led manuele marconi

Presentazione ed analisi del PFC led driver

1LED: la luce del futuro

Ing. Manuele Marconi

19/03/2009

• Principi di funzionamento del convertitore

con ausilio di alcune equazioni di progetto

• Problemi legati alla distorsione

• Sezione driver corrente costante

• Presentazione delle misure sulla scheda

Sommario:



19/03/2009

Schema di principio per il rifasamento



19/03/2009

Flyback in configurazione standard quasi-risonante

Opera in transition

mode, confine tra DCM e

CCM, prendendo il meglio di

entrambidal DCM: minimizzazione

dell’induttanza primaria e

migliori prestazioni dinamiche

(assenza dello zero a parte

reale positiva)

dal CCM: alte correnti RMS ma

senza hard-switching sui

dispositivi di potenza

Funzionamento a

frequenza variabile (dimostrazione dopo)



19/03/2009

Flyback in configurazione standard quasi-risonante

In TM realizzare nel

trasformatore un’alta tensione

riflessa permette di iniziare la

fase di Ton con una tensione

di drain molto più bassa,

quindi con minor capacità da

scaricare

TM

In fixed frequency la

riaccensione può

avvenire anche a

tensioni più elevate

della batteria stessa



19/03/2009

Flyback in configurazione PFC quasi-risonante

BW<100Hz

L6562A

Utilizzo del controllore PFC TM

L6562A di STMicroelectronics

• Integra le funzioni di supervisore

della commutazione e di

regolatore PFC in un unico

dispositivo

• Basse perdite grazie al TM sul

MOS e sul ponte diodi grazie al

rifasamento

al costo di:

• Risposta dinamica povera

• Grosse Cout per contenere la

ripple in uscita (migliaia di uF)



19/03/2009

Funzionamento del controllore L6562AIl controllore lavora affinchè la

media della corrente primaria

sia esattamente in fase con la

tensione sinuoidale di rete

raddrizzata, cercando di far

apparire il convertitore alla rete

come un carico resistivo

Prendiamo

e allora:

è costante nel semiperiodo



19/03/2009

Funzionamento del controllore L6562A (2)

A regime al secondario invece la tensione a cui è sottoposto l’avvolgimento durante il Toff

è pari alla tensione d’uscita più la caduta sul diodo:

pertanto è variabile all’interno del semiperiodo. Poiché T=Ton+Toff, allora:

cioè il periodo aumenta con la tensione istantanea di linea. [ VR=n(Vout+Vf) ]



19/03/2009

Funzionamento del controllore L6562A (3). Sensing di linea

La soglia di tensione sul

resistore di sense Rs che

spegne il MOS è decisa con

effetto combinato del sensing

di linea e dell’uscita

dell’amplificatore d’errore

(dipendente dal carico del

sistema)

Struttura current-mode

modificata



19/03/2009

Funzionamento del controllore L6562A (4)

Zona lineare della caratteristica del

MULT compresa tra 0 e 1V circa

Per assicurare l’utilizzo della

massima dinamica di Vcs, il

COMP deve poter assumere tutti

i valori compresi tra 2.5 e 5.75V

Dimensionamento del partitore

di tensione di linea e definizione

dello swing di COMP



19/03/2009

Distorsione. Residui di ripple 100Hz all’uscita dell’amplificatore d’errore

Vcomp

Vmult

Inviluppo

corrente

di drain



19/03/2009

Ulteriori cause del degradamento del fattore di potenza: dead time allo

zero crossing

Iin

Vds

Funzionamento ottimale



19/03/2009


zero crossing. Soluzioni

1. Ridurre Coss del MOSFET

a. Massima ammissibile Rds,on (per le perdite di conduzione)

b. Minima ammissibile Vdss (rischio avalache e perdite sul clamp)

2. Ridurre la capacità inter-spira dell’avvolgimento primario

a. Minor numero di strati possibile

b. Inserire nastratura isolante tra gli strati

c. Struttura dell’avvolgimento primario a bassa capacità

3. Scegliere un diodo al secondario a bassa capacità di giunzione

a. Quanto più veloce possibile (trr)

b. Minor possibile tensione di forward di picco



19/03/2009


zero crossing. Soluzione a gradino saturo

Finchè la corrente di

drain (all’inizio e alla fine

della semionda, a ridosso

dello zero) è bassa, la

parte di gap più piccola

produce un valore più

alto di induttanza

primaria, tenendo più

bassa la frequenza

operativa.

Quando invece la corrente di drain è elevata, la

sezione di nucleo più piccola è satura, e

l’induttanza si stabilizza al valore più basso.

Anche il Ton non sarà

più costante nel

semiperiodo



19/03/2009

Degradamento del fattore di potenza dovuto al Cbulk

Tensione

di batteria

Un Cbulk troppo elevato non permette, specie a carico basso, di ottenere sul MULT

un riferimento nullo nel passaggio sullo zero della tensione di batteria.

Attenzione però al filtraggio delle armoniche di commutazione verso la rete! Bisogna

bilanciare a monte del bridge con filtraggio più efficace



19/03/2009

Realizzare un controllo CVCC

Il pilotaggio di LED ad alta

luminosità deve essere effettuato

a corrente costante, pertanto

lungo questo lato della

caratteristica V-I

La limitazione in tensione torna

allora utile come protezione, ad

esempio quando si collega un

numero troppo alto di LED in serie

Tipica dei carica batterie

idealereale



19/03/2009

Modifiche alla regolazione secondaria standard

Regolazione CV Regolazione CVCC



19/03/2009

Il regolatore TSM1052

Integra i due operazionali open drain in OR

per loop di tensione e corrente e il riferimento

di tensione.

Implementa anche tutte le funzionalità del

TL431 (riferimento di tensione a 1.21V

anziché 2.5V)

Ha ampio range di tensioni di alimentazione

rendendolo adatto a numerose applicazioni

200mV



19/03/2009

La realizzazione Magnetica (50W)



19/03/2009

Prestazioni @ 80% load

180Vac 230Vac 265Vac

Vout [V] 52 51.6 51.5

Vripple (pp/rms) [V] 2.69/0.88 3.06/0.95 3.12/0.98

Iout (average) 800mA 790mA 790A

Iout (ripple p/p) * 370mA 400mA 410mA

Iin 270mA 210mA 186mA

Pin 48.26W 47.3W 47.2W

cos PHI 0.993 0.983 0.962

Pout 41.6W 40.8W 40.7W

Efficiency 0.86 0.86 0.86

Freq. switch 47kHz 56kHz 60kHz

Carico costituito da una serie di 16 LED Osram LW W5SN

Misure con Cout pari a 470uF+470uF

Ripple current

elevata

PF elevato



19/03/2009

Effetto della Cout sulla ripple current

Output capacitance

(C12+C13)

Output current

ripple

2x470uF 400mA

3x470uF 260mA

4x470uF 200mA

2x470uF + 2x1000uF 160mA

2x470uF + 2x1000uF + 3300uF 100mA

0

50

100

150

200

250

300

350

400

450

0 2 4 6 8

I rip

ple

[mA

]

Cout [mF]



19/03/2009

Inviluppo della corrente di drain e riscontro della distorsione

Rete 180Vac Rete 265Vac

Residuo di tensione

su Cbulk

led manuele marconi

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