Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

РЕФЕРАТ

Магістерська дисертація присвячена питанням аналізу рівнів

випромінювань електромагнітних полів від розсіювачів з фрактальною

геометрією. Пояснювальна записка займає об’єм 128 с., містить 45 рисунки,

18 таблиць, 144 формул та 44 джерел. Складається зі вступу, переліку

посилань, п’яти розділів, висновків, списку посилань та додатків.

В магістерській дисертації друковані плати та пристрої розглядаються як

розсіювачі з фрактальною геометрією. Запропоновано моделювати

провіднидники друкованих плат як випадкові антенні структури

стохастичним фракталом дендритного типу. Виконано електродинамічне

моделювання шляхом апроксимації пристроїв системами тонких провідників і

плоских екранів, які враховують розрахунок поверхневого струму, наведеного

збудженням на провідних елементах моделі. В якості математичної основи є

метод інтегральних рівнянь, записаний щодо щільності поверхневого струму

на тонких провідниках і провідних екранах.

Виконані дослідження фрактальних антен у діапазоні від 2 до 18 ГГц, з

яких видно, що їх робоча область частот є чергуванням смуг пропускання та

послаблення. Ширина смуги пропускання збільшується з підвищенням

робочої частоти антени. У смугах пропускання збуджуються окремі локальні

ділянки активної поверхні фрактальної антени. Розміри і розташування цих

ділянок залежать від частоти сигналу зондуючого сигналу.

Фрактальні антени в певних діапазонах частот можуть забезпечити

достатньо високий коефіцієнт підсилення.

Експериментально підтверджено, що друковані плати під час оцінки їх

ЕМС можна розглядати як фрактальні розсіювачі.

Ключові слова: фрактальні антени, розсіювання електромагнітних

полів, електромагнітна сумісність.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

SUMMERY

Master dissertation devoted to issues considering the level of radiation of

electromagnetic fields on diffusers with fractal geometry. Explanatory note

occupies a volume of 128 p., Includes 45 figures, 18 tables, 144 formulas and 44

sources. It consists of an introduction, list of references, five chapters, conclusions,

list of references and applications.

In the master's dissertation printed circuits and devices considered as diffusers

of fractal geometry. A model сonductors PCB antenna structure as random

stochastic fractal dendritic type. Made by modeling electrodynamic systems

devices approximation of thin conductors and flat screens that take into account the

calculation of the surface current induced excitation leading to cell model. As a

mathematical basis is the method of integral equations written on the surface

current density in conductors and conductive thin screens.

The investigation of fractal antennas range from 2 to 18 GHz, which show

that their work area frequency bandwidth is interleaved and relaxation. Bandwidth

increases with increasing operating frequency of the antenna. In bandwidth excited

some local areas active surface fractal antenna. The size and location of these areas

depend on the frequency of the probe signal.

Fractal antenna in certain frequency bands can provide enough high gain.

Experimentally confirmed that the circuit boards in evaluating their EMC can

be considered as fractal fertilizer.

Keywords: fractal antenna scattering of electromagnetic fields,

electromagnetic compatibility.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

ЗМІСТ ПЕРЕЛІК СКОРОЧЕНЬ .............................................................................................................................. 3

ВСТУП ......................................................................................................................................................... 5

1 ОСОБЛИВОСТІ ЗАБЕЗПЕЧЕННЯ ЕЛЕКТРОМАГНІТНОЇ СУМІСНОСТІ ДРУКОВАНИХ

ПЛАТ ЯК ФРАКТАЛЬНИХ РОЗСІЮВАЧІВ .......................................................................................... 7

1.1 Розгляд друкованих плат як фрактальних розсіювачів ЕМП ........................................................... 7

1.2 Вимоги до ЕМС друкованих плат...................................................................................................... 11

1.3 Особливості вимірювань полів під час оцінки ЕМС ....................................................................... 14

1.4 Аналіз електромагнітної обстановки, створюваної безліччю джерел випромінювання .............. 19

1.5 Структура статистико-детермінованої оцінки ЕМС ........................................................................ 23

1.6 Висновки по розділу та постановка задач дослідження .................................................................. 26

2 ДОСЛІДЖЕННЯ ЕЛЕКТРОДИНАМІЧНИХ МОДЕЛЕЙ ФРАКТАЛЬНИХ РОЗСІЮВАЧІВ ...... 28

2.1 Особливості електродинамічного моделювання полів електично малих розсіювачів ................ 28

2.2 Моделювання випромінювань провідними структурами ................................................................ 32

2.3 Електродинамічний аналіз полів замкнених середовищ ................................................................. 38

2.4 Розрахунок ЕМП по заданому розподілу струму............................................................................. 43

2.5 Результати моделювання друкованих плат радіотехнічних пристроїв як фрактальних

розсіювачів ................................................................................................................................................. 45

2.6 Висновки по розділу ........................................................................................................................... 48

3 ЗАБЕЗПЕЧЕННЯ УМОВ ДОСЛІДЖЕННЯ ЕЛЕКТРИЧНО МАЛИХ ВИПРОМІНЮВАЧІВ ....... 50

3.1 Сприйнятливість радіоприймальних пристроїв ............................................................................... 50

3.2 Врахування побічних каналів ............................................................................................................ 54

3.3 Оцінка поточних режимів випромінювачів ...................................................................................... 56

3.4 Виведення інтегрального рівняння для опису впливу випромінювань ......................................... 58

3.5 Рішення струмових рівнянь для ліній з електрично короткими поперечними перетинами ........ 64

3.6 Перевірка запропонованих рівнянь шляхом порівняння з числовим електродинамічним

методом (ЧЕМ) .......................................................................................................................................... 68

3.7 Висновки по розділу ........................................................................................................................... 71

4 ДОСЛІДЖЕННЯ РІВНІВ ЕЛЕКТРОМАГНІТНИХ ПОЛІВ ФРАКТАЛЬНИХ РОЗСІЮВАЧІВ. .. 71

4.1 Забезпечення умов вимірювань ......................................................................................................... 71

4.2 Оцінка сумарного впливу шумів ....................................................................................................... 81

4.3 Оцінка впливу інтермодуляційних завад .......................................................................................... 85

4.4 Врахування антенного фактору ......................................................................................................... 88

4.5 Дослідження електродинамічних властивостей фрактальних антен дендритного типу .............. 90

4.6 Дослідження електромагнітної сумісності друкованих плат .......................................................... 92

4.7 Висновки по розділу ........................................................................................................................... 97

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

2

5 ОХОРОНА ПРАЦІ ТА БЕЗПЕКА В НАДЗВИЧАЙНИХ СИТУАЦІЯХ ..................................... 99

5.1 Визначення основних потенційно небезпечних та шкідливих виробничих факторів при

виконанні науково-дослідної роботи. ..................................................................................................... 99

5.2 Технічні рішення та оргінізаційні заходи з безпеки і гігієни праці ....................................... 100

5.2.1 Вимоги щодо організації робочих місць користувачів ВДТ ПЕОМ. ................................. 100

5.2.2 Електробезпека ........................................................................................................................ 104

5.2.3 Електромагнітні випромінювання радіочастотного діапазону ВДТ .................................. 106

5.2.4 Невикористовуєме рентгенівське випромінювання ВДТ .................................................... 107

5.2.5 Випромінювання монітору оптичного діапазону ................................................................. 109

5.2.6 Електростатичні поля ВДТ ..................................................................................................... 110

5.2.7 Повітря робочої зони .............................................................................................................. 111

5.3 Заходи щодо нормалізації умов праці ....................................................................................... 112

5.4 Безпека в надзвичайних ситуаціях ............................................................................................ 113

5.4.1 Вимоги що до організації ефективної роботи системи оповіщення персоналу у разі

виникнення надзвичайної ситуації ........................................................................................................ 113

5.4.2 Обов’язки та дії персоналу у разі виникнення НС ............................................................... 115

5.4.3 Пожежна безпека ..................................................................................................................... 116

ВИСНОВКИ ............................................................................................................................................. 119

ПЕРЕЛІК ПОСИЛАНЬ .................................................................................................................................

ДОДАТКИ......................................................................................................................................................

ДОДАТОК А.Технічне завдання .................................................................................................................

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

3

ПЕРЕЛІК СКОРОЧЕНЬ

ВДТ — Відеодисплейний термінал

ДЕК — Детальний енергетичний критерій

ДН — Діаграма направленості

ЕЕВ — Елементарний електричний випромінювач

ЕМО — Електромагнітна обстановка

ЕМБ — Електромагнітна безпека

ЕМП — Електро-магнітне поле

ЕПТ — Електронно-променеві трубки

ІБ — Інформаційна безпека

ЛЕП — Лінія електро–передач

ЛП — Лінія передач

МНС — Міністерство з надзвичайних ситуацій

НВЧ — Надвисокочастотне

ПЕОМ — Персональна електронна обчислювальна машина

ПЛАС — План локалізації и ліквідації аварійних ситуацій

ПЧ — Проміжні частоти

РПП — Радіопередавальний пристрій

СЕК — Спрощений енергетичний критерій

ЧЕМ — Числовий електродинамічний метод

ЧК— Частотний критерій

OATS — Відкритий випробовувальний майданчик поля

ІР — Інтегральне рівняння

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

4

LISN — Вхідний опір лінії

ЕМА – електрично малі антени

ФА – фрактальна антена

ФАР – фазована антенна решітка

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

5

ВСТУП

В останні роки в електродинаміці виник новий напрям, пов'язаний з

дослідженням електромагнітних властивостей фрактальних структур

(структур, що володіють самоподібністю і відсутністю виділеного масштабу

[1]). Цей напрямок одержав назву фрактальної електродинаміки.

Теоретичні дослідження з розсіювання та поширення електромагнітних

хвиль у фрактальних середовищах, дифракції на фрактальних об'єктах,

випромінювання зарядів, що рухаються по фрактальним траєкторіях [2-5]

підготували базу для якісного розгляду фізичних властивостей фрактальних

систем.

Електромагнітна безпека (ЕМБ) завжди вимагає ретельного розгляду. В

останні десятиліття спостерігається підвищений інтерес до ЕМБ з боку

великої кількості дослідників, при цьому світовою наукою не визначені єдині

універсальні критерії оцінки ЕМБ технічних засобів та їх комплексів.

Остання обставина обумовлена принциповою відмінністю підходів до

визначення гранично допустимих рівнів електро-магнітних полів(ЕМП) в

різних країнах.

У той же час, універсальність розроблюваної комплексної методики

оцінки електромагнітної обстановки у приміщенні вимагає можливості

розрахункового прогнозу з точки зору різних критеріїв.

Необхідність систематизації даних про допустимі рівні

електромагнітних випромінювань викликана великим різноманіттям

технічних засобів, що є джерелами ЕМП в побуті та офісі.

Одним з основних завдань інформаційної безпеки (ІБ), як наукової

галузі, є побудова систем комунікації, стійких до несанкціонованого доступу.

Фактори, які можуть зробити істотний вплив на інформацію, визначені

державними стандартами. Зокрема, в якості одного з можливих каналів

витоку інформації є електромагнітне випромінювання різних діапазонів.

Незважаючи на цю обставину, практично не існує певних нормативів на

ЕМП, з погляду забезпечення ІБ. Тим не менш, у багатьох організаціях, для

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

6

яких питання захисту інформації від несанкціонованого доступу

представляють інтерес, проводяться заходи по мінімізації рівнів побічного

випромінювання засобів телекомунікації.

Якщо знизити рівень ЕМП на 10-20 дБ (тобто в десятки-сотні разів), то в

більшості випадків чутливі давачі і засоби радіоелектронної боротьби та інші

приймачі не зможуть в повному обсязі виконувати свої функції.

Безумовно, найбільш радикальним засобом захисту інформації є

електромагнітне екранування, методи якого добре освітлені в спеціальній

літературі. Однак навіть якісно виконане екранування не гарантує

стовідсоткової інформаційної безпеки, тому будь-який екран має

випромінюючі щілини. Крім того, приймач може якимось чином

розташовуватися усередині екранованої області. Так чи інакше до

розрахункового прогнозу з точки зору ІБ вкрай доцільно пред'явити наступні

вимоги:

- можливість аналізу ЕМП у всьому діапазоні відстаней від джерела;

- роздільне подання розрахункових даних на контрольних частотах;

- суворе уявлення ЕМП з урахуванням реальної структури, обумовленої

конфігурацією випромінювання від технічного засобу, наявності стін у

приміщенні та сусідніх технічних засобів.

Друковані плати радіотехнічних пристроїв можна розглядати як

електрично малі антени (ЕМА), розташовані над провідним екраном

обмежених розмірів. Більшість обмежень для характеристик ЕМА отримано

при допущеннях вільного простору або нескінченного екрану.

Представляється актуальним перевірити справедливість цих співвідношень

для фрактальних антен, розташованих над екраном обмежених розмірів,

знайти тенденції зміни характеристик випромінювача в залежності від

відстані до екрану, розробити методи швидкої оцінки резонансних частот та

оптимізації параметрів фрактальних випромінювачів.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

7

1 ОСОБЛИВОСТІ ЗАБЕЗПЕЧЕННЯ

ЕЛЕКТРОМАГНІТНОЇ СУМІСНОСТІ ДРУКОВАНИХ ПЛАТ

ЯК ФРАКТАЛЬНИХ РОЗСІЮВАЧІВ

1.1 Розгляд друкованих плат як фрактальних розсіювачів

ЕМП

Використання фрактальних структур в якості антен або їх окремих

елементів засноване на трьох основних концепціях [6]. Перша з них полягає в

тому, що при порівняно невеликих геометричних розмірах фрактальної

структури, вона містить в собі елементи з безліччю просторових масштабів,

що лежать в широкому діапазоні. Так, наприклад, відстань між двома

точками фрактальної структури, виміряна вздовж самої структури,

найчастіше, багаторазово перевищує її геометричні розміри. Ця обставина

робить фрактальні антени широкосмуговими і багаточастотними за рахунок

великої кількості резонансних частот, відповідних кожному характерному

масштабу структури. Друга концепція припускає, що симетрія

самоподібності, притаманна фрактальним об'єктам, тим чи іншим чином

проявляється в особливостях спектру і просторового розподілу

випромінюваного ними електромагнітного поля. Ця обставина дозволяє

встановити тісний зв'язок між характеристиками антени та її

випромінювання, що важливо, наприклад, для систем стохастичною зв'язку.

Третя концепція розглядає фрактальні системи, як об'єкти з проміжною

когерентністю.

Фрактальна антена (ФА) може розглядатися як набір елементарних

випромінювачів, неоднорідно розташованих в просторі. Кожен з

випромінювачів вносить свій внесок у сумарну інтенсивність поля в заданій

точці простору:

*

* *

1 1 ,

E E n mn

N Nii i m

n m n m

n n m n

A e A e A A e

. (1.1)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

8

Векторні амплітуди nA пов'язані з потужністю випромінювання та

орієнтацією елементарних випромінювачів, тоді як фази н визначаються їх

просторовим розподілом. У разі монохроматичного випромінювання –

exp( )i t фази визначаються відстанню між точками випромінювання і

спостереження

(r r )nk

Просторові функції розподілу інтенсивності поля кожного з

елементарних випромінювачів можна вважати незалежними і усереднення

(1.1) по ансамблю дає

2

22* 2

,

| A | 1n m

Ni i

n m

n m

NG A A e N A e

N N

(1.2)

або, після нормування 22

1A A :

2* 2 1 1

E E iNG N e

N N

. (1.3)

Якщо розподіл фаз однорідний (тобто абсолютно випадковий), то

0ie та G N . У разі абсолютної когерентності 1ie

та 2G N .

Фрактальний розподіл джерел характеризується, як правило,

статистичним законом розподілу за фазами ( ) a

aP (Або

( ) (1 exp( ))a a

aP ) – для усунення розходження в нулі). Граничні випадки

0 та ( відповідають відповідно випадкам абсолютної когерентності

та її повній відсутності. Регулярні фрактальні об'єкти мають більш складні

закони розподілу [7] (наприклад, статистика Мітта-Леффлера, розподіл Леві і

т.д.), які, однак, мають ступеневу асимптотику. Таким чином, стохастичний

фрактальнй розподіл джерел випромінювання можна розглядати як випадок

проміжної когерентності.

Властивість проміжної когерентності призводить до того, що при

випромінюванні фрактальною антеною монохроматичного сигналу в діаграмі

спрямованості виникають добре виражені просторові максимуми

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

9

інтенсивності поля, які залежать від несучої частоти сигналу.

З точки зору когерентних властивостей, фрактальні антени можна

розглядати як пристрої, що займають проміжне положення між фазованими

антенними решітками (ФАР) і випадковими антенними решітками (random

antenna arrays) або нерезонансними двовимірними мікросмужковими

антенами. Перші дають можливість отримувати достатньо вузькі діаграми

спрямованості (піки в розподілі поля) на строго фіксованій частоті. Другі,

навпаки, володіють достатньою широкосмуговістю, але в їх діаграмах

спрямованості відсутні чітковиражені піки.

Розглянемо задачу вибору геометрії фрактальної антени з точки зору

моделювання топології друкованої плати із забезпеченням необхідних

параметрів пристрою, і насамперед резонансних робочих частот. Резонансні

частоти навіть найпростіших мікросмужкових антен визначаються не тільки

геометричними розмірами самого випромінюючого елемента і

діелектричною проникністю навколишнього матеріалу, а й способом

збудження, а також наявністю інших конструктивних елементів поблизу

антени.

Фрактали, будучи самоподібними об'єктами, характеризуються

відсутністю виділеного масштабу. Реальні фрактальні системи мають

максимальну (L) та мінімальну (l) довжини. Ця властивість дає підставу

вважати, що випромінюючі системи, що мають фрактальну геометрію,

матимуть не одну або декілька, а цілий спектр резонансних частот

(багаточастотні системи). Ширина спектра реальних систем повинна лежати

в інтервалі:

c cv

L l , (1.4)

де – діелектрична проникність середовища.

