selectează partea de reţea rezistivă care intră în reacţia negativă a amplificatorului, toate celelalte switch-uri fiind deschise. Rezistenţa în conducţie a switch-urilor cauzează o eroare neglijabilă a amplificării, deoarece doar curentul de polarizare al amplificatorului, care este mai mic de 150 pA, străbate aceste switch-uri.

AD526 este capabil să memoreze codul amplificării (modul latch) dat de B A0 A1 A2, prin

comanda liniilor de control CLK şi CS . Alternativa acestui mod este modul transparent, când AD526 răspunde direct schimbărilor de cod ale amplificării dacă intrările de control sunt conectare la masă. Pentru amplificări de 8 sau 16, o fracţiune din condensatorul de compensare a frecvenţei C1 este automat conectat la ieşirea circuitului. Acest lucru duce la creşterea benzii de amplificare, îmbunătăţeşte viteza de creştere a semnalului şi timpul de stabilizare.

Valoare amplificării în funcţie de liniile de control este dată în tabelul 6.3.

Tabelul 6.3. Valoarea amplificării funcție de liniile de control Codul amplificării A2 A1 A0 B

Control

CLK ( CS 0 ) Amplificare Mod operare

Masă analogică 1

L AT C HE S

A0

A1

A2

B

CS

CLK

Masă digitală

Fig. 6.47 Structura PGA - AD526

Masă analogică 2

Reţea rezistivă

G = 16

G = 8

14kΩ

1kΩ

G = 4

G = 2

3,4kΩ

1,7kΩ

1kΩ 1,7kΩ

N1 N2

Amplificator + V

VIN

– VS

S C1

C2

CONTROL


171

X 0 0 0 0 1 X X 0 0 0 0 1

X 0 0 1 1 X X X 0 0 1 1 X

X 0 1 0 1 X X X 0 1 0 1 X

X 1 1 1 1 1 0 0 1 1 1 1 1

1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1

Stare anterioară 1 2 3 8

16 1 1 1 2 4 8

16

Latched Transparent Transparent Transparent Transparent Transparent Transparent

Latched Latched Latched Latched Latched Latched

Notă: X = Nu contează Principii de realizare a PGA autoreglabile

Se impune în multe aplicaţii ca amplificarea PGA să se modifice automat, permiţând menţinerea într-o anumită gamă de valori a semnalului de ieşire, indiferent de valorile semnalului de la intrarea acestuia. Prin modificarea automată a amplificării se elimină controlul SPN asupra amplificatorului , întreruperea corespunzătoare putând fi utilizată în alte scopuri. Valoarea amplificării, după ce a fost stabilită prin intermediul circuitului de autoreglare, poate fi utilizată, dacă este cazul, în SPN ca şi valoare numerică.

În figura 6.28 este prezentat un circuit de autoreglare utilizat în special pentru semnale continue şi nemultiplexate.

Tensiunea de la ieşirea PGA este comparată în mod continuu cu două nivele ale unor

tensiuni de referinţă uref.sup şi uref.inf. Când tensiunea de referinţă superioară uref.sup este

depăşită, comparatorul C2 îşi schimbă starea de la 0 la 1. Un generator intern de tact furnizează impulsuri a căror durată determină întârzierea în timp între treptele de reglaj ale amplificării. Dacă ieşirea comparatorului este în starea 1, poarta SI P2 va transmite impulsul de tact apărut numărătorului reversibil la intrarea CD (Count Down) reducând astfel cu o treaptă nivelul de amplificare. Amplificarea se va menţine în această stare până la apariţia unui nou impuls de tact. Modalitatea de reglaj pentru limita inferioară a gamei este similară.


172

Semnal Circuit de măsură a valorii absolute

Dacă tensiunea de la ieşirea amplificatorului este mai mică decât tensiunea de referinţă

inferioară uref.inf, comparatorul C1 trece din starea 0 în starea 1 şi poarta P1 permite trecerea

impulsurilor de tact ale generatorului către intrarea CU (Count Up). Conţinutul numărătorului va creşte cu o unitate pentru fiecare impuls de tact determinând astfel mărirea amplificării.

