un autre regard sur nos récepteurs (vhf - uhf) joël redoutey - f6csx8/12/2001
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Un autre regard sur nos récepteurs (VHF - UHF)
Joël Redoutey - F6CSX 8/12/2001
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Synoptique d ’un RX V-UHF
Filtre passe bande
Filtre passe bande
Filtre à quartz
Filtre Filtre céramique Démodulateur
OL2
Amplificateur HF 1 er mélangeur 2 ème mélangeurAmplificateur FI Amplificateur FI Amplificateur Audio
Oscillateur
de réference
Comparateur de phase
Filtre de boucle
VCOD
ivis
eu
r p
rog
ram
ma
ble
micro contrôleur
Interface
Homme-machine
passe bande
Première FI (10,7 ou 21,4 MHz)
Oscillateur local
passe bas
Oscillateur à fréquence fixe
Deuxième FI (455 kHz)
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Tête HF
Oscillateur local
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Filtre présélecteur
Fréquence
Gabarit d ’un filtre idéal
Am
plit
ude
Atténuer les signaux indésirables
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Sélectivité et facteur de qualité Q
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Préamplificateur
Gain Gp (en dB)Facteur de bruit (NF)Intermodulation (IMD)
GaAs FET (NF<1dB)MOS FET (NF1dB)Bipolaire (NF1dB)
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Facteur de bruit d ’un système à plusieurs étages
F total = F1 + (F2 - 1)/G1 + (F3 - 1)/G1G2 + ...
G1 G2 G3
F1 F2 F3
Le premier étage est déterminant
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Préamplificateur faible bruit
• Gain max ne correspond pas au min de bruit• Impédance de source optimale Z opt50• Pertes dans le circuit d ’adaptation NF
50 Zopt
Circuit d ’adaptation transistor
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Préampli 432 MHz - MGF1302
(DL4MEA)
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Le mélangeur
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Changement de fréquence
f1
f2
fs
e1(t) = A1sin1t e2(t) = A2sin2t
eS(t) = e1(t).e2(t) = A1A2.sin1t.sin2t
d’après la relation trigonométrique sina.sinb = (½)[cos(a-b)-cos(a+b)] on a :
eS(t) = (A1A2/2)cos(1- 2)t - (A1A2/2)cos(1+ 2)t
Battement inférieur Battement supérieur
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Réception 145,0 MHz avec FI à 10,7 MHz
134,3MHz
145,0MHz10,7MHz 279,3MHz
OLFI
Spectre en sortie du mélangeur
Fréquence
Battement Infradyne
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Réception 145,0 MHz avec FI à 10,7 MHz
155,7MHz
145,0MHz10,7MHz 300,7MHz
OLFI
Spectre en sortie du mélangeur (inversé)
Fréquence
Battement Supradyne
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Fréquence image
Oscillateur local
Fréquence à recevoir
Fréquence imageFI
Fréquence
Exemple: FI=10,7 MHz Frx=145,0 MHzFol= 134,3 MHz Fimage = 123,6 MHz Fsupra=279,3 MHz
Battement sup.
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Produits d ’intermodulation
Non linéarité génération d ’harmoniques
F imd = ( nFol ± FI)/m n et m nombres entiers
Exemple: n et m = 2 Fimd = 139,65 MHz139,65 x 2 = 279,3MHz 2 x Fol = 134,3 MHz 279,3 - 134,3 = 145 MHz
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Mélangeur non linéaire
• Tout dispositif présentant une caractéristique non linéaire peut être utilisé comme mélangeur.• D ’une manière générale, la fonction de transfert peut être mise sous la forme d ’un polynôme:
Vsortie = a + bVentrée + cVentrée2+ d Ventrée
3 + …
• On retrouve en sortie la fréquence d ’entrée, la fréquence de l ’oscillateur local et tous leurs produits d ’intermodulation...
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Mélangeur non linéaire
+ Élément non linéaire
Signald ’entrée
Oscillateur localDiodeTransistorFET
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Mélangeur à commutation
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Décomposition en série de Fourrier
Tout signal périodique peut être décomposé en une somme de signaux sinusoïdaux dont les fréquences sont des multiples entiers de la fréquence du signal de départ.
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Cas d ’un signal carré symétrique
SLO(t) = (4/ )[sinLOt - (1/3).sin3LOt + (1/5)sin5LOt - …]
temps
fréquenceF 3F 5F 7F
TT=1/F
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Mélangeur à commutation
Signal sinusoïdal
Signal Carrésymétrique
Sortie
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Spectre de sortie du mélangeur à commutation
• La fréquence d ’entrée et la fréquence de l ’oscillateur local sont éliminées.
• On ne retrouve que les battements de la fréquence d ’entrée avec la fréquence de l ’oscillateur local et de ses harmoniques impaires.
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Fentrée: 5MHz -20dBmFosc local:20MHz +7dBm
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Mélangeur équilibré
TR1
rapport 1:1
RS
VRF
D1
D2
VLO
osc. local
RL
La fréquence de l ’OL est présente en sortie
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D1
D2D3
D4
TR1 TR2
RL
VRF
RS
VLO
* *
*
*
*
*
Mélangeur en anneau(Double Balanced Mixer)
La fréquence d ’entrée et la fréquence de l ’oscillateurlocal sont éliminées en sortie.
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Mélangeur actif : La cellule de Gilbert
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DBM ou actif ?