У регулярних фрактальних антенах (типу "сніжинки" або "килима

Серпінського") масштаб випромінюючих елементів змінюється дискретно.

Наприклад, в килимі Серпінського розміри його елементів утворюють ряд

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

10

/ 3 j

jl L .

Тому, резонансні частоти таких випромінюючих систем, також повинні

утворювати дискретний ряд. Ці резонанси володіють кінцевою шириною, яка

визначається геометрією антени, способом збудження, діелектричною

проникністю заповнювача, наявністю і властивостями інших

електродинамічних елементів.

Згідно вищесказаного, в якості моделі топології провідників

(випромінювачів) друкованої плати розглянемо стохастичну фрактальну

антену дендритного типу, яка має безліч резонансів в діапазоні, який

визначається (4), так як в ній присутні всі масштаби від максимального до

мінімального. При цьому змінюється лише просторове розташування і

амплітуда піків інтенсивності поля в ближній зоні.

РИСУНОК 1.1 – Стохастична фрактальна антена дендритного типу

Окремою і дуже важливою проблемою при дослідженні і використанні

фрактальних антен є питання їх збудження. Так як фрактальна антена є

багаточастотним широкосмуговим випромінювачем з вельми складною

геометрією, то узгодження з джерелом живлення у всьому робочому

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

11

діапазоні частот досить складне. Узгодження виникає природним чином для

ряду частот, значення яких значною мірою залежать від способу збудження.

1.2 Вимоги до ЕМС друкованих плат

Європейська директива ЕМС відрізняється від інструкції FCC (США)

включенням вимог завадозахищеності в доповнення вимогам до рівнів

випромінювання. Інша відмінність полягає в тому, що директива, без

винятку, стосується всього електронного обладнання. В ЄС наводяться

вимоги допустимих рівнів випромінювання такі ж як в США (FCC)[8,9].

Рисунок 1.2 – Порівняння FCC і CISPR за рівнями допустимих

випромінювань, виміряних на відстані 10 м

На рис. 1.2 приведено порівняння для допустимих рівнів

випромінювання у ЄС з поточним стандартом FCC по частотному діапазону

від 30 МГц до 1000 МГц. Стандарт FCC передбачає нормативи до 10 м, що є

достатньою відстанню для цього порівняння. Європейські стандарти (CISPR)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

12

мають більш суворі межі в частотному діапазоні від 88 до 230 МГц [8, 9, 10].

Нижче 88 МГц і вище 230 МГц в CISPR і FCC, ці межі сильно наближені

(різниця у 0,5дБ). Однак ЄС не передбачені рекомендації вище 1 ГГц, тоді як

FCC, охоплює діапазон до 40 ГГц.

Таблиця 1.1 – Зіставлення граничних рівнів електромагнітного

випромінювання виміряних на відстані 10м.

Частота

(МГц)

Граничні рівні класу A

(ДбпВ/м)

Граничні рівні класу В

(ДбпВ/м)

30-230 39 29.5

230-1000 46.5 35.5

>1000 49.5 43.5

Таблиця 1.1 є поєднанням гірших випадків стандартів FCC і CISPR під

час виміру випромінювань на відстані в 10 м.

Відомо, що FCC є своєрідним еталоном технічних стандартів та вимог

для радіоелектронних пристроїв. Радіочастотна енергія може бути

випромінена контрольовано чи непередбачувано. У зв’язку з цим, енергія

ЕМП визначається FCC як будь-яка електромагнітна енергія в частотному

діапазоні від 9 кГц до 3000 ГГц. Нормативи повинні виконувати дві функції:

забезпечення роботи передавачів і керування електромагнітною сумісністю,

яка може бути порушена різноманітним радіоелектронним обладнанням, що

випромінює радіочастотну енергію або шум як побічний продукт своєї

роботи.

Також норми FCC формулюють технічні стандарти та умови для

обладнання ISM. Устаткування ISM визначається як будь-який пристрій, що

використовує радіохвилі в промислових, наукових, медичних, або інших

цілях (включаючи передачу енергії по радіо), причому воно не

використовується (не призначено) для використання в радіозв'язку. До нього

входять медичне обладнання діатермії, промислове нагрівальне обладнання,

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

13

зварювальне обладнання, пристрої освітлення, пристрої, що використовують

радіохвилі для викликання фізичних змін середовища, тощо.

Нормами FCC передбачені універсальні стандарти для захисту

телефонної мережі від впливу завадових випромінювань. Захист телефонної

мережі охоплює електричні небезпеки в роботі телефонної станції,

пошкодження ІТ обладнання, неправильне функціонування пристроїв тощо.

Правила FCC застосовуються до фактично всієї цифрової електроніки

[11]. FCC має інструкції для керування інтерференційним потенціалом

цифрової електроніки ("обчислювальних пристроїв"). Ці інструкції: "Технічні

Стандарти для Обчислювального обладнання" стосуються пристроїв, що є

джерелами випромінювання. За цими правилами встановлені граничні межі

для максимально допустимих випромінювань та для максимально

допустимого випромінювання на змінному струмі (ac) в лінії живлення. Ці

інструкції були результатом напрацювань FCC про інтерференції до радіо – і

телевізійного прийому, де цифрова електроніка була ідентифікована як

джерело інтерференції.

Комп'ютери, здатні, викликати інтерференцію до майже всіх радіо-

служб, особливо тих, що використовують частоти нижче 200 МГц,

включаючи поліцію, аеронавігацію та інформаційне мовлення. Розглянемо

фактори, що сприяють цьому: цифрове обладнання стало більш масовим та

поширеним у суспільстві; технологія збільшила швидкість комп'ютерів до

точки, де комп'ютерний розробник працює з радіоперешкодами і

електромагнітними перешкодами (EMI); сучасна виробнича економіка

замінила сталеві шафи, які добре екранують або зменшують

випромінювання, на пластмасові шафи, що не забезпечують екранування.

Комп'ютерні термінали і периферійні пристрої, що можуть бути

підключеними до комп'ютера також є цифровими пристроями.

Оскільки Клас В для цифрових пристроїв, більш імовірно, буде

розташований в ближчій близькості до радіо- і телевізійних приймачів, межі

випромінювання для цих пристроїв складатимуть приблизно 10 дБ, тобто

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

14

будуть більш суворими, ніж для пристроїв Класу A.

Відповідність технічним стандартам повинна підтверджуватися в

інструкціях, що є зобов'язанням виробника. Для гарантії відповідності FCC

вимагає, щоб виробник протестував продукт на відповідність, перш ніж

продукт зможе бути проданий.

Для персональних комп'ютерів та їх периферійних пристроїв, виробник

може продемонструвати відповідність нормативам.

Попередня відповідність вимірів EMC конкретного пристрою

проводиться шляхом натурного тестування.

Тестування повинне бути виконане на вибірці, яка є представницькою

для виробничих потужностей. Воно буде позитивним, якщо належні

принципи розробки EMC використовувалися на всіх стадіях проекту і

попередня відповідність EMC виконується на ранніх моделях і окремих

компонентах пристрою.

Потрібно відзначити, що норми та вимірювальні процедури

взаємопов'язані. Отримані нормативи грунтувалися на певних процедурах

проведення випробувань. Тому вимірювання відповідності ЕМС повинні

бути зроблені, згідно інструкцій стандарту. FCC визначає, що для цифрових

пристроїв, вимірювання відповідності ЕМС повинні бути виконані згідно

процедури, описаної в інструкції ANSI C63.4-1992 [12] "Методи вимірювання

випромінюваних радіоперешкод низьковольтного електрообладнання та

електронного обладнання в діапазоні від 9 кГц до 40 ГГц.

1.3 Особливості вимірювань полів під час оцінки ЕМС

FCC для EMC обмежує максимально припустиме випромінювання

лінією електропостачання змінного струму в діапазоні від 15 до 30 МГц і

максимальні рівні випромінювань в частотному діапазоні від 30 МГц до 40

ГГц.

Для електромагнітного випромінювання вимірювальна процедура

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

15

передбачає відкритий випробувальний майданчик поля (OATS) або

еквівалентний вимір в площині налаштованим диполем чи лінійно

поляризованою антеною. Типова установка показана на рис. 1.3.

Використовуються резонансні антени, налаштовані на 30 діапазонів до

1000 МГц (налаштовані диполі), незважаючи на те, що інші лінійно

поляризовані широкосмугові антени можуть також використовуватися.

Однак дані, отримані налаштованим диполем, мають пріоритет. Вище 1000

МГц повинна використовуватися лінійно поляризована антена.

Рисунок 1.3 ─ Відкритий випробувальний майданчик поля (OATS) для

FCC з метою тестування на ЕМС. Устаткування для тесту (EUT) знаходиться

на поворотному столі

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

16

Таблиця 1.2 ─ FCC Клас А. Межі випромінювань на відстані в 10 м

Частота (МГц) Сила поля(мВ/м) Сила поля(дБмВ/м)

30-88 90 39.0

88-216 150 43.5

216-960 210 46.5

>960 300 49.5

Таблиця 1.3 ─ FCC Клас В. Межі випромінювань на відстані в 3 м

Частота (МГц) Сила поля(мВ/м) Сила поля(дБмВ/м)

30-88 100 40.0

88-216 150 43.5

216-960 200 46.0

>960 500 54.0

Таблиця 1.4 ─ FCC Клас А і В . Межі випромінювань на відстані в 10 м

Частота (МГц) Межа класу A (ДбпВ/м) Межа класу В (ДбпВ/м)

30-88 39.0 29.5

88-216 43.5 33.0

216-960 46.5 35.5

>960 49.5 43.5

Порівняння норм Класу A і Класу В повинно бути зроблено на тій же

відстані вимірювання. Тому, якщо норми Класу В екстраполюється до 10 м,

то два набори норм можуть бути порівняні як показано в Таблиці 1.4. Як

може спостерігатися, межі Класу А більш суворі на 10 дБ нижче 960 МГц і на

5 дБ вище 960 МГц.

Стандарти щодо наведень обмежують напругу створювану в лінії

змінного струму в частотному діапазоні від 150 кГц до 30 МГц. Норми

наведень (сприятливості наведень) існують, оскільки дозволяють поліпшити

ЕМС.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

17

Таблиця 1.5 ─ Межа верхньої частоти для тестування

Максимальна частота, згенерована

або використовувана для наведень,

МГц

Максимальна вимірювальна частота,

ГГц

<108 1

108-500 2

500-100 5

>1000 5 або 40 гармонік

Таблиця 1.6 ─ FCC / CISPR. Клас A. Межі наведень

Частота (МГц) Квазипік (дБ) Середнє число (дБ)

0.15-0.5 79 66

0.5-30 73 60

Таблиця 1.7 ─ FCC/CISPR. Клас В. Межі наведень

Частота (МГц) Квазипік (дБ) Середнє число (дБ)

0.15-0.5 66-65* 56-46"

0.5-5 56 46

5-30 60 50

* Межа лінійно зменшується з логарифмом частоти.

На частотах нижче 30 МГц основна причина інтерференції з

радіозв'язком відбувається шляхом наведення радіочастотної енергії на лінію

змінного струму і згодом випромінювання.

FCC впровадив норми наведень, після чого Міжнародний Спеціальний

комітет з радіоперешкод (CISPR, з його заголовка французькою мовою) ці

норми стали, використовуватися Європейським союзом.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

18

Рисунок 1.4 ─ Тестова установка для вимірювання наведень згідно FCC.

Таблиці 1.6 і 1.7 відповідають Класу A і Класу В стосовно норм

наведень, відповідно. Ці напруги виміряні у загальному режимі на лінії

електропостачання змінного струму за допомогою 50-Q / 50-pH мережі

стабілізації повного вхідного опору лінії (LISN), як визначено у

вимірювальних процедурах [12, 13]. Рисунок 1.4 показує, тестування FCC для

встановлення наведень.

Рисунок 1.5 ─ Норми наведень для стандартів FCC / CISPR

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

19

Порівняння між таблицями 1.6 і 1.7 показує, що Клас В має піки для

норм наведень від 13 дБ до 23 дБ, які більш суворі, ніж межі Класу А.

Відзначимо також, що потрібні і пікові та середні вимірювання. Пікові

вимірювання є представницькими для шуму вузькосмугових джерел, тоді як

усереднені вимірювання є представницькими для джерел широкосмугового

шуму. Усереднені норми наведень класу В від 10 до 20 дБ більш суворі, ніж

усереднені норми Класу А.

1.4 Аналіз електромагнітної обстановки, створюваної безліччю

джерел випромінювання

Електромагнітна обстановка в ВЧ і НВЧ діапазонах в деякій точці

простору р утворюється електромагнітними полями корисних сигналів (для

деякої системи радіозв'язку), завад і шумів. У припущенні статистичної

незалежності даних компонент і лінійності антенно-фідерного пристрою в

межах смуги частот на вході радіопередавального пристрою (РПП)

справедливе співвідношення [14]:

, , ,( , , ) ( , , ) ( , , ) ( , , ),i S m i I j i N k i

m j k

P p f t P p f t P p f t P p f t (1.5)

де

, ( , , )S m iP p f t – потужність m-го корисного сигналу;

, ( , , )I j iP p f t – потужність j-ї випадкової завади;

, ( , , )N k iP p f t – потужність шумів, створюваних k-м джерелом.

2 2 2

0 0

,4

еф

E E GP S

R R

(1.6)

де

E – напруженість електромагнітного поля в місці розташування антени

РПП;

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

20

0 120R Ом – опір вільного простору;

G – коефіцієнт підсилення антени;

– втрати в фідері.

Враховуючи (1.6) і припущення, що f f (1.5) можна представити у

вигляді:

2 2 2

, , , , , ,( , , ) ( , , ) ( , , ) ( , , ),i S m S m i I j I j i N k N k i

m j k

E p f t G E p f t G E p f t G E p f t (1.7)

Вираз (1.7) дозволяє охарактеризувати енергетичні параметри

електромагнітної обстановки як функцію просторових координат, частоти і

часу. Якщо відома (наприклад, отримана експериментально) функція

( , , )iE p f t представлена у вигляді (1.7), то можна говорити про те, що в точці ip

проведено структурний аналіз електромагнітної обстановки (ЕМО).

Розглянемо один частотний канал, якому відповідає частота 0f , для

деякої системи радіозв'язку, і фіксований момент часу 0t . У цьому випадку

(1.7) можна представити у вигляді

2 2 2

0 0 , , , ,( , , ) ( , , ) ( , , ) ( , , )i S S i I j I j i N k N k i

j k

E p f t G E p f t G E p f t G E p f t . (1.8)

Позначимо 2

2 0 0

2 2

, , 0 0 , , 0 0

( , , )

( , , ) ( , , )

S S ii

I j I j i N k N k i

j k

G E p f th

G E p f t G E p f t

.

Аналіз безлічі значень напруженості електромагнітного поля лінії

електро–передач (ЛЕП) представлених у вигляді (1.8), дозволяє судити про

виконання необхідних енергетичних умов для функціонування РЕЗ в заданій

точці простору, для заданого частотного каналу і в певний момент часу [15].

Функція ( , , )iE p f t визначає тривимірну поверхню розтину, якій

відповідають різні характеристики електромагнітної обстановки.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

21

Рисунок 1.6─. Карти напруженості електромагнітного поля

Так, безліч значень { }iE , певних для заданої частоти 0f (частотного

каналу), висоти над поверхнею рельєфу місцевості z, і в момент часу t

представляє миттєву карту розподілу ЕМП. На рис. 1.6 показана сукупність

таких карт, отримана шляхом обробки результатів вимірювань в робочій

смузі частот системи стільникового зв'язку NMT-450 [16].

Якщо розглядати безліч значень { ( )}iE t при фіксованих висоті 0z та

частоті 0f , то можна говорити про тимчасові залежності або флуктуації карти

розподілу напруженості поля для заданого частотного каналу.

Через ( )iE f позначимо миттєвий спектр в деякій точці простору.

Приклад спектра частотних каналів системи стільникового зв'язку NMT-

450 у миттєвій смузі 7 МГц представлений на рис. 1.7. Миттєвий спектр

містить інформацію про всі компоненти функції (1.7), які можуть бути

отримані шляхом належної обробки спектра. Виняток становить величина

завадової компоненти в інформаційних каналах, яка може бути отримана

шляхом тимчасового аналізу.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

22

Рисунок 1.7 ─ Миттєвий спектр

Функція ( , )iE f t — визначає еволюцію спектра електромагнітного поля в

часі в заданій точці простору. Приклад тимчасової залежності спектру

(спектрограми) наведено на рис. 1.8.

Рисунок 1.8 ─ Еволюція спектра в часі (спектрограмма)

Таким чином, стан ЕМО може характеризуватися набором ряду

перетинів поверхні ( , , )iE p f t : картами розподілу напруженостей

електромагнітних полів, спектром і характеристиками тимчасовою

завантаження радіочастотного спектру.

Функція ( , , )iE p f t є випадковою, що обумовлено випадковими

фізичними процесами в каналі радіозв'язку, тому методи прогнозування

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

23

напруженості поля а, отже, і оцінка ЕМС, заснована на розрахунку середніх

(медіанних) значень по місцю і часу [17, 18, 19]. Найбільш часто

використовують логарифмічно нормальний розподіл E , що підтверджено

результатами експериментальних досліджень, оскільки він адекватно описує

повільні завмирання сигналів (Федінга) [20]. Надалі, також будемо вважати,

що рівні сигналів і перешкод є усередненими по часу, що дозволяє

виключити в (1.7) тимчасову залежність.