Frecvenţa impulsurilor de tact se alege astfel încât să permită amplificatorului să ajungă într-un regim de amplificare stabilă, corespunzătoare unui anumit cuvânt binar de la intrare. Când ieşirile celor două comparatoare sunt în stare 0, amplificarea sistemului se menţine în cadrul limitelor fixate.

Alegerea celor două nivele ale tensiunii de referinţă trebuie făcută riguros, în scopul evitării unor efecte nedorite. De exemplu, dacă autoreglarea amplificării se face în trepte de 10:1,

va fi necesar ca tensiunea de referinţă inferioară uref.inf să fie cu puţin mai mică decât o zecime

din tensiunea de referinţă superioară uref.sup.

În figura 6.49 este prezentată schema bloc a unui circuit de autoreglare a amplificării specifică sistemelor de achiziţie care lucrează prin multiplexare, având spre deosebire de circuitul anterior posibilitatea de blocare a autoreglării pe perioada când se realizează comutaţia unui canal la nivelul multiplexorului.

Un circuit basculant monostabil CBM comandat de impulsurile de comutaţie ale canalelor în multiplexor blochează generatorul de tact pentru un interval finit de timp, corespunzător perioadei de comutaţie a canalului şi puţin după aceea. Durata exactă a intervalului de blocare a generatorului de tact (durata semnalului de inhibiţie furnizat de CBM) depinde de viteza de regenerare a amplificatorului.

de intrare u PGAi u

Decodor

Numărator reversibil

Generator de tact

e

uref.inf

uref.sup

C1

C2

P1

P2

cuvânt binar

Fig. 6.48. Schema bloc a unui sistem PGA autoreglabil


173

Semnal Circuit de măsură a valorii absolute

Utilizarea PGA într-o anumită aplicaţie este strâns legată de corelarea optimă dintre performanţele sale şi cerinţele impuse sistemului ce urmează a fi proiectat.

CBM

Impuls de c-dă de la MUX

inhibare de intrare

u PGAi u

Decodor

Numărator reversibil

Generator de tact

e

uref.inf

uref.sup

C1 P1

P

cuvânt binar

Fig. 6.49. Schema bloc a unui PGA autoreglabil cu funcţionare prin multiplexare


174

Bibliografia

BIBLIOGRAFIA

[1]. Anca Manolescu, A. Manolescu, I. Mihuţ, T. Mureşan, L. Turic, Circuite integrate liniare, Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti, 1983.

[2]. Alimpie Ignea, Măsurarea electrică a mărimilor neelectrice, Editura de Vest, Timişoara, 1996.

[3]. Analog Devices AD256 Software Programmable Gain Amplifier http://www.analog.com Analog Devices, Inc., 1999

[4]. Analog Devices, Basic In-Amp Theory, SUA, 2002

[5]. Analog Devices, Ultralow Noise, High Speed, BiFET Op Amp, www.analog.com, Inc., 2002

[6]. M. Bodea, I. Mihuţ, L. Turic, V. Tiponuţ, Aparate electronice pentru măsurare şi control, Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti, 1985

[7]. Burr Brown INA110 Fast-Settling FET-Input Instrumentation Amplifier Burr-Brown Corporation 1993

[8]. Burr Brown OPA111 Low Noise Precision Difet Operational Amplifier Burr-Brown Corporation 1995

[9]. Brânduşa Pantelimon, Constantin Iliescu, Măsurarea electrică a mărimilor neelectrice, Editura Tritonic, Bucureşti, 1995.