DBM Gilbert cell
P osc local +7 à +10dBm -5 à +3 dBm
Gain de conv -6dB 6 à 10 dB
P1dB 1dBm -6 dBm
IP3 3dBm+13 dBm
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Filtrage FI
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Filtre à quartz
• La bande passante du filtre doit être adaptée au mode de trafic: 5 kHz pour la FM canaux au pas de 12,5 kHz 12 kHz pour la FM canaux au pas de 25 kHz 2,4 kHz pour la BLU• Le filtre doit être adapté en impédance en entrée et en sortie.
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L ’oscillateur local
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Oscillateur local
• Stable (en température, dans le temps, environnement)• Précis (affichage, référence)• Agile (temps de verrouillage)• Grande pureté spectrale• Faible bruit de phase
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Bruit de phase
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Bruit de phase
• Bruit de grenaille (en 1/f) augmente avec le courant de polarisation FET meilleur que bipolaire• Q du circuit oscillant
Quartz meilleur que LC• Facteur de bruit du transistor
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OSCILLATEUR
Principe:Un élément actif compense les pertesdu circuit oscillant
Deux approches théoriques possiblesAutomatique: rétroaction positiveElectronique: résistance négative
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Structures d ’oscillateur
Q
C1
C2
L
R
RL
Q
C
L1
RL
L2
Colpitts Hartley
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Voltage Controled OscillatorVCO
• Diode VARICAP diode polarisée en inverse par Vr capacité quand Vr Q relativement faible Cmax/Cmin <10
• Pente Ko du VCOKo = f/Vr
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Boucle à verrouillage de phasePLL
XF référence
Filtre de boucle VCO
+
-
Sortie
Comparateur de phase
Si la boucle est verrouillée : F sortie = F référence
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Synthétiseur de fréquence
XF référence
Filtre de boucle VCO
+
-
Sortie
Comparateur de phase
Divise parN
F sortie = N x F référence
Fsortie/N F sortie
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Fréquence de référence
Oscillateurpilote
à quartzDiviseur par R
TCXOOCXO
F comp
F comparaison = F référence / R
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Synthétiseur de fréquence
F sortie = N x F comparaison F sortie = N x F référence / R
XF comparaison
Filtre de boucle VCO
+
-
Sortie
Comparateur de phase
Divise parN
Fsortie/N F sortie
Programmation
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Limitation en fréquence
Le diviseur programmable est limité en fréquence à quelques dizaines de MHZ:
Prédiviseur rapide
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Synthétiseur pour fréquences élevées
XF comparaison
Filtre de boucle VCO
+
-
Sortie
Comparateur de phase
Divise parNFsortie/NP
F sortie
Programmation
Divise parP
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Inconvénient du prédiviseur
Sans prédiviseur:Fsortie = N x Fcomple pas du synthétiseur est Fcomp
Avec prédiviseur:Fsortie = N x P x F comple pas du synthétiseur est P x Fcomp
Pour un même pas, la fréquence de comparaison est P fois plus faible
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Synthétiseur 145 MHz au pas de 12,5 kHz
MC145151 avec prédiviseur par 10
Fcomp = 12,5 kHz / 10 = 1,25 kHz
N = 11 600 Fsortie = 116 000 x 1,25 = 145 000 kHzN = 11 601 Fsortie = 116 010 x 1,25 = 145 012,5 kHz
Exemple
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Inconvénient d ’un fréquence de comparaison basse
F comparaison F coupure filtre de boucle
Temps de verrouillage de la boucle
Bruit de phase
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Synthétiseur à deux modules
XF comparaison
Filtre de boucle VCO
+
-
Sortie
Comparateur de phase
CompteurA
F sortie
Programmation
Divise parP ou P+1
Compteur
M
RAZ
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Phase 1
Prédiviseur par P+1
Les compteurs A et M reçoivent des impulsionsde fréquence F1 = Fvco/(P+1), c ’est à dire de période T1 = 1/ F1 =( P+1) / Fvco = (P+1) Tvco
Le compteur A déborde au bout d ’un temps: t1 =A x T1 = A(P+1)Tvcoet change le rapport de division de P+1 à P
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Phase 2
Prédiviseur par P
Les compteurs A et M reçoivent des impulsionsde fréquence F2 = Fvco / P, c ’est à dire de période T2 = 1/ F2 = P / Fvco = P Tvco
Le compteur M déborde au bout d ’un temps:t2 = (M-A)PTvco
et réinitialise le système.
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Résultat
La période des impulsions reçues par le comparateur de phase est :t1 + t2 = (MP + A)Tvco soit une fréquence: F = Fvco /(MP + A)
Lorsque la boucle est verrouillée F = Fcomp d ’où:
Fvco = (MP + A) Fcomp
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Exemple
Synthétiseur 145 MHz au pas de 12,5 kHz
Prédiviseur par 10 / 11
145 000 = 12,5 (10M + A)M = 1160 A = 0
145 012,5 = 12,5 (10M + A)M=1160 A = 1
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Intérêt du synthétiseur à deux modules
Le pas du synthétiseur est égal à la fréquence de comparaison quelle que soit la valeur du prédiviseur.
Tous les synthétiseurs modernes sont de ce type(fractional N)
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Conclusion
Les performances d ’un récepteur sont essentiellement dans la tête HF:
• sélectivité• linéarité• facteur de bruit• résistance aux signaux forts• qualité de l ’oscillateur local