1.5 Структура статистико-детермінованої оцінки ЕМС

Статистико-детермінований підхід, заснований на трьох етапній системі

фільтрації завадових ситуацій: спрощеним енергетичним критерієм (СЕК).

частотним критерієм (ЧК), детальним енергетичним критерієм (ДЕК), і

містить статистичну та детерміновану частини (рис. 1.9) [21, 22]. Метою

поетапної фільтрації є виключення завадових комбінацій з подальшого

аналізу, на кожному наступному етапі якого збільшуються обчислювальні

витрати, тим самим забезпечується мінімізація ресурсоємних обчислень при

оцінці ЕМС для угруповання великого числа РЕЗ.

Етап СЕК реалізує фільтрацію (відсів) завадових комбінацій за

енергетичним критерієм на базі спрощеної математичної моделі каналу

розповсюдження радіохвиль – "вільний простір" (без урахування рельєфу

місцевості, характеристик антен), а також частотних параметрів РЕЗ (частоти

випромінювань і каналів прийому, смуги випромінювань і фільтрів).

Внаслідок того, що аналіз як дуельних, так і інтермодуляционних

комбінацій проводиться послідовно, сукупний вплив завад не враховується,

що, безумовно, може призвести до помилок, особливо в разі значного числа

статистично незалежних РЕЗ. У той же час врахування сукупного

(сумарного) впливу завад призведе до збільшення часу аналізу на даному

етапі і зробить його не доцільним. Для того, щоб уникнути таких помилок,

пропонується механізм корекції порогового значення СЕК, заснований на

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

24

статистичній моделі ЕМО і забезпечує задану ймовірність помилки

врахування сукупного впливу.

На етапі ЧК проводиться перевірка частотних умов виникнення

завадових ситуацій. Для основного і побічних випромінювань з урахуванням

займаних ними смуг проводиться перевірка попадання в смуги основного і

побічних каналів прийому, перевіряється частотна умова виникнення завад

блокування та інтермодуляції.

Етап ДЕК включає в себе розрахунок рівнів перешкод на вході РПП, з

урахуванням характеристик антен РПП, з урахуванням рельєфу місцевості і

кліматичних умов, розрахунок рівня завад з урахуванням ослаблення

внесеного фільтрами преселектора і ПЧ.

Рисунок 1.9 ─ Структура статистико-детермінованої оцінки ЕМС

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

25

Умова ЕМС РЕЗ виконується тоді, коли виконується нерівність [23]:

c ПP P A (1.9)

де

cP – потужність корисного сигналу на вході приймача, дБмВт;

ПP – потужність завадового сигналу на вході приймача, дБмВт;

A – нормативне відношення для певного типу РЕЗ та для відповідної

завади, дБ.

Цей критерій не застосовується для завад блокування та інтермодуляції,

оскільки для перших рівень завади не є інформативним; у другому випадку

мова йде про вплив декількох завад.

Тому модифікуємо критерій (1.9) до виду [23]:

c ШP P h A (1.10)

де

ШP - сумарна потужність зовнішніх і внутрішніх шумів на вході

приймача;

h - зниження чутливості при впливі на РПП завад.

Отриманий критерій може бути використаний як при впливі завад від

основного, зовнішньо-смугового і побічних радіовипромінювань за основним

та побічних каналах прийому, так і при впливі завад інтермодуляції і

блокування, а також враховується вплив шумів та індустріальних завад.

Відзначимо, що в найгіршому випадку потужність корисного сигналу на

вході РПП дорівнює чутливості РПП: 0cP P .

Величина h показує на скільки децибел необхідно збільшити рівень

корисного сигналу в порівнянні з чутливістю РПП, щоб виконувалася умова

ЕМС.

ПОМ Шh P P (1.11)

Таким чином, якщо рівень корисного сигналу перевищує сумарний

рівень внутрішніх і зовнішніх шумів на величину нормативного відношення,

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

26

то будь-яке перевищення сигналу, за рахунок сумарного рівня шумів ШP

(1.11) призводить до порушення ЕМС.

1.6 Висновки по розділу та постановка задач дослідження

Питання електродинамічного моделювання побутової та офісної техніки

залишаються невирішеними – підходи, розвинені в деяких публікаціях, є

наближеними і, як наслідок, непридатними для побудови універсальної

методики. Крім того, в Україні до теперішнього часу не вироблена єдина

концепція комплексного розрахункового прогнозування електромагнітної

обстановки в промислових і житлових приміщеннях, яка враховувала б все

різноманіття присутніх там джерел, а також специфіку їх просторової і

тимчасової локалізації.

В рамках вирішення поставленої проблеми необхідна якісна методика

комплексного аналізу електромагнітної обстановки в різних приміщеннях, що

включає систему класифікації джерел, методики їх електродинамічного

моделювання як наближені, так і строгі, в залежності від специфіки конструкції

та характеру випромінюваного поля, підходи для врахування стін.

Різноманіття джерел, присутніх у приміщенні, диктує необхідність

систематизації відомостей про них і виділення в їх складі якісно однорідних груп,

що характеризуються певними конструктивними подібностями або просторово-

часовими характеристиками випромінюваного поля. Та обставина, що всі

джерела в приміщенні є багаточастотними і їх габаритні розміри виявляються

одного порядку з характерними розмірами аналізованої області простору,

призводить до принципової неможливості однозначного розбиття джерел на

класи, тобто багато з них або їх конструктивні блоки можуть бути віднесені до

декількох класів одночасно.

Для моделювання технічних засобів необхідний суворий підхід, заснований

на апроксимації корпусу (корпусів) пристроїв системами тонких провідників і

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

27

плоских екранів. При цьому повинен передувати розрахунок поверхневого

струму, наведеного збудженням на провідних елементах моделі.

Розгляд друкованих плат радіотехнічних пристроїв як електрично

малих антен (ЕМА), розташованих над провідним екраном обмежених

розмірів передбачає розробку теорії, методів проектування та дослідженні

характеристик друкованих фрактальних антен.

Для досягнення цих цілей необхідно вирішити наступні завдання:

– Дослідити імпедансні та поляризаційні характеристики фрактальних

антен, розташованих над екраном обмежених розмірів і порівняти їх з

граничними показниками, визначеними з геометричних розмірів

випромінювача;

– Визначити граничні характеристики узгодження в смузі частот

фрактальних антен, розташованих над провідним екраном;

– Розробити методику розрахунку електромагнітних полів в приміщеннях

для прогнозування електромагнітної обстановки в будь-яких промислових,

офісних та побутових приміщеннях;

– Розробити в рамках роботи моделі та методики електродинамічного

аналізу джерел в приміщенні, які можуть забезпечити методичну базу для

створення перспективної замкнутої автоматизованої системи аналізу

електромагнітної обстановки в приміщеннях;

– Створити комплекс заходів щодо нормалізації електромагнітної

обстановки в приміщеннях, при вирішенні завдань електромагнітної та

інформаційної безпеки.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

28

2 ДОСЛІДЖЕННЯ ЕЛЕКТРОДИНАМІЧНИХ МОДЕЛЕЙ

ФРАКТАЛЬНИХ РОЗСІЮВАЧІВ

2.1 Особливості електродинамічного моделювання полів електично

малих розсіювачів

Електродинамічна модель представляє математичний апарат (а також

його чисельну реалізацію – алгоритми, програми та ін.), що дозволяє

розрахувати електромагнітне поле в заданих точках простору за відомими

параметрами джерел поля, включаючи їх просторове положення та

орієнтацію. Розділ присвячений оцінці ЕМП з точки зору нормативних

критеріїв. Зазначимо, що для цілей електромагнітної та інформаційної

безпеки (ЕМБ і ІБ, відповідно) критерії оцінки поля є різними [24].

При строгому вирішенні електродинамічної задачі, повинні бути

враховані всі матеріальні тіла, що знаходяться в досліджуваній області

простору. Повинні бути враховані стіни приміщення, всі предмети, що

знаходяться всередині приміщення, макроскопічні параметри яких (як

середовищ існування електромагнітного поля) відрізняються від вільного

простору (повітря).

Електродинамічні задачі вирішуються методами інтегральних рівнянь,

оскільки при цьому функція Гріна, використовувана при інтегруванні

відповідних хвильових рівнянь, отримується в скінченій формі. Таке

інтегрування хвильових рівнянь може бути виконано тільки в ізотропному

середовищі (макроскопічні параметри як функції координат є постійними).

Згідно просторової теореми еквівалентності до ізотропного середовища (в

даному випадку до повітря) інтегрування може бути виконано шляхом заміни

реальних матеріальних тіл відповідними об’ємами (областями простору такої

ж форми), усередині яких мають місце еквівалентні електричні і магнітні

(для магнітних речовин) струми і заряди.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

29

Рішення електродинамічної задачі в такій суворій постановці з

урахуванням усіх зазначених вище факторів для довільної конфігурації

джерел, навіть враховуючи сучасні досягнення в галузі обчислювальних

методів електродинаміки, не представляється можливим. Тому доводиться в

тій чи іншій мірі ідеалізувати об'єкт дослідження і використовувати

наближені методи аналізу.

Для матеріальних об'єктів, вплив яких має бути враховано, слід виділити

поверхні, що обмежують приміщення (стіни, підлога і стеля, включаючи

металеві труби й радіатори центрального опалення, водопровідні труби і

т.д.). Підстави для цього очевидні: у першому випадку йдеться про

обмеження досліджуваної області простору, в другому - про точки простору,

де зрештою і має визначатися поле. Крім того, параметри тіл, що обмежують

приміщення, а також їх просторове положення, постійні за часом, чого не

можна сказати про інші матеріальні тіла, які можуть знаходитися в

приміщенні.

В якості наступного кроку по ідеалізації об'єкта слід прийняти

положення, згідно з яким всі розглянуті в рамках цієї роботи джерела поля

можуть розглядатися як сторонні, тобто як такі джерела, електромагнітні

параметри яких не залежать від навколишнього оточення. Це також випливає

з того факту, що режими роботи телекомунікаційних технічних засобів і

систем електропостачання практично не залежать від обстановки в

приміщенні (тут не йдеться про зміну навантаження телекомунікаційних

мереж і кіл електропостачання).

Відповідно до вищесказаного доцільною є процедура моделювання, яка

розділена на дві послідовно виконувані стадії:

- Побудова електродинамічних моделей телекомунікаційних засобів,

локальних ділянок телекомунікаційних мереж, локальних ділянок кіл

електропостачання та їх кінцевих пристроїв як сторонніх джерел, що

створюють електромагнітне поле у вільному просторі;

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

30

- Комплексне моделювання електромагнітної обстановки всередині

приміщення з урахуванням одночасного функціонування всіх (або частини)

джерел, впливу матеріальних тіл, що обмежують приміщення.

В рамках комплексної моделі в заданих точках простору визначаються

рівні (напруженості, індукції, щільність потоку енергії) електромагнітного

поля як функції частоти, що дозволяє провести потім оцінку

електромагнітної обстановки в умовах загального впливу (при одночасному

впливі в різних нормованих частотних діапазонах) .

В рамках розробки електродинамічних моделей сторонніх джерел

розглядаються технічні засоби, які слід класифікувати за частотним

критерієм. Структурування за частотним критерієм тісно пов'язане з

питаннями дослідної верифікації та використанням рохрахунково-

експериментальних методів, тому методологічне та апаратне забезпечення

інструментального контролю диференційовано по частотних діапазонах.

При цьому виникають два класи моделей:

- джерела, що створюють квазістаціонарне поле;

-джерела, що створюють поле у формі випромінювання

електромагнітних хвиль.

До першого класу відносяться джерела, що працюють на досить низьких

частотах, довжина хвилі виявляється значно (на кілька порядків) більше

лінійних розмірів приміщення (частоти порядку 1 МГц).

У числі відповідних технічних засобів знаходяться:

- локальні ділянки кіл енергопостачання, дротового радіомовлення,

телефонного та факсимільного зв'язку та їх кінцеві пристрої;

- відеодисплейні термінали персональних комп'ютерів, що містять

електронно-променеві трубки (ЕПТ) (їх блоки живлення, пристрої розгортки

і синхронізації);

- звуковідтворювальна апаратура;

- побутові індукційні печі;

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

31

- стаціонарні радіоприймальні пристрої, телевізійні приймачі,

абонентські тюнери кабельного та супутникового телебачення.

При цьому стаціонарні радіоприймальні пристрої та абонентські тюнери

кабельного та супутникового телебачення повинні розглядатися як споживачі

електроенергії, а телевізійні приймачі – і як споживачі енергії, і як джерела

поля.

Другий клас утворюють джерела, що працюють на досить високих

частотах, при яких довжина хвилі значно менше характерних розмірів

досліджуваної області простору. Сюди відносяться:

- НВЧ-печі;

- персональні ЕОМ (ПЕОМ) як комплекси технічних засобів;

- радіотелефони та інші засоби телекомунікацій, що працюють в

діапазонах ДВЧ і УВЧ.

Відзначимо, що джерела КВЧ і оптичного діапазонів в цій роботі не

розглядаються.

Крім класифікації по частотному діапазону, повинна бути виконана

класифікація за критеріями, які належать до просторової форми відповідних

випромінюючих структур. У цьому сенсі будемо розрізняти:

- лінійні джерела;

- локальні джерела.

Перший клас утворюють джерела, просторова форма яких

характеризується істотним переважанням одного розміру над іншими,

причому переважний розмір дорівнює розмірам приміщення. Відповідні

технічні засоби – локальні ділянки телекомунікаційних мереж і кіл

енергопостачання.

Другий клас утворюють джерела, локалізовані у відносно невеликій (в

порівнянні з розмірами приміщення) області простору. До них відносяться

кінцеві пристрої мереж і кіл електропостачання, а також індукційні печі,

НВЧ-печі, відеодисплейні термінали і т.п.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

32

Класифікація за формою викликана необхідністю застосування різних

підходів до розрахунку електромагнітного поля.

Вирішальний внесок в електромагнітну обстановку в діапазоні

промислової частоти 50 Гц в приміщеннях всіх типів вносить

електротехнічне обладнання будівлі, а саме кабельні лінії, що підводять

електрику до всіх споживачів системи життєзабезпечення будівлі, а також

розподільні щити і трансформатори. У приміщеннях, суміжних з цими

джерелами, зазвичай підвищений рівень магнітного поля промислової

частоти, що викликається відповідним електричним струмом.

Щодо лінійних джерел квазістаціонарного поля (кіл енергопостачання,

локальних ділянок телефонного та факсимільного зв'язку тощо) можна

виділити наступні специфічні особливості. Всі джерела цього типу можуть

розглядатися як двопровідні або багатопровідні лінії передачі з відстанню

між проводами, набагато меншою у порівнянні з відстанню до точки

спостереження.

2.2 Моделювання випромінювань провідними структурами

Внутрішньобудинкові телекомунікаційні мережі і кола

енергопостачання з точки зору просторової форми є ламаними кривими. Це

дозволяє в якості елементарного джерела (локального ділянки мережі)

розглядати окремий прямолінійний відрізок відповідної двухпровідної лінії.

Розглянемо рівняння Максвелла:

𝑟𝑜𝑡�� = 𝑗 +𝜕𝐷

𝜕𝑡, (2.1)

𝑟𝑜𝑡�� = −𝜕𝐵

𝜕𝑡.

У них можна знехтувати, внаслідок малості, похідними 𝜕𝐷

𝜕𝑡 і

𝜕𝐵

𝜕𝑡. Тоді:

𝑟𝑜𝑡�� = 𝑗, (2.2)

𝑟𝑜𝑡�� =0.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

33

Електричне і магнітне поля в умовах задачі цього типу можна

розглядати, як незалежні один від одного функції, також маємо право

вважати, що електромагнітні хвилі не випромінюються.

При обчисленні електричного поля лінію слід розглядати як

розподілений вздовж відрізка прямої електричний диполь – систему

паралельно протилежно заряджених дротів.

При обчисленні магнітного поля лінію слід розглядати як систему двох

паралельних відрізків з протилежно спрямованими струмами:

E =𝑞𝑙

4𝜋𝜀0𝑟3∗ [𝑟02𝑐𝑜𝑠𝜃 + 𝜃0

𝑠𝑖𝑛𝜃], (2.3)

де 𝑞 – величина точкового заряду на кінці диполя, Кл,

𝑙 - довжина диполя, тобто відстань між точковими зарядами, м;

𝜀0 = 8,854 ∗ 10−12 Ф / м - електрична постійна (враховано, що поле

визначається в повітрі);

𝑟 - відстань до точки спостереження, м (радіальна сферична координата

точки спостереження);

𝑟0 та 𝜃0 - радіальна і меридіональна орти сферичної системи координат;

𝜃 − кут між полярною віссю і напрямком на точку спостереження.

З (2.3) видно, що модуль вектора напруженості електричного поля

залежить від кутового положення точки спостереження. Надалі, враховуючи

специфіку вирішуваних завдань і непередбачуваний характер орієнтації

проводів лінії, будемо орієнтуватися на найгірший випадок і оцінювати

величину напруженості по першому доданку у другому множнику (2.3) при 𝜃

= 0.

Переходячи до лінійно розподіленого диполю, введемо погонний заряд

𝑞1 (Кл / м), величина якого може бути визначена за погонною ємністю

двохпровідної лінії 𝐶1 (Ф / м) наступним чином:

𝑞1 = 𝐶1𝑈, (2.4)

де 𝑈 − напруга в лінії,В.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

34

Орієнтуємо двохпровідну лінію уздовж осі ординат декартової

системи, а точку спостереження розмістимо на осі абсцис, як показано на

рис. 2.1 (проводи лінії орієнтовані один відносно одного для

найгіршоговипадку).