[10]. Burr Brown Precision Lowest Cost Isolation Amplifier Burr-Brown Corporation 1997

[11]. Burr Brown 3656 Transformer Coupled Isolation Amplifier Burr-Brown Corporation 1997

[12]. Burr Brown INA125 Instrumentation Amplifier With Precision Voltage Reference Burr-Brown Corporation 1998

[13]. Burr Brown ISO100 Optically-Coupled Linear Isolation Amplifier Burr-Brown Corporation 1998

[14]. Burr-Brown, Data Sheet, SUA, 2000

[15]. Bruce C. and Thomas R. Handbook of Operational Applications Texas Instruments Application Report SBOA092A –October 2001

[16]. Craig Aszkler The Principles of Acceleration, Shock, and Vibration Sensors http://www.pcb.com/techsupport/tech_accel.php

[17]. Cepișcă C., Jula N., Traductoare și senzori, Editura ICPE, București 1998

[18]. Honeywell Sensotec, Accelerometers Frequently Asked Questions, www.sensotec.com, 2003

173

http://www.analog.com/

http://www.analog.com/

http://www.sensotec.com/

Bibliografia

[19]. Iotech, Signal Conditioning Handbook, SUA, 2000

[20]. Jurca T., Stoiciu D., Instrumentaţie de măsurare. Structuri şi circuite, Editura de Vest, Timişoara, 1995

[21]. Jeffrei R A User’s Guide to IC Instrumentation Amplifier Analog Devices Application Note AN-244

[22]. James Karki Signal Conditioning Piezoelectric Sensors Application Report SLOA033A - Texas Instruments Incorporated 2000

[23]. Kistler – Pieozoelectric Theory Kistler Instrument Corporation http://www.designinfo.com

[24]. Mihai Antoniu, Ştefan Poli, Eduard Antoniu, Măsurări electronice-Aparate şi sisteme de măsură numerice, Editura Satya, Iaşi, 2001.

[25]. Metra Mess, Accelerometer Cabling, AN9E Application Note Piezoelectric Accelerometers - Oct. 2003

[26]. Metra Mess, Piezoelectric Accelerometers Introduction, AN1E Application Note- Oct. 2003

[27]. Metra Mess, Piezoelectric Principle, AN2E Application Note Piezoelectric Accelerometers - Oct. 2003

[28]. National Semiconductor, Isolation Techniques For Signal Conditioning, Application Note 298, SUA, May 1982

[29]. National Semiconductor, Specifications and Architectures of Sampleand-Hold Amplifiers, SUA, May 1992

[30]. National Semiconductor Accelerometer Principles Process Control Instrumentation Technology 1997- http://zone.ni.com/devzone/cda/ph/p/id/12

[31]. National Semiconductor LM231 Precision Voltage-to-Frequency Converters National Semiconductor Corporation 1999

[32]. National Instruments, Critical Technologies in Front-End Signal Conditioning Systems Solutions, SUA, 2003.

[33]. National Instruments, Signal Conditioning Tutorial, SUA, 2002

[34]. National Instruments, Signal Conditioning Fundamentals for Computer-Based Measurement Systems, SUA, 2002

[35]. National Instruments, Signal Conditioning Tutorial, SUA, 2002

[36]. National Instruments, Measurement and Automation. Catalog 2003

[37]. National Instruments, Critical Technologies in Front-End Signal Conditioning Systems Solutions, SUA, 2003.

[38].National Instruments, Signal Conditioning Fundamentals for Computer-Based

174

http://www.designinfo.com/kistler/ref/tech_theory_text.htm

Bibliografia

175

Measurement Systems, SUA, 2007

[39].Analog Devices, Basic In-Amp Theory, SUA, 2007

[40]. Oceana Sensor Technologies, Building a Charge Amplifier, www.oceanasensor.com

[41].Porat B., A Course in Digital Signal Processings, John Wiley & Sons, Inc., New York, 1997.