На рис 2.1 абсциса точки спостереженняx=a, кординати кінців лінії y=b

і y=c. Тоді напруженість електростатичного поля (модуль вектора) 𝐸, В / м

визначиться співвідношенням:

�� =𝑙

2𝜋𝜀0∫ 𝑞1(𝑦) ∗ [𝑦2 + 𝑎2]−3/2𝑑𝑦

𝑐

𝑏 , (2.5)

де двочлен в квадратних дужках – відстань до точки спостереження відносно

точки джерела (інтегрування передбачає всю прямолінійну ділянку лінії).

Оскільки поле квазістаціонарне, погонний заряд можна вважати

постійним по довжині лінії. Тоді він може бути винесений за знак інтеграла, а

останній може бути обчислений шляхом знаходження відповідної першої

первісної, яка відома в замкнутій формі.

Рисунок 2.1 - До розрахунку електричного поля двохпроводної лінії.

В результаті, після нескладних перетворень одержуємо:

2

0 2 12

lq c bE

a r r

(2.6)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

35

де 𝑟1 і 𝑟2-відстань від точки спостереження до крайніх точок лінії у = а і y=b,

відповідно (див. рисунок 2.1).

Таким чином, електричне поле лінії убуває обернено пропорційно

квадрату найкоротшої відстані до неї.

Результати деяких розрахунків для моделі, зображеної на рис. 2.1

наведені на рис. 2.2 - 2.4. При цьому довжина відрізка лінії складає 30 метрів,

напруга - 220 В, відстань між провідниками - 0.5 см.

На рис. 2.2 наведені результати розрахунку напруженості електричного

поля в середньому перерізі моделі на висоті Z = 0, тобто в площині моделі.

Рисунок 2.2 – Результати розрахунку напруженості електричного поля про-

промислової частоти, Z = 0.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

36

На рис. 2.3 наведені результати розрахунку напруженості електричного

поля в середньому перерізі моделі на висоті Z = 0.5 м, тобто в площині,

розташованій на 0.5 м вище (або нижче, враховуючи симетрію структури

поля) площини моделі.

Рисунок 2.3 - Результати розрахунку напруженості електричного поля про-

промислової частоти, Z = 0.5 м.

На рис. 2.4 наведені результати розрахунку напруженості електричного

поля в середньому перерізі моделі на висоті Z = 1м.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

37

Рисунок 2.4 - Результати розрахунку напруженості електричного поля

промислової частоти, Z= 1 м.

При розрахунках електричне поле, розраховане за формулою 2.6,

представлене у вигляді розкладання в декартовому базисі.

З наведених результатів добре видно відмінність структури поля в

різних площинах. У всіх випадках відсутня компонента поля, що збігається

за напрямком з лінією - E𝑦, що вказує на те, що електричне поле лежить у

площині поперечного перерізу моделі. У площині моделі (див. рис 2.3)

присутня тільки компонента E𝑥, в інших же перетинах структура поля більш

складна - присутня вертикальна складова E𝑧.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

38

2.3 Електродинамічний аналіз полів замкнених середовищ

Розглянемо підхід, що полягає в підборі амплітуди збудження (вхідного

струму або напруги) таким чином, щоб випромінювана потужність

відповідала реальній ситуації (експериментальним даним). Однак більш

зручним є завдання деякої цілком певної величини амплітуди збудження і

знаходження в рамках електродинамічної задачі потужності

випромінювання. Оскільки струм змінюється пропорційно квадратному

кореню від потужності (це ж відноситься і до напруженості поля), то рішення

електродинамічної задачі (функції розподілу струму) повинно бути

домножено на величину (𝑃0 / Pрозр) 1/2, де Pрозр – розрахункова

випромінювана потужність, знайдена в рамках електродинамічної задачі; 𝑃0 –

реальна потужність випромінювання досліджуваної системи.

Таким чином, електродинамічна задача полягає в знаходженні функції

розподілу поверхневого струму, поле якого в сумі зі стороннім полем,

створюваним стороннім струмом (напругою) в активній області, орієнтоване

нормально до поверхні металевих елементів в будь-якій точці цієї поверхні.

Оскільки рішення знаходиться з точністю до множника (𝑃0 / Pрозр) 1/2, в

рамках цієї задачі необхідно знайти потужність випромінювання Pрозр,

відповідну заданій амплітуді збудження.

Після знаходження функції розподілу поверхневого струму

напруженості електричного і магнітного полів у довільній точці простору

можуть бути знайдені за допомогою відомих співвідношень.

Для вирішення зовнішніх електродинамічних задач вельми широко

використовується метод інтегральних рівнянь (ІР), оскільки на відміну від

внутрішніх параметрів в цьому випадку відомі вирази для функцій Гріна в

скінченій формі.

В рамках методу ІР в деякій точці спостереження поле визначається

інтегральним виразом, де підінтегральна функція, що включає шукану

функцію розподілу струму (струмову функцію), має сенс поля, створюваного

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

39

елементом поверхні, на якій розподілений струм. Переміщаючи точку

спостереження по цій поверхні і вимагаючи, щоб у ній завжди виконувалася

гранична умова, можна визначити струмову функцію.

Гранична умова для ідеально провідної поверхні S може бути записана

таким чином:

0( ), ( ) ( ) 0n s E s E s ,

де ��(𝑠)–відстань від нормалі до поверхні,

𝐸0 (𝑠)- первинне поле,

𝐸𝑠 (𝑠)- розсіюване поле.

У прикладній електродинаміці застосовуються ІР різного виду. Всі вони

мають сенс за граничної умови для векторів електричного або магнітного

полів. При цьому шуканими функціями, які перебувають під дією

інтегрального оператора, є, як правило, щільність поверхневого струму або

тангенціальні компоненти векторів напруженостей електричного або

магнітного полів. Для вирішення ІР застосовують чисельні методи, в яких

шукані функції відшукуються у вигляді розкладання у функціональному

базисі.

Для сітчастих моделей, що представляють системи лінійних

провідників, поперечні розміри яких значно менше довжини хвилі, широко

застосовується так зване тонкодротове наближення, в рамках якого

поверхневий струм замінюється лінійним нитковидним, що тече по осі

проводу, а гранична умова накладається відносно поверхні. При цьому

відстань між точкою джерела і точкою спостереження не може бути менше

величини радіусу дроту. Такий підхід успішно застосовується і при наявності

суцільних металевих поверхонь з апроксимацією останніх дротяними

сітками.

Тонкодротове наближення, по суті, полягає в переході від точного ядра

ІР до наближеного. До теперішнього часу розвинена теорія інтегрального та

інтегро-диференціальних рівнянь лінійних провідників, що дозволяє

досліджувати рівняння з точним сингулярним ядром, що ефективніше

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

40

наближає до тонкого дроту. Однак ця теорія охоплює лише окремі випадки і

не може бути застосована при дослідженні об'єктів складної конфігурації, що

розглядаються в цій роботі. Тому обраний в роботі підхід, заснований на

тонкодротовому наближенні з апроксимацією суцільних поверхонь

дротяними сітками. Крім дротяних сіток в модель технічного засобу доцільно

вводити суцільні поверхні, якими можна апроксимувати, наприклад, корпуси

системних блоків ПЕОМ і т.п.

Таким чином, для аналізу сітчастих структур з електрично тонких

провідників, що моделюють елементи відеотракта ПЕОМ, використовуємо

метод на основі тонкодротового наближення, в рамках якого

використовується наближений опис розподілу струму:

- струм вважається осьовим, тобто поточним по осі проводу; відповідно

враховується тільки поздовжня складова реального поверхневого струму;

- гранична умова для електричного поля накладається на поверхні

проводу, тобто на відстані його радіуса від осі, завдяки чому, враховується

кінцевий поперечний розмір провідників;

- при накладенні граничної умови вважається, що будь-яка складова

поля, перпендикулярна осі провідника, нормальна і по відношенню до його

поверхні, тобто свідомо задовольняє цій умові; таким чином, при описі

розподілу поля також враховується тільки поздовжня (паралельна осі

провідника) складова.

Дані припущення істотно спрощують задачу і призводять до

інтегральних рівнянь, які належать до класу рівнянь Фредгольма 1-го роду

Основні типи рівнянь: інтегральні рівняння Галена, Поклінгтона,

інтегро-диференціальне рівняння Харрінгтона. Всі перераховані рівняння

мають сенс за граничної умови (на поверхності металу) для електричного

поля.

Доцільність застосування методів на основі тонкодротового наближення

полягають в тому, що вони до теперішнього часу добре вивчені, достатньою

мірою апробовані (великою практикою застосування), прості в алгоритмізації

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

41

та реалізації на ЕОМ, в достатній мірі універсальні в сенсі довільності

геометрії об'єкта і т.д.

Розглянемо довільний об'єм 𝑉(𝜀п = 𝜀0;𝜇п = 𝜇0; 𝑟 = 0), в якому певним

чином дислоковані провідникові тіла і сторонні джерела електричного

струму, (див. рис. 2.5) де

r – радіус-вектор точки спостереження,

r ' – радіус-вектор точки поверхні, що несе сторонній струм.

Геометричніпараметри з рисунка 2.5 :

2 2 2| |r x y z ,

2 2 2| | ( `) ( `) ( `)r x y z , (2.7)

2 2 2| `| ( `) ( `) ( `)r r x x y y z z ,

У загальному випадку вектори електромагнітного поля задовольняють

рівнянням Максвелла:

0 стrotH i E j , (2.8)

0rotE i H ,

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

42

Рівняння (2.8) записані для комплексних амплітуд векторів, тобто:

( , ) ( )i tE r t Re E ,

( , ) ( ) ei tH r t Re H , (2.9)

( , ) ( ) ei t

ст стj r t Re j ,

Тут і далі: штрихові координати відносяться до областей існування

джерел електричного типу.

Виключаючи в (2.8) електричний або магнітний вектор і вводячи

векторний і скалярний електродинамічні потенціали для скорочення

розмірності системи (2.8)

0

1H rotA

, (2.10)

H i A grad ,

неважко отримати рівняння другого порядку щодо векторного

потенціалу:

2 2

0 0 0 стA A j , (2.11)

При цьому на �� і 𝜑 накладається умова Лоренцевого калібрування:

2

0 0 0divA i , (2.12)

Доцільність умови (2.12) випливає з тієї обставини, що векторований

потенціал А визначений з точністю до градієнта довільної скалярної функції.

Загальне рішення рівняння (2.11) для випадку джерел електричного типу

відомо у вигляді інтеграла:

0( ) ( `) ( , `)V

A j G dV (2.13)

Аналогічні міркування приводять до вирішення для скалярного

потенціала:

0

1( ) ( `) ( , `)

V

p G dV

(2.14)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

43

де р (𝛾′) – поверхневий заряд, наведений на поверхні проводніка, пов'язаний з

щільністю поверхневого струму через закон збереження електричного

заряду:

( `) ( `)s

idivj

2.4 Розрахунок ЕМП по заданому розподілу струму

Розглянемо вираз:

( ) ( ) ( )i i i i i iI s A B sink s s C cosk s s (2.15)

Для електрично тонких проводів завдання розрахунку поля може бути

вирішене в наближенні осьового струму (тонкодротове наближення).

Сегмент 𝑧2−𝑧1 = ∆ в декартовій та циліндричній системах координат

зображений на рис. 2.6.

Рисунок 2.6

У загальному випадку систему провідників зі струмом можна

представити у вигляді сукупності елементарних електричних випромінювачів

(для тонких проводів). Кожен елементарний випромінювач збігається з

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

44

сегментом, причому струм випромінювача відповідає центральній точці

сегмента.

ЕМП системи може бути визначене шляхом інтегрування полів всіх

елементарних електричних випромінювачів (ЕЕВ) уздовж криволінійного

контуру, що проходить по осях всіх проводів. Якщо провід з декількох

сегментів орієнтований, розподіл струму 𝐼(𝑧 ′) визначається шляхом

вирішення ІР, то компоненти векторів ЕМП в декартових координатах

можуть бути знайдені :

2

01

( `) `( ) ( `) ( `) Ф1( , `) G1( , `)

z

x

z

I z dzE r x x z z r r r r

r

, (2.16)

2

01

( `) `( ) ( `) ( `) Ф1( , `) G1( , `)

z

y

z

I z dzE r y y z z r r r r

r

, (2.17)

2

01

( `) `( ) Ф 2( , `, z z`) G1( , `)

z

z

z

I z dzE r r r r r

r

(2.18)

2

1

( ) ( `) `( `) Ф3( , `) G1( , `)

z

x

z

H r I z dz y y r r r r , (2.19)

2

1

( ) ( `) `( `) Ф3( , `) G1( , `)

z

y

z

H r I z dz x x r r r r , (2.20)

Інтеграли (2.16) - (2.20) можуть бути знайдені чисельно на ЕОМ.

Допоміжні функції координат, застосовані в (2.16) - (2.17) мають вигляд:

2

3 2

3 3 1Ф1( , `)

`` `r r i k i k

r rr r r r

, (2.21)

2 2 22 2 2

2

3

3 ` 3 ` `Ф 2( , `, )

` 2 ``

r r r r r rr r i k i k

r r r rr r

(2.22)

2

1Ф3( , `)

``

kr r i

r rr r

, (2.23)

Використання декартової системи координат обумовлено зручністю

аналізу конфігурацій провідників.

При побудові моделі технічного засобу для розрахунку поля на ЕОМ

необхідно знання координат кінців всіх провідників, апроксимуючих його

корпус. Координати можуть бути визначені безпосередньо за відомими

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

45

розмірами елементів технічного засобу, або обчислені ЕОМ за заданими

координатами кутів корпусу пристрою. Останній варіант є більш зручним з

точки зору економії часу кінцевого користувача програми. Для реалізації

процедури автоматичної генерації числових масивів з координатами

провідників необхідно створення набору елементів, з яких може бути

синтезована модель.

2.5 Результати моделювання друкованих плат радіотехнічних

пристроїв як фрактальних розсіювачів

Розглянемо фрактальні розсіювачі згідно теорії електрично малих

антен (ЕМА) [25], для яких виконується умова ka < 1, де 2

k

– хвильове

число, – довжина хвилі, a – радіус умовної сфери, що охоплює

максимальний розмір антени – диполя. У разі орієнтації ЕМА паралельно

поверхні екрану добротність антени зростає і залежить як від параметра ka

і відстані до екрану h, так іα – кута між напрямком диполя і

тангенціальною площиною. Для розрахунку досяжних значень добротності

слід враховувати всі нюанси розподілу струмів в антені та екрані, що

ускладнює аналітичне рішення задачі при кінцевих розмірах екрану.

При електродинамічному моделюванні ряду фрактальних друкованих

повнохвильових антен, розташованих над екраном обмежених розмірів на

різній висотіт h раціональним стає порівняння їх параметрів з

характеристиками одиночної рамки у вільномупросторів і над

нескінченним екраном.

Порівняння значень добротностей рамкових антен за результатами

моделювання з граничними добротностями, визначеними за величинами

ka, h та а показало, що граничні добротності фракталів першого і другого

порядків, розташованих паралельно провідному екрану обмежених

розмірів, можуть бути визначені по геометричних розмірах, коли відстань

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

46

до екрана становить / 4h . При зменшенні відстані до екрану / 4h

добротність антен зростає тим більше, чим менше значення h (при

близьких відстанях приблизно на порядок) і використовувати граничні

співвідношення з теорії ЕМА можна.

Паралельний екран обмежених розмірів погіршує поляризаційні

властивості фрактального розсіювача, причому форма діаграми

спрямованості спотворюється тим більше, чим менше відстань до екрану.

Аналіз результатів моделювання показав, що добротність фракталів

першого і другого порядків, практично не залежить від відстані до екрану і

виявляється в 3-4 рази вище, ніж у одновиткових рамкових антен.

Результати моделювання підтвердили, що всі зазначені вище

закономірності для фрактальних антен, розташованих над екраном

обмежених розмірів, зберігаються і в НВЧ діапазоні.

Для фрактальних антен можна запропонувати метод розрахунку

резонансних частот, вхідних імпедансів та елементів електричної моделі

[26]. Суть методу полягає в поданні друкованої фрактальної антени над

провідною площиною у вигляді каскадного з'єднання однакових структур,

моделлю яких є вигин провідника мікросмужкової лінії передачі на кут,

який визначається типом фрактала, і симетрично підключених з'єднань

вигинів однакових відрізків микросмужкової лінії. Це дозволило визначити

повну матрицю А- параметрів всієї фрактальної антени у вигляді ступеня

матриць передачі a для елементарної структури і привести її до вигляду:

2 2

2 211 11 11 11

11 12 11 12

2 22 211 1121 11 21 11

1 11 1

2 1 2 11 1

n n

a a a aa a a aA

a aa a a a

де 11a , 12a та 22a – элементы матрицы [a] для елементарної структури

фрактальної антени, n – кількість елементарних структур.

Вхідний імпеданс рамки визначається співвідношенням:

2

1112

21

( 1)вх

АZ А

А

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

47

де 11А ,

12А ,21А – елементи матриці еквівалентного фрактальній рамці

замкнутого чотириполюсника, які визначаються виразом (1).

Отримані співвідношення дозволили розробити в середовищі

MathCAD алгоритм для розрахунку та оптимізації частот резонансів і

вхідного імпедансу фрактальної антени над площиною без

електродинамічного моделювання. На основі цього алгоритму були

виконані розрахунки вхZ для ряду фрактальних антен. Наприклад, для

рамкової антени на основі фрактала Маньковського першого порядку з

габаритами 34 х 34 мм, розташованої над провідною площиною і виконаної

на плівці з лавсану товщиною 100 мкм, має ширину провідника W= 2 мм,

висоту над екраном h= 1 мм були отримані резонансні частоти: 0,933 ГГц,

2,8 ГГц, 4,663 ГГц, 6,517 ГГц.

При електродинамічному моделюванні цієї антени отримані

резонансні частоти для рамки рівні: 0,92 ГГц, 2,75 ГГц, 4,54 ГГц, 6,334

ГГц, тобто резонансні частоти добре збігаються.

Відомо, що для повнохвильових і укорочених рамкових антен

граничне значення рівномірної в робочій смузі частот характеристики

коефіцієнта відбиття на вході узгоджувального кола визначається

однаковим співвідношенням:

22

1| S |

pQ

пред e

,

де

p

pp p

RQ

L

– добротність рамки на частоті резонансу p ,

0

p

,

0

в н

– відносний робочий діапазон рамкової антени,

0 – центральна частота робочого діапазону,

pL – індуктивність електричної моделі рамки,

pR – активна складова імпедансу.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

48

Ці співвідношення дозволяють пов'язати з номіналами елементів

моделі рамкової антени мінімально можливий рівень модуля коефіцієнта

відбиття ( )S на вході пасивного недисипативного узгоджувального кола

при заданому робочому діапазоні частот та 0 .

2.6 Висновки по розділу

Обгрунтовано необхідність розробки методики електродинамічного

моделювання об'ємних джерел ЕМП складної конфігурації. Відповідно до

цієї методики корпус досліджуваного пристрою апроксимується дротяною

сіткою провідних екранів. При цьому дротяними сітками зручно

апроксимувати провідні поверхні досить складної конфігурації (у випадках

коли характерні розміри нерівностей поверхонь значно менше просторового

періоду зміни поля), а суцільними елементами конструктивні блоки

модельованих пристроїв відносно простій форми.

Математичною основою при цьому є метод інтегральних рівнянь,

записаних щодо щільності поверхневого струму на тонких провідниках і

провідних екранах.

При електродинамічному моделюванні ряду фрактальних друкованих

повнохвильових антен, розташованих над екраном обмежених розмірів на

різній висотіт h раціональним стає порівняння їх параметрів з

характеристиками одиночної рамки у вільномупросторів і над нескінченним

екраном.

Порівняння значень добротностей рамкових антен за результатами

моделювання з граничними добротностями, визначеними за величинами ka, h

та а показало, що граничні добротності фракталів першого і другого

порядків, розташованих паралельно провідному екрану обмежених розмірів,

можуть бути визначені по геометричних розмірах.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

49

Аналіз результатів моделювання показав, що добротність фракталів

першого і другого порядків, практично не залежить від відстані до екрану і

виявляється в 3-4 рази вище, ніж у одновиткових рамкових антен.

Результати моделювання підтвердили, що всі зазначені вище

закономірності для фрактальних антен, розташованих над екраном

обмежених розмірів, зберігаються і в НВЧ діапазоні.

Для фрактальних антен можна запропонувати метод розрахунку

резонансних частот, вхідних імпедансів та елементів електричноїмоделі.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

50

3 ЗАБЕЗПЕЧЕННЯ УМОВ ДОСЛІДЖЕННЯ ЕЛЕКТРИЧНО

МАЛИХ ВИПРОМІНЮВАЧІВ

3.1 Сприйнятливість радіоприймальних пристроїв

РПП призначений для виділення сигналів із радіовипромінювання із

заданою вибірковістю по смузі частот і часу. Ідеальний, з точки зору ЕМС,

РПП повинен приймати корисні сигнали тільки в межах необхідної смуги

частот. Будь-який реальний РПП має здатність до прийому сигналів за

межами необхідної смуги частот.

Властивість РПП та його складових частин реагувати на радіоперешкоди

у вигляді електромагнітного, електричного, магнітного полів через антену чи

поза неї, або у вигляді напружень, або струмів в фідері, в колах живлення,

управління, передачі інформації, комутації та заземлення називається

сприйнятливістю [27].

Поряд з сприйнятливістю по основному каналу реальний РПП володіє

сприйнятливістю по побічних каналах прийому.

До побічних каналів прийому відносяться канали, що включають

проміжні частоти, дзеркальні частоти, комбінаційні частоти і частоти в ціле

число разів менші частоти настроювання РПП, проміжних і дзеркальних

частот.

На рис. 3.1 показана типова динамічна характеристика РПП. Інтервал,

що відокремлює точку перетину 3P від рівня потужності власних шумів,

визначає такі характеристики РПП як: динамічний діапазон з блокування і

динамічний діапазон по інтермодуляції [28].

Нижньою межею обох динамічних діапазонів є рівень потужності

власних шумів.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

51

Рисунок 3.1. Динамічна характеристика РПП

Структурна схема супергетеродинного приймача (СПГ), що лежить в

основі математичної моделі вхідної частини РПП, зображена на рис. 3.2. СПГ

приймач володіє найбільшою сприйнятливістю до тих завад, частоти яких

можуть змішуватися з частотою гетеродина або його гармоніками і

потрапити в смугу фільтра ПЧ.

Рисунок 3.2 Структурна схема супергетеродинного приймача

Дослідження в [28] показують, що в СПГ РПП, що мають кілька

ступенів перетворення, доцільно враховувати завади, обумовлені першим

змішувачем, оскільки вони посилюються наступними каскадами

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

52

перетворення. Таким чином, у пропонованій математичній моделі

сприйнятливості РПП враховуються побічні канали на гармоніках першого

гетеродина, а основна характеристика сприйнятливості РПП визначається

останнім фільтром ПЧ.

Характеристика сприйнятливості РПП визначаться як [29]:

0

( )( ) 10lg

( )

P fK f

P f

(3.1)

де

0( )P f – потужність сигналу на вході приймача на центральній частоті

прийому,

( )P f – потужність сигналу на довільній вхідний частоті, що викликає

відгук на виході приймача, рівний відгуку на центральній частоті.

Характеристика сприйнятливості є зворотною по відношенню до

характеристики вибірковості

( )S f (дБ), тобто ( ) ( )K f S f .

У математичній моделі РПП використовується кусково-лінійна

інтерполяція характеристики сприйнятливості в логарифмічному масштабі на

підставі даних про АЧХ фільтра ПЧ:

11)

1

( ) ( )( ) ( ) ( ) (

kN

i ii i i

i i i

K f K fK f K f f f f f f

f f

, (3.2)

де

if – частота в i -й характерній точці класу випромінювання

100 100( / 2 / 2)if f f ;

( )iK f – рівень сприйнятливості в i -й точці, дБ;

1, 0( )

0, 0

ff

f

Наприклад, інтерполяція проводиться за такими точками: 1) за рівнем -3

дБ (смуга фільтра ПЧ - 3f ); 2) по деякому заданому значенню X дБ — xf ; 4)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

53

за рівнем -60 дБ - 60f .

Мінімальними даними, достатніми для побудови моделі характеристики

сприйнятливості РПП є 3f , при цьому вважається, що співвідношення смуги

пропускання фільтра ПЧ за рівнем -60 дБ до ширини смуги за рівнем -3 дБ

дорівнює 8 (для 80% РПП цей коефіцієнт менше 8 і майже не залежить від

частотного діапазону [28]).

Аналогічним чином будується модель амплітудно-частотної

характеристики преселектора (ПВЧ). Використовується той факт, що

ослаблення завади по дзеркальному каналу визначається амплітудної

характеристикою преселектора (ПВЧ) РПП. Центральна частота

дзеркального каналу дорівнює 0 2 ПЧf f , де 0f — частота основного каналу

прийому, ПЧf - проміжна частота. Як правило, в технічних характеристиках

РЕЗ наводиться значення вибірковості по дзеркальному каналу ДКS . На рис.

3.3 наведено приклад інтерполяції характеристик фільтрів ПЧ і преселектора

для РПП 1Р21В-3 (Льон-В).

Рисунок 3.3 Характеристики фільтрів ПЧ і преселектора для РПП Льон-В

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

54

У разі високої першої проміжної частоти (ПЧ) приймача виникає

необхідність враховувати можливість проникнення завади з побічного каналу

прийому, наприклад, для телевізійних приймачів. Смугу пропускання в

цьому каналі приймаємо рівною смузі основного каналу прийому. Побічний

канал в моделі приймача враховується, якщо в технічних характеристиках

РЕЗ задано значення вибірковості по побічному каналу на ПЧ ПЧS .

3.2 Врахування побічних каналів

Супергетеродинний приймач володіє сприйнятливістю до тих завад, які

можуть змішуватися з гармоніками гетеродина rmf і потрапити в смугу

фільтра ВЧ. Рівень сприйнятливості до цих завад визначається амплітудною

характеристикою преселектора, амплітудною характеристикою змішувача і

рівнем сигналу гетеродина. Центральні частоти побічних каналів прийому на

гармоніках гетеродина визначаються за формулою [30]:

ПОБ r ПЧf mf f (3.3)

де

rf – частота гетеродину;

ПЧf – проміжна частота.

Згідно [30] із зростанням номера гармоніки гетеродина рівні

сприйнятливості за існуючих побічних каналів прийому зменшуються

логарифмічно-лінійно. Сприйнятливості по каналах з m=1, що визначаються

як сума і різниця ( )ПЧf , рівні (рис. 3.4). Це справедливо в тому випадку,

якщо проміжна частота значно менше частоти гетеродина, що, як правило,

виконується. Вираз для сприйнятливості за існуючих каналів прийому має

вигляд:

( ) lgПОБK m I m J . (3.4)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

55

Якщо в характеристиках РЕЗ наводиться значення вибірковості по

побічних каналах прийому ПОБS , то, вважаючи, що дано ослаблення побічних

каналів для другої гармоніки гетеродина можна знайти

: lg2.ПОБJ J S I

Рисунок 3.4 канали на гармоніках гетеродина

Гf – частота гетеродина, ПРf – проміжна частота.

Смуги побічних каналів на гармоніках гетеродина приймаються рівними

смузі основного каналу прийому.

Аналогічно моделі випромінювання на гармоніках коефіцієнти I і J

можуть бути знайдені за результатами експериментальних вимірювань для

конкретного РПП, як коефіцієнти лінійної регресії [31]. У припущенні, що

проводиться N вимірювань для однотипних РПП :

1 1 1

2

2

1 1

lg( ) lg( )

lg ( ) lg( )

N N N

ПОБ i ПОБj i

i i i

N N

i i

i i

N K n K n

I

N n n

(3.5)

де

in — номер гармоніки, що відповідає i -му виміру;

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

56

ПОБjK — значення рівня сприйнятливості на гармоніці гетеродина РПП,

дБ.

2

, ,

1 1 1 1

2

2

1 1

lg ( ) lg( ) lg( )

lg ( ) lg( )

N N N N

ПОБ i i ПОБ i i i

i i i i

N N

i i

i i

K n K n n

J

N n n

(3.6)

Значення CKO при визначенні рівня сприйнятливості по побічних

каналах прийому можна розрахувати за залишковою дисперсією регресійної

моделі [32, 33]:

2

, ,

1

1( lg( ) )

2

N

РПМ Г ПОБ i i

i

K I n JN

(3.7)

Таким чином, результуючі СКО при визначенні рівня сприйнятливості

по побічних каналах складе:

2 2

, , ,РПМ ПОБ РПМ ОСН РПМ Г (3.8)

У разі відсутності інформації про рівні сприйнятливості по побічних

каналах прийому на гармоніках гетеродина коефіцієнти I та J визначаються

згідно табл. 3.1 [30]. СКО в даному випадку становить , 15РПМ ПОБ дБ.

Таблиця 3.1 Коефіцієнти I та J побічних каналів прийому

Діапазон частот (МГц) t (дБ/дек) J(дБ)

f < 30 -25 -85

30 < f < 300 -35 -85

f > 300 -40 -60

3.3 Оцінка поточних режимів випромінювачів

Теорія лінії передач (ЛП) є корисним інструментом для аналізу

поширення перенапруг уздовж ліній. Основні положення теорії ЛП:

1. розміри поперечного перерізу по лінії електрично малі так, що

поширення відбувається тільки уздовж осьової лінії;

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

57

2. реакція лінії - квазі-поперечна електромагнітна хвиля;

3. сума струмів лінії в будь-якому поперечному перерізі дорівнює

нулю; Для багатожильних ліній - вище опорного. Порівняльний провідник –

зворотній шлях для струмів в n накладних провідниках.

Якщо сума всіх струмів, що перетинають плоский перпендикуляр до

напрямку лінії, як може передбачатися, є нулем, можна розглянути 'струми'

режиму лінії передачі та знехтувати так званими струмами 'режиму антени'.

Для лінії, що складається з провідника над землею, характерна

квазисиметрія.

Для двох - (або мульти-) провідникової лінії, з електрично маленькими

поперечними перерізами, присутні струми режиму антени, для яких сума

струмів в поперечному перерізі не обов'язково дорівнює нулю. Якщо ми

хочемо обчислити тільки відповіді навантаження достатньо розглянути у

лінії тільки струми моделі (СМ). З іншого боку, якщо ми хочемо оцінити

струм вздовж лінії, присутність струмів режиму антени має бути прийнятою

до уваги, навіть для електрично маленьких поперечних перерізів лінії.

Амплітуда цих струмів режиму антени може навіть бути набагато більшою

ніж для струмів режиму лінії передачі. Тому для обчислень полів,

випроменених комунікаційними сигналами лінії живлення від внутрішніх

низьковольтних ліній живлення або випромінювання друкованих плат,

потрібно взяти до уваги внесок струмів режиму антени, оскільки це часто

переважаюче джерело випромінювання.

Для оцінки струмів режиму антени потрібно застосувати загальну

теорію розсіювання. Розглянемо рівняння телеграфу отриманого для ліній,

що складаються з двох паралельних проводів нерівних площ поперечного

перерізу. У його основі лежить струм режиму антени, який є рішенням

поставленої задачі розсіювання, що включає два провідника, що зазнають

впливу двох симетричнич падаючич хвиль. Ця проблема розсіювання може

бути наближена до одного провідника з еквівалентним радіусом, як у

випадку згорнутої дипольної антени.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

58

Деякі недавні дослідження запропонували методи для включення

високочастотних ефектів в класичну теорію лінії передачі.

Поставимо за мету отримати інтегральне рівняння, що описує струми

режиму антени уздовж двох – провідної лінії передачі по осі z. Коли лінійні

перехресні окремі вимірювання є електрично малими, інтегральне рівняння

зводиться до рівнянь з еквівалентними параметрами лінії (індуктивністю і

ємністю на одиницю довжини). Отримані рівняння дозволяють обчислити

струми режиму антени за допомогою традиційного підходу лінії передачі з

належними параметрами.

3.4 Виведення інтегрального рівняння для опису впливу

випромінювань

Розглянемо двопровідну лінію довжини L у вільному просторі, як

показано на рис. 3.5

Рисунок 3.5 – Геометрія проблеми

Ці два провідника розділені відстанню d. Лінія опромінюється

зовнішнім електромагнітним полем. Струми уздовж цих двох провідників

1( )I z та 2 ( )I z можуть бути аналізовані наступним чином:

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

59

1( ) ( ) ( )a tlI z I z I z , (3.10)

2( ) ( ) ( )a tlI z I z I z , (3.11)

де ( )aI z та ( )tlI z представляють струми режиму антени і режиму лінії передачі

відповідно.

Так як дроти, як передбачається, відмінно проводять на поверхні

проводу, загальне тангенціальне електричне поле має дорівнювати нулю. У

разі тонкого дротяного наближення ця умова може бути виражена як:

0i s

z ze E e E E (на поверхні проводів). (3.12)

В 3.12, iE – індукуюче електричне поле у відсутності двох проводів і sE

– розсіяне електричне поле, що представляє реакцію проводів до

індукуючого поля.

Розсіяне електричне поле, створене зарядом лінії і густиною струму J

, може бути виражене з погляду скалярних і векторних потенціалів:

sE jwA Ф , (3.13)

1 2 1 1 1 1 1 2 2 2 2 2

0 0

( ) ( ) ( ) ( ) ( , ) ` ( ) ( , ) `4 4

L L

A r A r A r I r e g r r dz I r e g r r dz

, (3.14)

1 2 1 1 1 1 2 2 2 2

0 0

1 1( ) ( ) ( ) ( ) ( , ) ` ( ) ( , ) `

4 4

L L

Ф r Ф r Ф r r g r r dz r g r r dz

, (3.15)

де

2 f , f – частота збудження,

`z – змінювана довжина уздовж провідної осі,

x y zr xe ye ze – вектор позиції польової точки, виміряної від джерела

до точки спостереження,

1,2r – вектор позиції вихідної точки від джерела до точки спостереження,

(в тонкому дротовому наближенні, ми припускаємо, що струми

сконцентровані вздовж провідної осі для першого, а також для другого

проводу),

i – 1( )I z , 2 ( )I z , 1( )z та

2( )z – струми і щільність заряду уздовж двох

проводів.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

60

1,2 ( , `)g r r – функції Гріна :

1| ` |

1 1

1

( , ` )| ` |

jk r re

g r rr r

, (3.16)

2| ` |

2 2

2

( , ` )| ` |

jk r re

g r rr r

, (3.17)

де

kc

, (3.18)

хвильове число у вільному просторі.