[42]. PCB Group, Introduction to Piezoelectric Industrial Accelerometers, PCB Group, ISO 17025, 2000

[43]. Pătrăşcoiu N., Sisteme de achiziţie şi prelucrare a datelor, Note de curs. Universitatea din Petroşani 2004

http://www.oceanasensor.com/

http://www.pcb.com/techsupport/tech_indaccel.php

CUPRINS

Cap. 1 PRINCIPII DE BAZĂ ÎN REALIZAREA SENZORILOR ȘI TRADUCTOARELOR

3

1.1. Introducere 3 1.2. Modelarea tridimensională a conversiilor specifice senzorilor 6 1.3. Principii fizice utilizate 7

1.4. Structura generală a unui sistem senzorial 12

1.5. Caracteristici şi performanţe generale ale traductoarelor 13 1.5.1. Caracteristici şi performanţe traductoarelor în regim staţionar 13 1.5.2. Caracteristici şi performanţe în regim dinamic 15 1.4. Principii constructive ale elementelor sensibile 19 1.4.1. Principiile elementelor sensibile parametrice 19 1.4.2. Conexiunea în punte 19 1.4.3. Conexiunea diferenţială 20 1.4.4. Conexiunea de rezonanţă 20 1.5. Categorii de traductoare 20 1.5.1. Traductoare cu reacţie 20 1.5.2. Traductoare numerice 21 1.5.3. Traductoare integrate 22 1.5.4. Traductoare inteligente 24 1.6. Analogii şi metode de calcul 25 Cap. 2 TRADUCTOARE PENTRU MĂRIMI GEOMETRICE 29 2.1. Generalităţi 29 2.2. Traductoare rezistive de deplasare 29 2.3. Traductoare inductive de deplasare 35 2.3.1. Traductoare de inductivitate proprie 35 2.3.2. Traductoare inductive de tip transformator (de inductivitate

mutuală) 40

2.4. Traductoare capacitive de deplasare 46 2.5. Traductoare cu radiaţii 50 2.6. Traductoare de proximitate 54 Cap. 3 MĂSURAREA MĂRIMILOR CINEMATICE 59 3.1. Generalităţi 59 3.2. Măsurarea vitezelor 59 3.3. Măsurarea vibraţiilor şi şocurilor 61 3.4. Efectul piezoelectric 62

3.5. Senzorii piezoelectrici cu cuarţ 64

3.6. Structura şi tipurile accelerometrelor piezoelectrice 72

3.7. Montarea accelerometrelor 73

Cap. 4 TRADUCTOARE PENTRU MĂSURAREA TEMPERATURII 83

4.1 Metode şi mijloace de măsurare a temperaturii 83

1

2

4.2. Traductoare pentru măsurarea temperaturii 85

4.2.1 Traductoare termorezistive 85

4.2.2. Termorezistenţe 85

4.2.3. Termistoare 91

4.2.4. Traductoare termoelectrice (termocuple) 93

4.3 Traductoare de radiaţie 107

Cap. 5 TRADUCTOARE PENTRU MĂSURAREA MĂRIMILOR MECANICE

111

5.1. Generalităţi 111

5.2. Senzorul tensometric rezistiv 111

5.3. Circuite de măsurare 116

Cap. 6 CIRCUITE DE CONDIȚIONARE A SEMNALELOR SENZORILOR ȘI TRADUCTOARELOR

127

6.1. Introducere 127

6.2 Amplificarea 128

6.2.1. Amplificatoare operaţionale 128

6.2.2. Amplificatoare de instrumentaţie ( AI ) 142

6.3 Atenuare şi adaptarea de impedanţă 151

6.3.1 Atenuarea 151

6.3.2 Adaptarea de impedanţă 153

6.4. Eşantionarea şi memorarea 155

6.4.1 Introducere 155

6.4.2. Caracteristicile circuitului de eşantionare şi memorare 156

6.4.3 Ansamblul CEM – CAN 157

6.4.4. Principii constructive ale CEM 158

6.4.5. Comutatorul Electronic 160

6.4.6. Circuit de eşantionare şi memorare optimizat 161

6.4.7. Circuitul de eşantionare şi memorare specializat LF6197 162

6.5 Multiplexarea şi amplificarea programată 163

6.5.1. Circuite de multiplexare a intrărilor 163

6.5.2. Circuite de amplificare programată 164

BIBLIOGRAFIA 173

capitolul i. principii de bază în realizarea senzorilor şi traductoarelor · 2019-06-10 ·...

Documents