Коли точка спостереження знаходиться на поверхні проводу 1, вирази

для функцій Гріна приймають вигляд:

2 2( `)

12 2

( , `)( `)

wjk z z r

w

eg z z

z z r

, (3.19)

2 2( `)

22 2

( , `)( `)

jk z z de

g z zz z d

. (3.20)

Векторні потенціали для точки на поверхні проводу 1 дорівнюють:

1 1 1

0

( ,0, ) ( `) ( , `) `4

L

zA d z I z e g z z dz

, (3.21)

2 2 2

0

( ,0, ) ( `) ( , `) `4

L

zA d z I z e g z z dz

. (3.22)

Струм і щільність заряду уздовж дроту пов'язані рівнянням

безперервності:

1,2

1,2 1,2

1 1 dIJ

j j dz

. (3.23)

При підстановці рівняння 3.23 в рівняння для скалярних потенціалів

(перші і другі інтеграли у правій частині рівняння 3.15), і знаходженні точки

спостереження на поверхні проводу 1, отримаємо:

11

0

( `)1( , ,0) ( , `) `

4 `

LdI z

Ф d z g z z dzj dz

, (3.24)

22

0

( `)1( ,0, z) ( , `) `

4 `

LdI z

Ф d g z z dzj dz

. (3.25)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

61

Інтегруючи рівняння 3.24 і 3.25 частинами, отримаємо:

11 1 1 1 1

0

( , `)1( ,0, z) ( ) (z, ) (0) (z,0) (z`) `

4 `

Lg z z

Ф d I L g L I g I dzj z

, (3.26)

22 2 2 2 2

0

( , `)1( ,0, z) ( ) (z, ) (0) (z,0) (z`) `

4 `

Lg z z

Ф d I L g L I g I dzj z

, (3.27)

Так як лінія замкнута в обох кінцях, маємо:

1,2 1,2(0) ( ) 0I I L . (3.28)

Через властивості симетрії функцій Гріна, ми можемо отримати з

рівнянь 3.19 і 3.20.

1,2 1,2( , `) ( , `)g z z g z zz z

. (3.29)

Використовуючи рівняння 3.28 і 3.29, вирази для скалярних потенційних

3.26 і 3.27 матимуть вигляд:

1 1 1

0

1( ,0, ) ( `) ( , `) `

4

Ld

Ф d z I z g z z dzj dz

, (3.30)

2 2 2

0

1( ,0, ) ( `) ( , `) `

4

Ld

Ф d z I z g z z dzj dz

. (3.31)

Після подібних математичних прийомів в рівняннях 3.24 – 3.31,

одержимо наступні вирази для скалярних і векторних потенціалів для точки

спостереження, розташованої на поверхні проводу 2:

1 1 2

0

1(0,0, ) ( `) ( , `) `

4

Ld

Ф z I z g z z dzj dz

, (3.32)

2 2 1

0

1(0,0, ) ( `) ( , `) `

4

Ld

Ф z I z g z z dzj dz

, (3.33)

1 1 2

0

(0,0, ) ( `) ( , `) `4

L

zA z I z e g z z dz

, (3.34)

2 2 1

0

(0,0, ) ( `) ( , `) `4

L

zA z I z e g z z dz

. (3.35)

Підставляючи рівняння 3.13 в рівняння 3.12, отримаємо:

( ) ( ) 0i s i

z z ze E e E E e E j A Ф , (3.36)

що еквівалентно:

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

62

( , , )( , , ) ( , , ) 0i

z z

dФ x y zE x y z j A x y z

dz . (3.37)

Для точки спостереження на поверхні проводу 1, вищезгаданий вираз

дорівнює:

( ,0, )( ,0, ) ( ,0, ) 0i

z z

dФ d zE d z j A d z

dz . (3.38)

Так само для точки спостереження на дроті 2, отримаємо:

(0,0, )(0,0, ) (0,0, ) 0i

z z

dФ zE z j A z

dz . (3.39)

Підстановка виразів для скалярних потенціалів (рівняння 3.30 до 3.33) і

для векторних потенціалів (рівняння 3.21,3.22, 3.34 і 3.35) в рівняння 3.38 і

3.39 дасть бажаний інтеграл .

Візьмемо різницю між рівняннями 3.38 і 3.39:

( ( ,0, ) (0,0, ))( ,0, ) (0,0, ) ( ( ,0, ) (0,0, )) 0i i

z z z z

d Ф d z Ф zE d z E z j A d z A z

dz

. (3.40)

Розглянемо розподілену напругу згідно стандартної теорії лінії передачі:

0

( ) ( ,0, )

d

s s

xV z E x z dx . (3.41)

З аналізу вектору ( )A r існує потенціал тільки z-компоненти (див.

рівняння 3.14 ),

( , , ) ( , , )s

xE x y z Ф x y zx

. (3.42)

Компонента електричного поля може бути записана згідно 3.13 як:

1 2

0

( `)( ( , `) ( , `))dz` ( , z) (0, z)2

Lsi i

tl z z

dVj I z g z z g z z E d E

dz

. (3.43)

Під час наближення інтеграл прийме вид

1 2

0

( `)( ( , `) ( , `))dz`

L

tlI z g z z g z z , (3.44)

причому

( `) 2 lntl

w

dI z

r

. (3.45)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

63

Використаємо рівняння 3.38 і 3.39, але цього разу замість того, щоб

знайти їх різницю, ми їх підсумуємо:

( ( ,0, ) (0,0, ))( ,0, ) (0,0, ) ( ( ,0, ) (0,0, )) 0i i

z z z z

d Ф d z Ф zE d z E z j A d z A z

dz

.

(3.46)

Режим антени припинив існування, «напруга» визначається наступним

чином:

( ,0, ) (0,0, )( )

2

s

a

Ф d z Ф zV z

. (3.47)

Замість розсіяної напруги диференціального режиму в рівнянні 3.41, яке

визначається як інтеграл електричного поля в плоскому перпендикулярі до

дроту, і яке не залежить від шляху інтегрування, у режимі антени «напруга» є

тільки усередненим потенціалом для двох проводів, залежним від вибору

контрольної точки.

Підставляючи рівняння 3.30, 3.31, 3.32 і 3.33 в рівняння 3.47, ми

отримаємо

1 2 1 2

0

1( ) ( ( `) ( `))( ( , `) ( , `))dz`

8

L

s

a

dV z I z I z g z z g z z

j dz . (3.48)

При підстановці рівнянь 3.30, 3.31, 3.32, 3.33, 3.34, 3.35 і 3.47 в рівняння

3.46, ми отримаємо:

1 2 1 2

0

( ) ( , ) (0, )( ( `) ( `))( ( , `) ( , `))dz`

8 2

Ls i i

a z zdV z E d z E z

j I z I z g z z g z zdz

, (3.49)

Приймемо до уваги співвідношення

1 2( ) ( ) 2 ( )aI z I z I z , (3.50)

тоді рівняння 3.48 і 3.49 стають, відповідно

1 2

0

1( ) ( `)( ( , `) ( , `))dz`

4

L

s

a a

dV z I z g z z g z z

j dz (3.51)

та

1 2

0

( ) ( , ) (0, )( `)( ( , `) ( , `))dz`

4 2

Ls i i

a z za

dV z E d z E zj I z g z z g z z

dz

. (3.52)

Струм режиму антени ( )aI z є рішенням пари рівнянь 3.51 і 3.52.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

64

Ці два рівняння подібні у своїй формі тим, що описують струм режиму

лінії передачі (рівняння 3.43 і 3.43). Однак вони відрізняються по двом

пунктам:

1. характеристики випромінювань для струму режиму антени є сумою

тангенціальних електричних полів уздовж двох провідників, тоді як для

струму режиму лінії передачі це є їх різницею;

2. функція Гріна для струму режиму антени задана виразом

1 2( , `) ( , `)g z z g z z , тоді як для струму режиму лінії передачі має вигляд

1 2( , `) ( , `)g z z g z z .

3.5 Рішення струмових рівнянь для ліній з електрично

короткими поперечними перетинами

Рівняння 3.51 і 3.52 будуть спрощені для ліній з електрично короткими

поперечними перетинами шляхом перезапису першого рівняння 3.51 у

вигляді:

1 2 1 2

0 0

1 1( ) ( `)( ( , `) ( , `))dz` ( `)( ( , `) ( , `))dz`

4 4

L L

s

a a a

dV z I z g z z g z z I z g z z g z z

j dz j

,(3.53)

Виконується співвідношення:

1 2 1 2( ( , `) ( , `)) ( ( , `) ( , `))`

g z z g z z g z z g z zz z

. (3.54)

Рівняння 3.53 може бути переписано наступним чином:

1 2

0

1( ) ( `) ( ( , `) ( , `))dz`

4

L

s

a aV z I z g z z g z zj z

. (3.55)

Інтегруючи рівняння 3.55 частинами, отримаємо

1 2 1 2

0

( `)1 1( ) ( `)( ( , `) ( , `)) ( ( , `) ( , `))dz`

4 4 `

L

s aa a

dI zV z I z g z z g z z g z z g z z

j j dz ,(3.56)

Струм режиму антени, що є нулем на краях лінії, робить першу складову

правої сторони рівняння 3.56 нулем. Таким чином, рівняння 3.56 стає

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

65

1 2

0

( `)1( ) ( ( , `) ( , `))dz`

4 `

L

s aa

dI zV z g z z g z z

j dz . (3.57)

Розглядаючи вирази для функцій Гріна, інтегральні умови в рівняннях

3.52 і 3.57 можуть бути відповідно записані як:

2 2 2 2( `) ( `)

1 22 2 2 2

0 0

( `)( ( , `) ( , `))dz` ( `) dz`( `) ( `)

wL L jk z z r jk z z d

a a

w

e eI z g z z g z z I z

z z r z z d

, (3.58)

2 2 2 2( `) ( `)

1 22 2 2 2

0 0

( `) ( `)( ( , `) ( , `))dz` dz`

` ` ( `) ( `)

wL L jk z z r jk z z d

a a

w

dI z dI z e eg z z g z z

dz dz z z r z z d

.(3.59)

Вважаючи, що функція Гріна загасає швидко як функція | `|z z , рівняння

3.58 і 3.59 можуть бути відповідно наближені як

1 22 2 2 2

0 0

1 1( `)( ( , `) ( , `))dz` ( ) dz`

( `) ( `)

L L

a a

w

I z g z z g z z I zz z r z z d

, (3.60)

1 22 2 2 2

0 0

( `) ( ) 1 1( ( , `) ( , `))dz` dz`

` ( `) ( `)

L L

a a

w

dI z dI zg z z g z z

dz dz z z r z z d

. (3.61)

Інтеграл в рівняннях 3.60 і 3.61 може бути вирішений аналітично для

отримання:

2 2 2 2 2 2 2 2

2 22 2 2 20

( ) ( )1 1dz` ln

( `) ( `)

Lw w w

ww

L z L z r z z r L z L z r z z d

r dz z r z z d

(3.62)

Підстановка рівняння 3.62 в рівняння 3.52 і 3.61 дасть:

( ) ( ,0, ) (0,0, )` ( )

2

s i i

a z za a

dV z E d z E zj L I z

dz

, (3.63)

( )` ( ) 0saa a

dI zj C V z

dz , (3.64)

де aL та

aC еквіваленти на одиницю довжини індуктивності і ємності для

струму режиму антени, відповідно:

2 2 2 2 2 2 2 2

0

2 2

( ) ( )` ln

4

w w w

a

w

L z L z r z z r L z L z r z z dL

r d

(3.65)

та

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

66

0

2 2 2 2 2 2 2 2

2 2

4С`

( ) ( )a

w w w

w

L z L z r z z r L z L z r z z d

r d

. (3.66)

Струм режиму антени ( )aI z є рішенням пари рівнянь 3.63 і 3.64. У

режимі антени еквіваленті питомі індуктивність і ємність залежать від z.

Див. рис. 3.6 aL та рис. 3.7

aL С a представлені як функція z для довгої

лінії на 41 м (d = 20 см і wr = 1,5 мм). Можна помітити, що питома

індуктивність мінімальна в двох кінцях лінії і досягає свого максимуму в

центрі лінії. З іншого боку питома ємність досягає свого максимального

значення на кінцях лінії і свого мінімуму в центрі.

Погонна індуктивність

Рисунок 3.6 – Лінія у режимі антени. Погонна індуктивність.

Параметри лінії: L = 41 м, d = 20 см, wr = 1,5 мм.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

67

Погонна ємність

Рисунок 3.7 – Лінія у режимі антени. Погонна ємність.

Параметри лінії: L = 41 м, d = 20 см, wr = 1,5 мм.

Перемістивши точки спостереження уздовж лінії далеко від її країв,

отримаємо спрощення для виразів погонних величин:

4

0

2 2` ln

2a

w

LL

r d

, (3.67)

0

4

2 2

2C`

lna

w

L

r d

. (3.68)

Середні значення погонних індуктивності і ємності можуть бути

отримані відповідно,

0

1` ` ( )

L

a aL L z dzL

, (3.69)

0

1C` C` ( )

L

a a z dzL

. (3.70)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

68

Для r < L та d < L,

4

0

2 2

0.29` ln

2a

w

LL

r d

, (3.71)

0

4

2 2

2C`

0.29ln

a

w

L

r d

. (3.72)

Вищезазначені значення також представлені на рисунку 3.6 і рисунку

3.7.

3.6 Перевірка запропонованих рівнянь шляхом порівняння з

числовим електродинамічним методом (ЧЕМ)

Запропонована пара відповідних лінії передачі рівнянь 3.63 і 3.64 для

обчислення струмів режиму антени тестується в порівнянні з числовими

результатами, отриманими за допомогою числового електродинамічного

методу (ЧЕМ) [34]. Отримані рівняння 3.63 і 3.64 вирішені за допомогою

стандартного методу лінії передачі (підхід у частотній області,

представлений в [34]). Погонні індуктивність і ємність, пов'язані зі струмами

режиму антени, визначаються за допомогою приблизних виразів 3.71 і 3.72.

Вважаємо лінію з двома провідниками (як на рис. 3.5) з параметрами

L = 41 м, d = 0,2 м, = 1.5 мм. Провід, як передбачається, відмінно

проводить і навантажувальні імпеданси 0z та z L становлять 1 2 293z z ,

що є приблизно рівним половині характеристичного імпедансу лінії. Ця

структура збуджена індукуючою плоскою хвилею, що розповсюджується в

площині лінії і падає на неї під кутом падіння .

На рис. 3.8 представлені обчислені результати для режиму лінії передачі

і поточних величин режиму антени уздовж лінії для частоти f = 20 МГц і для

кута падіння 045 . Обчислення виконуються за допомогою постійного

середнього для погонних індуктивності і ємності, що відповідають

рівнянням 3.71 і 3.72. Можна помітити, що обчислені результати за

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

69

допомогою отриманих рівнянь знаходяться в досить хорошому узгоджені з

числовими результатами, отриманими за допомогою ЧЕМ.

Варто відзначити, що, навіть для низьких частот, струми режиму антени

можуть досягти набагато більших значень, ніж струми режиму лінії передачі.

Режим ЛП/Поточний режим антени

Рисунок 3.8: обчислені результати для режиму лінії передачі і погонних

величин режиму антени уздовж довгої лінії на 41 м, при куті падіння 045

та f=20 МГц.

На рис. 3.9 та рис. 3.10 представлені подібні результати для різних

довжин лінії, а саме, 31 м (рис. 3.9) та 18 м (рис. 3.10). Можна помітити, що

обчислені результати за допомогою отриманих рівнянь знаходяться знову в

досить хорошому узгоджені з числовими результатами, отриманими за

допомогою ЧЕМ.

Спостережувані відмінності між запропонованим підходом і

результатами ЧЕМ можуть бути по суті приписані спрощеною процедурою,

прийнятою для визначення погонних індуктивності і ємності.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

70

Режим СМ/Поточний режим антени

Рисунок 3.9: обчислені результати для режиму лінії передачі і режиму

антени погонних величин уздовж довгої лінії на 31 м при куті падіння 060

та f = 20МГц.

Рисунок 3.10: обчислені результати для режиму лінії передачі і погонних

величин режиму антени уздовж довгої лінії на 18 м, при куті падіння 060

та f =20 МГц. У цьому випадку лінію залишили відкритою на обох кінцях.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

71

3.7 Висновки по розділу

Для лінії передачі, навіть якщо поперечний переріз лінії є електрично

малим, присутність струмів режиму антени змушує суму струмів в

поперечному перерізі бути, у загальному випадку, відмінною від нуля.

Оскільки активація режиму антени мала близько кінців лінії, доцільно

розглянути струм моделі TL, за умови, що маємо відповідь лінії під час

опромінення. З іншого боку, якщо ми хочемо оцінити струм вздовж лінії,

присутність струмів режиму антени має бути прийнятою до уваги, навіть для

електрично малих поперечних перерізів лінії.

Отримали інтегральне рівняння, що описує струми режиму антени

уздовж двохпроводної лінії передачі.

Показали, що, коли у лінії перехресні окремі вимірювання є електрично

малими, інтегральне рівняння зводиться до рівнянь з погонними параметрами

лінії (на одиницю довжини індуктивність і ємність). Отримані рівняння

дозволяють обчислити струми режиму антени за допомогою традиційного

методу лінії передачі з належними параметрами.

Отримані рівняння були протестовані в порівнянні з числовими

результатами, отриманими за допомогою ЧЕМ, причому маємо узгодження

результатів.

4 ДОСЛІДЖЕННЯ РІВНІВ ЕЛЕКТРОМАГНІТНИХ ПОЛІВ

ФРАКТАЛЬНИХ РОЗСІЮВАЧІВ

4.1 Забезпечення умов вимірювань

Випромінене поле більш важко виміряти, ніж наведення, враховуючи,

що представляє інтерес кількість випроміненої енергії електромагнітним

полем (необхідні стандарти визначені з точки зору випроміненого

електричного поля, виміряного в dBpV/m). Характеристики випромінювання

електронним пристроєм будуть аналогічні антені. Тобто пристрій

випромінюватиме ефективніше в деяких напрямках, ніж в інших. Це вимагає,

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

72

щоб над електронним пристроєм були проведені вимірювання

електромагнітного поля з усіх боків, щоб знайти гіршу орієнтацію, при якій

найбільші випромінювання. Фактично, при тестуванні на ЕМС, системні

кабелі та джгути проводів, які можуть існувати в пристрої, повинні бути

розташовані таким чином, щоб максимізувати випромінювання (випадок

гіршої орієнтації, який може бути помічений у виробництві пристрою). Щоб

зробити тести на ЕМС з відповідною точністю і повторюваністю, стандарти

рівнів випромінювань містять певні деталі щодо того, як повинні бути

виконані виміри.

Згідно FCC стандарту, випромінювання повинні бути виміряні на

відкритому випробувальному майданчику поля (OATS). Стандарт FCC

стверджує, що розділова відстань між пристроєм і прийомною антеною (R)

повинна бути 10м для пристроїв Класу A і 3м для пристроїв Класу В.

Прийомна антена повинна бути налаштованим диполем по заданому

частотному діапазону, і вимірювання повинні бути зроблені для вертикально

поляризованих випроменених полів (диполь перпендикулярний площині

основи), і для полів з горизонтальною поляризацією (диполь паралельний

площині основи).

а) б)

Рисунок 4.1 ─ Вимірювальні антени а) біконічна, б) дипольна

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

73

При використанні налаштованої дипольної антени плече антени повинно

дорівнювати половині довжини хвилі. Таким чином, для кожної частоти,

довжина антени повинна бути скоригована. Широкосмугові дипольні антени

(періодична реєстраційна дипольна антена і біконічна антена, див. рис. 4.1)

зазвичай використовуються, щоб дозволити користувачеві автоматизувати

тест на ЕМС.

OATS вимірювання ЕМП можуть бути ускладнені небажаними

оточуючими сигналами по смузі заданих частот. У багатьох випадках

спочатку тестують РПП в напівсурдокамері. Напівсурдокамера - екранована

кімната з RF абсорбуючим матеріалом по стінах і стелі. Щоб моделювати

OATS, підлога напівсурдокамери повинна бути площиною основи

проведення вимірювань. Таким чином, хвилі відбиті від площини основи

напівсурдокамери, знаходяться в OATS. Абсорбуючий матеріал по стінах

напівсурдокамери дозволяє відносно невеликому обсягу камери моделювати

відкритий простір OATS. Напівсурдокамера має перевагу, оскільки оточуючі

сигнали усунені екранованою поверхнею.

Рисунок 4.2 ─ Полігон на відкритому просторі (OATS)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

74

Рисунок 4.3 ─ Вимірювання прийомною антеною в екранованій кімнаті

У FCC і CISPR рівні гранично допустимих викидів однакові. FCC і

CISPR на норми випромінювань визначають різні обмеження. Є також

відмінності в цих двох стандартах щодо вимірювального устаткування що до

ЕМС. Зокрема, два стандарти визначають різні відстані, для пристроїв класу

А і класу В, див. табл. 4.1 [8, 9].

Таблиця 4.1 ─ Нормовані відстані для стандартів FCC і CISPR

Стандарт R (Клас A) R (Клас В)

FCC 47 10м 3м

CISPR 22 30м 10м

Відмінності у відстанях поділу між тестованим пристроєм і

приймальною антеною ускладнює інтерпретацію цих двох стандартів.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

75

Рисунок 4.4 ─ FCC норми. Випромінювання цифрових пристроїв для

класу В (R = 10 м)

Рисунок 4.5 ─ FCC норми. Випромінювання цифрових пристроїв для класу

В (R = 3 м)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

76

Рисунок 4.6 ─ CISPR норми. Випромінювання цифрових пристроїв класу А

(R = 30 м)

Рисунок 4.7 ─ CISPR норми. Випромінювання цифрових пристроїв класу В

(R = 10 м)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

77

Таблиця 4.2 ─ FCC норми випромінювання

Частота

(MГц)

Клас A (R = 10m) Клас B (R = 3m)

/V m /dB V m /V m /dB V m

30-88 90 39.1 100 40.0

88-216 150 43.5 150 43.5

216-960 210

46.4 200

46.0

>960 300 49.5 500 54.0

Таблиця 4.3 ─ CISPR норми випромінювання

Частота

(MГц)

Клас A (R = 30m) Клас В (R = 1 Om)

/V m /dB V m /V m /dB V m

30-230 31.6 30.0 31.6 30.0

230-1000 71.8 37.0 71.8 37.0

Розглянемо метод зворотної відстані [35] – приблизна методика, що

використовується для переведення рівнів випромінювань (або обмеження

наведень) від одного значення R в інше.

Розглянемо відношення:

( ) 1/ `( `) ( )

( `) 1/ ` `

E R R R RE R E R

E R R R R

. (4.1)

Розділивши обидві частини цього рівняння на будь-яке зручне еталонне

значення і прийнявши 20 log10 () з обох сторін маємо

10( `) ( ) 20log`dB dB

RE R E R

R

. (4.2)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

78

Рисунок 4.8 ─ До методу зворотної відстані

Таким чином, рівні випромінювань при заданому поділі відстані можуть

бути переведені на різні відстані шляхом додавання відповідного рівня дБ до

вихідного рівня. Звернемо увагу, що цей додатковий член у дБ позитивний,

якщо `R R та негативний, якщо `R R . Використаємо метод зворотньої

відстані при порівнянні

(а) для FCC норм класу А і В R = 10 м.

(б). для CISPR норм класу А і В R = 30 м.

(в) для FCC і CISPR 22 норм класу A R = 30 м.

(г). для FCC і CISPR 22 норм класу В R = 10 м.

(а) Переведемо для FCC норми класу A з R = 3 м в R'= 1 м.

Маємо:

10

3(10) (3) 20log (3) 10.5

10dB V dB V dB VE E E dB

.(4.3)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

79

Рисунок 4.9 ─ FCC клас А і клас В (переведені), для випромінених гранично

допустимих рівнів (R = 10 м)

(б) Переведено для CISPR норми класу Б з R = 10 м до R'= 30 м.

Маємо:

10

10(30) (10) 20log (10) 9.5

30dB V dB V dB VE E E dB

. (4.4)

Рисунок 4.10 ─ CISPR клас А і клас В (переведені), для випромінених

гранично допустимих рівнів (R = 30 м)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

80

(в) Переведемо для FCC норми класу А з R = 10 м, до R'= 30 м (-9.5 dB).

Рисунок 4.11 ─ CISPR клас А і FCC клас Б (переведені) для

випромінених гранично допустимих викидів (R = 30 м)

(г) Використовуючи результати пункту (а) для FCC норми класу В

переведемо до R= 10m.

Рисунок 4.12 ─ CISPR клас В і FCC клас В (переведені), для

випромінених гранично допустимих рівнів (R = 10 м)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

81

FCC і CISPR на норми випромінювань визначають різні обмеження, про

те рівні гранично допустимих викидів однакові.

4.2 Оцінка сумарного впливу шумів

Величина, яка показує, у скільки разів зменшується відношення С / Ш на

виході системи порівняно з відношенням С/Ш на вході, називається

коефіцієнтом шуму [29]

10lg( / )Ш вх вихК h h (4.5)

Коефіцієнт шуму пов'язаний з ефективною шумовою температурою

співвідношенням [29]:

10lg(1 / 290)Ш ефК T (4.6)

Таким чином, якщо відомий коефіцієнт шуму РПП або ефективна

шумова температура, то потужність власних шумів приймача ПP (дБмВт)

розраховується за формулою:

3144 10lgП ШP f K (4.7)

де 3f – смуга фільтру ПЧ по рівню 3 дБ, кГц (смугу фільтра ПЧ за рівнем 3

дБ можна приймати в якості ефективної шумової смуги РПП [36]).

Значення ШK (дБ) для РПП наведено в табл. 4.4 [37].

Таблиця 4.4 ─ Значення ШK для РПП

Діапазон Низькі Середні Високі

Р < 30 МГц 7 5 3

30 < Р < 300 МГц 10 7 4

0.3 < Р < 3 ГГц 10 10 6

Р > 3 ГГц 15 15 10

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

82

Якщо відома чутливість РПП 0U (мкВ) і відношення сигнал / шум на

вході приймача при визначенні чутливості 0h (дБ), то рівень власних шумів

приймача ШВНP (дБмВт) розраховується за формулою:

0 020lg 10lg 90ШВН ВХP U Z h , (4.8)

де ВХZ — вхідний опір РПП, Ом.

Природні шуми (завади) обумовлені електромагнітними коливаннями,

наведеними в антені електромагнітними хвилями, що приходять до Землі з

космосу, тепловими електромагнітними випромінюваннями атмосфери Землі

і самої Землі. Флуктуаційний характер всіх цих шумів дозволяє розглядати їх

спільно.

Одним з відомих способів оцінки сумарного впливу природних

зовнішніх шумів є розрахунок ефективної шумової температури антени [13,

31]. Шумовою температурою антени aT називають значення температури,

при якій теплові шуми опору, рівного опору випромінюванню антени ar ,

виявляються такими ж, як і дійсні шуми антени. Вона дозволяє оцінити

потужність шумів природних зовнішніх шумів ШAP (дБмВт):

*

3144 10lgП aP f T (4.9)

де

3f — смуга фільтра ПЧ РПП за рівнем 3 дБ,

*

aT — відносна шумова температура антени, дБ

*

0 010lg( / ), 290a AT T T T K .

Залежність від частоти представлена кривою (рис. 4.13), причому

ефективна температура антени визначена з урахуванням теплових шумів

довкілля, шумів радіовипромінювання Галактики і шумів опору втрат антени

[28]. Більш повна інформація за значеннями відносної шумової температури

для різних природних джерел шуму в діапазоні радіочастот наведена в [29].

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

83

Рисунок. 4.13 ─ Відносна шумова температура антени

Таким чином, вплив природних зовнішніх шумів доцільно враховувати в

діапазоні частот до 200 МГц.

Серед різних джерел індустріальних перешкод можна виділити наступні

[38]:

- Пристрої, які для виконання своїх основних функцій генерують

безперервні електромагнітні коливання (промислові ВЧ установки,

генератори розгорток ЕПТ, і т. д.);

- Електротехнічні пристрої, що виробляють хаотичні імпульсні

послідовності (ДЕП, системи запалювання, контактно – комутуючі пристрої,

двигуни та генератори постійного електричного струму);

- Процеси, пов’язані з перетворенням механічної енергії в електричну

(електризація корпусів рухомих, трибоелектричні і п’єзоелектричні ефекти);

- Контакти елементів конструкції, опір яких в процесі руху змінюється.

Слід зазначити, що загальний фон індустріальних перешкод (шумів)

залежить від ступеня індустріалізації місцевості в районі розташування

антени РПП, а основним чинником є близьке розташування автомагістралей.

Значення напруженості індустріальних шумів (завад), нормовані на

смугу приймача 1 кГц

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

84

ШН

мкВE дБ

м кГц

(4.11)

залежно від місця установки антени (село, передмістя, місто) та

робочого частотного діапазону РПП, наведено в табл. 4.5. Результати,

представлені в табл. 1.6, засновані на експериментальних дослідженнях в [29,

30, 39].

Таблиця 4.5 Напруженості індустріальних шумів залежно від місця

установки антени

До 0.1 МГц 0.1...1 МГц 1...10 МГц 10... 100 МГц Більше 100

МГц

Місто 30 12 5 3 1

Передмістя 23 1 -5 -7 -9

Село 17 -13 -19 -21 -24

Значення потужності індустріальних шумів РПП з урахуванням смуги

приймача визначається наступним виразом (дБмВт):

310lg 20lg 77Ш ШНP E f f , (4.12)

де

3f — смуга приймача по рівню 3 дБ, кГц,

f - робоча частота РПП, МГц,

- втрати у фідері на робочій частоті РПП, дБ.

При цьому припускаємо, що джерела індустріальних завад розподілені

ізотропно в просторі щодо антени РПП.

Оскільки джерела різних шумових впливів можна вважати незалежними,

їх сумарний вплив може бути оцінений адитивно. Сумарна потужність

внутрішніх і зовнішніх шумів на вході приймача буде дорівнює (дБмВт):

/10 /10 /1010lg 10 10 10П ША ШИP P P

ШP (4.13)

де

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

85

ПP – потужність внутрішніх (власних шумів) на вході РПП, дБВт;

ШAP – потужність природних зовнішніх шумів на вході РПП, дБВт;

ШИP – потужність індустріальних шумів (перешкод) на вході РПП,

дБВт.

4.3 Оцінка впливу інтермодуляційних завад

Інтермодуляційні завади виникають через нелінійні ефекти у вхідних

каскадах РПП при впливі двох і більше сигналів. Рівень цих завад залежить

від рівнів наведень, вибірковості преселектора, нелінійності амплітудних

характеристик вхідних каскадів приймача (УВЧ, змішувача) і коефіцієнта

підсилення вхідного підсилювача, якщо він охоплений системою АРУ [40].

Порядок інтермодуляції при впливі двох сигналів дорівнює: n m

Енергетичну умову виникнення інтермодуляційних завад запишемо на

підставі [36, формула 4.10] і з урахуванням ослаблення завад преселектором і

фільтром ПЧ:

* *

1 2 2( ) ( ) 0ПОМ ПОМ ПЧ ПОМ ИНТnP mP D f n m P (4.14)

де

*

1ПОМP ,*

2ПОМP — рівні завадових сигналів (дБмВт) на вході РПП, з

урахуванням (4.2) і з урахуванням ослаблення вхідним фільтром

(преселектором);

0ИНТ ИНТP S P ,

ИНТP – рівень сприйнятливості по інтермодуляції (дБмВт) , де

ИНТS – інтермодуляційна вибірковість (вказується в ТТХ РЕЗ), дБ, а 0P –

чутливість приймача, дБмВт);

1 2ПОМ ПОМ ПОМf nf mf – частоти утворюваних інтермодуляційних

продуктів,

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

86

,m n - цілі числа.

ПЧ ПОМD f - коефіцієнт ослаблення продуктів інтермодуляції фільтром

ПЧ, знаходиться шляхом лінійної інтерполяції по характеристиці фільтра ПЧ

в логарифмічному масштабі:

1 1( ) ( )( ( ) ( )) / ( )ПЧ ПОМ ПЧ i ПОМ i ПЧ i ПЧ i i iD f K f f f K f K f f f , 1i ПОМ if f f (4.15)

де ( )ПЧK f – лінійно - логарифмічно інтерпольована характеристика

сприйнятливості РПП (характеристика фільтра ПЧ).

Потужності завадових сигналів, що мають частоти 1f та 2f , з

урахуванням ослаблення вхідним фільтром знаходяться як:

* *

1 1 1 2 2 2( ), ( )ПОМ ПОМ ВХ ПОМ ПОМ ПОМ ВХ ПОМP P D f P P D f (4.16)

де 1( )ВХ ПОМD f , 2( )ВХ ПОМD f — коефіцієнти ослаблення завад вхідним фільтром,

знаходяться шляхом лінійної інтерполяції по характеристиці вхідного

фільтра в логарифмічному масштабі.

Найбільший рівень мають такі інтермодуляційні перешкоди, частоти

яких знаходяться поблизу частоти основного випромінювання приймача і

менше інших послаблюються вхідним фільтром.

Перевищення перешкодою інтермодуляції рівня шумів, що еквівалентно

зниженню чутливості ИНТh (дБ) РПП, можна записати наступним чином [41]:

* *

1 2 2( ) ( )ИНТ ПОМ ПОМ ПЧ ПОМ ИНТh nP mP D f n m P (4.17)

Енергетична умова виникнення трьох сигнальних інтермодуляційних

завад має вигляд:

* * *

1 2 3 3( ) ( ) 0ПОМ ПОМ ПОМ ПЧ ПОМ ИНТnP mP kP D f n m k P (4.18)

де

n m k - порядок інтермодуляції.

Відповідно перевищення перешкодою односигнальної інтермодуляції

рівня шумів, еквівалентно зміни зниженню чутливості ИНТh РПП, можна

знайти наступним чином (дБ) [42]:

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

87

* * *

1 2 3 3( ) ( )ИНТ ПОМ ПОМ ПОМ ПЧ ПОМ ИНТh nP mP kP D f n m k P (4.19)

У разі оцінки впливу перешкод односигнальної інтермодуляції рівень

сприйнятливості до інтермодуляції визначається на підставі інформації про

двухсигнальну (трьохсигнальну) вибірковості в технічних характеристиках

РЕЗ 2,3ИНТS .

Наведені вирази 4.14, 4.16, 4.18, 4.19 справедливі в тому випадку, якщо

сигнали, що викликають взаємну модуляцію, не перевищують рівень

блокування БЛP , а рівень інтермодуляційних завад не перевищує рівень

автоматичного регулювання підсилення (АРУ) АРУP (найбільш часто

зустрічаєтьс).У випадку, коли рівень завадових сигналів, що беруть участь в

утворенні інтермодуляційних продуктів, перевищує відоме з технічних

характеристик РЕЗ порогове значення АРУP , то вирази (4.17) і (4.19) приймуть

вигляд:

* *

1 2 2( ) ( ) ( )ИНТ ПОМ ПОМ ПЧ ПОМ ИНТ АРУh nP mP D f n m P n m P (4.20)

* * *

1 2 3 3( ) ( ) ( )ИНТ ПОМ ПОМ ПОМ ПЧ ПОМ ИНТ АРУh nP mP kP D f n m k P n m k P

(4.21)

де ( ) АРУn m P , ( ) АРУn m k P – поправки, що характеризують ступінь

зменшення коефіцієнта підсилення АРУ.

Якщо рівні завадовихсигналів, перевищують БЛP , то їх значення

приймаються рівними БЛP

Оцінка стандартного відхилення значення ИНТh , розрахованого за

формулою (4.17), для двох сигнальних інтермодуляційних завад

здійснюється за формулою:

2 2 2 2

,1 .2ИНТ ПОМ ПОМn m (4.22)

де

1,n - стандартне відхилення значення рівня першої завади, дБ і номер її

гармоніки;

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

88

2 ,m - стандартне відхилення значення рівня другої завади на вході РПП,

дБ і номер її гармоніки;

2 2 2 2

1,2 , 1,2 , 1,2 , 1,2 , 1,2РПД ОСН АНТ ОСН ЛС ОСН РПМ ОСН (4.23)

Для випадку трьох сигнальних перешкод інтермодуляції, аналогічно

2 2 2 2 2 2

,1 .2 .3ИНТ ПОМ ПОМ ПОМn m k . (4.24)

4.4 Врахування антенного фактору

Коли випромінювання досліджуваного пристрою вимірюють за

допомогою антени (біконічної, логоперіодичної і т.д.), падаюче електричне

поле на вимірювальну антену створює напругу на вході антени, яка подається

на аналізатор спектру через лінію передачі (коаксіальний кабель).

Відношення падаючого електричного поля в антені до напруги, прийнятого

на вході антени визначається як коефіцієнт антени (af).

inc

ant

Eaf

V , (4.25)

incE – напруженість електричного поля в антені (В/ м),

antV – отримана величина напруги на вході антени (В).

Рисунок 4.14 Схема вимірюювання випромінювання досліджуваного

пристрою за допомогою антени

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

89

Як відношення електричного поля до напруги, коефіцієнт антени має

одиницю виміру 1м , і, як правило, виражається в дБ. Якщо напруженість

електричного поля по відношенню до 1 мВ/м, а отримана напруга прив'язана

до 1 мВ, то коефіцієнт антени може бути записаний як

6

6

/10

/10

inc

ant

Eaf

V

. (4.26)

Беручи 20 log10 () з обох сторін попередніх рівнянь, отримаємо

6

10 10 6

/1020log 20log

/10

inc

ant

Eaf

V

, (4.27)

10 10 , / ,6 620log 20log

10 10

inc antdB inc dB V m ant dB V

E Vaf E V

. (4.28)

Виражаючи отриману напругу через коефіцієнт антени, маємо

, , /ant dB V inc dB V m dBV E af .

Коефіцієнт антени є функцією частоти і має бути відомим у всьому

діапазоні частот, що представляє інтерес. біконічні антени і логоперіодична

антена (антени широкосмугові) характеризуються параметрами, які є

відносно постійними (Нерезонансними) в діапазонах частот, де

використовуються ці антени. Тим не менш, відмінності в коефіцієнті антени є

досить значними, тобто припущення про постійний коефіцієнт антени по всій

смузі не діє.

Для тестування випромінювань, коефіцієнт антени може бути

використаний для визначення рівня напруги, виміряного за допомогою

аналізатора спектра.

Розглянемо приклад тестування на ЕМС

Пристрій протестуємо згідно FCC Клас В щодо відповідності ЕМС в f =

100 МГц, де відстань між РПП і вимірювальною антеною 6 м. Вимірювальна

антена (af = -16 дБ на частоті 100 МГц) з'єднаний з аналізатором спектру від

10 м. РГ-58У коаксіального кабелю (загасання = 4,5 дБ / 30 м на частоті 100

МГц). Якщо вхід аналізатора спектра напруги

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

90

53dB V , визначимо електричну величину поля вимірювальної антени , на

частоті 100 МГц.

Приріст кабелю задається :

4.5_ ( 30 ) 30 1.35

100dB

dBКабельне підсилення ft ft dB

ft

(4.29)

Напруга на вході лінії передачі (вимірювання антеною) пов'язана з

напругою на виході лінії передачі (аналізатора спектра) за законом

, ,out dB V in dB V ПV V К

,53 1.35ant dB VV

, 54.35ant dB VV dB V

Напруга в антені розраховується через діюче поле та коефіцієнт антени.

, ,ant dB V inc dB V dBV E af , (4.30)

, , 54.35 16 38.35 /inc dB V ant dB V dBE V af dB V m . (4.31)

Клас Б FCC передбачає нормовані випромінювання (43.5 / )dB V m на R =

3 м, повинні бути перетворені для R'= 6м.

0.3048` 20 6.096

1

mR ft m

ft (4.32)

10 10

3( `) ( ) 20log 43.5 20log 34.34 /

` 6.096dB dB

RE R E R dB V m

R

(4.33)

Враховуючи, що отримане випромінення38.35dB V , а норма

випромінювання 37.34dB V , то РПП не відповідає стандарту (на 1,01 дБ).

4.5 Дослідження електродинамічних властивостей фрактальних

антен дендритного типу

Фрактальна антена дендритного типу під час дослідження

розташовувалася перпендикулярно площині екрану і збуджувалася

коаксіальним кабелем в основі структури – аналог четвертьхвильового

випромінювача. Розглянемо результати дослідження, що стосуються

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

91

діаграми спрямованості. Результати досліджень представлені на рис. 4.15.

Рисунок 4.15 – ДН фрактальних структур

Фрактальна антена дендритного типу є випромінювачем, що містить

фрактальну структуру, виконану за друкованою технологією з

двостороннього фольгованого матеріалу [5]. Для експерименту виготовлено

декілька пар випромінювачів, кожен у двох варіантах: з екраном і без екрану.

Власне був задіяний набір фрактальних структур з усередненим розміром 1,2

мм, розташованих з кроком 0,8 мм по обох координатах. Структура вписана в

квадрат розмірами 150x150 мм.

Зазначимо, що насичення КСХН не перевищувало рівня 20 дБ із-за

обмежень по потужності вимірювальної апаратури. На різних частотах

збуджувалися різні просторові ділянки провідної структури фрактальної

антени. При цьому перемикання з однієї області випромінювання на іншу

при зміні частоти відбувається за час близький до мінімально можливого,

при цьому можливим є визначення швидкості перебудови карттини

електромагнітного поля. В деякій області частот досліджувані зразки

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

92

фрактальних антен можуть забезпечити достатньо високий коефіцієнт

підсилення.

4.6 Дослідження електромагнітної сумісності друкованих плат

Багаторазові перевірки зразків не вимагають проміжних тестів, якщо

пристріій буде протестованим без впливу на його розмір і форму.

Польова перевірка передбачає:

a) Видалення всього несуттєвого обладнання з випробувальної камери

включаючи дослідувані РПП, імітатори, камери, і т.д.

б) Встановлення зондуючої анттени на платформу, що змінює її

положення. Зондуюча антена не повинна бути переміщена під час польової

перевірки. Антена повинна бути лінійно поляризована і оцінена для

протестованих частот. Антена повинна залишитися у фіксованому

розташуванні для всіх калібрувань і тестування.

в) Встановлення в робочому об'ємі камери, прийомної антени. Прийомна

антена, зонд або камера у робочому об'ємі не повинні бути на прямому

шляху зондуючої антени. Прийомна антена повинна бути лінійно

поляризована і оцінена для протестованих частот. Прийомна антена повинна

також бути перехресна поляризована щодо зондуючої антени.

г) Встановлення зонду електричного поля (здатного до прийому трьох

ортогональних осей) на периметрі камери робочого об'єму.

д) При найнижчій тестовій частоті (af = 400 МГц), ввести

асигнування суми в розмірі живлення RF в зондуючу антену. Живлення RF

має бути відповідної тривалості, щоб гарантувати, що амплітудний

вимірювальний прилад і зонди електричного поля матимуть час для відповіді

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

93

належним чином. Гармоніки RF в камері повинні бути принаймні на 15 дБ

нижче несучої частоти.

ж) Переміщувати досліджуваний пристрій через 360 ° по

дискретних кроках (налаштування режиму) так, щоб амплітудний

вимірювальний прилад, підключений до прийомної антени (наприклад,

аналізатор спектру, вимірювач потужності, і т.д.) і зонди електричного поля,

отримали мінімальне число вибірок, необхідних, для визначення ЕМС.

Асигнувати суму в розмірі вхідної потужності залежить від розміру і

матеріалу випробувальної камери, а також мінімального рівня шуму зонда

електричного поля і амплітудного обладнання вимірювання.

Отриманна антена повинна бути переміщена в нове розташування в

робочому об'ємі камери для кожної зміни в тестовому розташуванні.

Отримати антена повинна бути орієнтована в різному напрямку для кожної

позиції (зміна в кутку 20 градусів, або більше рекомендується). Зонди

електричного поля не повинні бути орієнтовані вздовж осі камери під час

калібрування, поки осі зонда електричного поля залишаються відповідними

кожної тестової позиції. Належне розділову відстань повинна зберігатися між

антеною та зондом в кожному тестовому розташуванні. Рекомендується, щоб

кожне тестове розташування склало принаймні 1 м (мінімальна відстань 0,25

м) від будь-якого попереднього розташування.

Для кожної частоти перевірте, що камера задовольняє польові вимоги

однорідності такою процедурою:

2

1

iE E

n

(4.34)

Польова однорідність позначена стандартним відхиленням від

середнього значення максимальних значень електричного поля, отриманих в

кожному тестовому розташуванні під час одного повного обертання

пристрою. Це стандартне відхилення обчислюється

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

94

де:

i = 1, 2…8 (число тестових розташувань) n = Число вимірювань

iE = Максимальна нормалізоване вимір зондом електричного поля

E = Середнє арифметичне нормоване вимірювання електричного поля

1.06 для 20n и 1 для 20n = Стандартне відхилення для даної осі (x, y,

aбо z)

2( )1.06

8 1

ix x

x

E E

(4.35)

Приклад для осі X

де:

i = 1, 2…8

2

, ,24

24

( )1

24 1

ix x zE E

(4.36)

ixE = Максимальна нормалізоване вимірювання pондом електричного

поля осі X

xE = Середнє арифметичне нормалізованих осей від всіх восьми

вимірюючих приладів розташованих для всіх осей:

де і = 1, 2…8

, ,ix x zE = Максимальна нормалізоване вимірювання зондом

елктричного поля всіх осей (x, y, и z)

24

E = Середнє арифметичне нормалізованого Emax x, y, осей z від

всіх 24 вимірів

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

95

24 = Стандартне відхилення всіх осей (x, y, та z)

, ,

, ,

( ) 20 logx x z

x x z

EdB

E

(4.37)

Стандартне відхилення виражається з погляду дБ щодо середнього

значення:

Камера задовольняє польові вимоги однорідності, якщо стандартне

відхилення від окремих осей (x, y, і z), і загальний набір даних (всі осі)

становить менше ніж 3 дБ (максимум трьох частот на октаву може

перевищити дозволене стандартне відхилення не більше, ніж 1 дБ).

Коефіцієнт калібрування антени (ACF) для порожньої камери

встановлюється для забезпечення порівняння з завантаженою камерою. ACF

для кожної частоти:

Re

8 10 ,3 10s s

Ave c

input for f for f

PACF

P

(4.38)

де inputP – середня вхідна потужність для якої середнє наведене поле ReAve cP

- Поставимо за мету проведення експериментальних досліджень

електромагнітних випромінювань з'єднаних між собою друкованих плат

надшвидкодіючих цифрових телекомунікаційних пристроїв [43, 44] шляхом

вимірювання напруженості електричного поля в діапазоні 30МГц - 1000МГц.

Для вимірювань скористаємося селективним мікровольтметром SMV 8.5 .

В якості вимірювальних антен застосовуємо:

- Лінійний симетричний вібратор для частот від 30 до 80 МГц, розмір

якого дорівнює напівхвильовій довжині частоті 80 МГц, налаштовується

напівхвильовий симетричний вібратор в смузі частот від 80 до 1000 МГц,

та має величину коефіцієнта стоячої хвилі не більше 2,5;

- Біконічну антену, максимальний розмір якої не більше 1,35 м в смузі

частот від 30 до 300 МГц і має коефіцієнт стоячої хвилі не більше 3,0, і

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

96

біконіческуюантенну, максимальний розмір якої не більше 0,5 м в смузі

частот від 300 до 1000 МГц і має коефіцієнт стоячої хвилі не більше 2,5.

- - Широкосмугову антену з коефіцієнтом стоячої хвилі не більше

2,5.

Рисунок 4.16 Схема експериментального стенду

Для проведення натурних експериментальних досліджень був зібраний

вимірювальний стенд, схема якого зображена на рис. 4.16.

Як джерело електромагнітного випромінювання розглядалися тестові

макети плат. Загальні конструктивні та електрофізичні характеристики

макетів плат наступні: розмір плат 30х15 см; діелектрична проникність

матеріалу плати ε=4.7; товщина діелектрика 1,6 мм; максимальна довжина

провідників 25 см, ширина 3 мм. Відстань між прийомною антеною і

об'єктом дослідження становила 3м. Вихідна напруга з генератора сигналів

Г4-76 дорівнювало 2В.

Паралельно з натурними дослідженнями проводилося моделювання

макетів друкованих плат в середовищі HFSS.

Отримані графічні результати представлені на рис. 4.17.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

97

Рисунок 4.17 – Амплітудно-частотна характеристика напруженості

випроміненого електричного поля міжз'єднаннями друкованих плат: 1 -

експериментальні дані, 2 - розрахункові

Згідно рис. 4.17, маємо розбіжність розрахункових і експериментальних

результатів в області НЧ і СЧ, що можна аргументувати наявністю

перевипроміненювань під час проведення натурних досліджень. Отримані

відносно високі рівні наведень в СВЧ діапазоні від міжз’єднань

підтверджують необхідність екранування розглянутих плат в

телекомунікаційних пристроях.

4.7 Висновки по розділу

Досліджено фрактальні антени у діапазоні від 2 до 18 ГГц. Показано, що

їх робоча область частот представляє собою чергування смуги пропускання

та замикання. Ширина смуги пропускання збільшується з підвищенням

робочої частоти антени.

У смугах пропускання збуджуються окремі локальні ділянки активної

поверхні фрактальної антени. Розміри і розташування цих ділянок залежать

від частоти сигналу, яким опромінюється досліджуваний зразок.

Досліджено діаграми спрямованості розглянутих типів фрактальних

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

98

антен. Показано, що в деякій області частот вони можуть забезпечити

достатньо високий коефіцієнт підсилення.

Показано, що вагоме за рівнем ЕМС мікрохвильове випромінювання

фрактальними антенами є тільки в області робочих частот антени і суттєво

послаблюються поза нею.

Запропонований статистико-детермінований підхід до оцінки рівнів

ЕМП, в основі якого лежать модифіковані математичні моделі

радіовипромінювань, має наступні особливості:

1. Представлення характеристик сприйнятливості радіоприймальними

пристроями (РПП) і преселектора шляхом нееквідістантної лінійної

інтерполяції в логарифмічному масштабі по характерних точках.

2. Врахування сприйнятливості РПП по побічних каналах прийому на

гармоніках гетеродина, дзеркальному каналу і каналу на проміжній частоті.

Експериментально підтверджено, що друковані плати під час оцінки їх

ЕМС можна розглядати як фрактальні розсіювачі.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

99

Розділ 5 ОХОРОНА ПРАЦІ ТА БЕЗПЕКА В НАДЗВИЧАЙНИХ

СИТУАЦІЯХ

Так як темою даної дипломної роботи є аналіз електромагнітних полів

розсіювачів з фрактальною геометрією в приміщеннях, то в цьому розділі

буде доцільним розглянути в першу чергу питання, що пов’язані з

забезпеченням безпечних та комфортних умов праці при використанні

засобів обчислювальної техніки, а також питання з електро-безпеки та

безпеки в надзвичайних ситуаціях.

У зв'язку з цим у даному розділі з урахуванням вимог ДСанПіН

3.3.2.007 та ДНАОП 0.00-1.31-99 визначені основні потенційно небезпечні і

шкідливі виробничі фактори, що виникають при експлуатації ВДТ ПЕОМ, а

також запропоновані технічні рішення та оргінізаційні заходи з безпеки і

гігієни праці і визначені основні заходи з безпеки надзвичайних ситуацій .

5.1 Визначення основних потенційно небезпечних та шкідливих

виробничих факторів при виконанні науково-дослідної роботи

За даними Всесвітньої організації охорони здоров’я професійна

діяльність користувача ПК маже в окремих випадках приводити до

порушення функцій зорових аналізаторів, кістково - м’язової системи

(примусова поза) і порушень, зв’язаних зі стресовими ситуаціями і

нервово - емоційною напругою при роботі.

Комп’ютерна техніка, встановлена в даному приміщенні, є

сучасною технікою, виконаною з урахуванням багатьох вимог охорони

праці. Зокрема, відеомонітори мають тип LR/NI. Тип (Low Radiation) має

низький рівень випромінювання екрана монітора. Тип NI (Non - Interlaced)

має порядкове розгорнення, що сприяє меншому стомленню очей при

роботі з відео монітором.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

100

Відповідно до ДСанПіН 3.3.2.007 - 98 основними шкідливими та

небезпечними виробничими факторами, які зв’язаними з роботою на ПЕОМ

є:

- електромагнітне та рентгенівське випромінювання ВДТ, ПЕОМ;

- можливість поразки електричним струмом;

- механічні шуми, які пов’язані з роботою принтера і вентиляційної

системи комп’ютера;

- значна напруга зорових органів і пов’язане з цим

перевтомлення користувача ПЕОМ;

- значне навантаження на пальці і кисті рук, що при відсутності

профілактики і медичного контролю, може викликати

професійні захворювання,

- тривале перебування в одному й тому ж самому положенні

сидячи, що викликає застійні явища в організмі людини;

- електромагнітне випромінювання радіочастотного діапазону;

- наявність іонізуючого рентгенівське випромінювання (НРВ);

- випромінювання оптичного діапазону (ультрафіолетове,

інфрачервоне і випромінювання видимого діапазону);

- електростатичне поле;

- відблиски на екрані монітора.

-

5.2 Технічні рішення та оргінізаційні заходи з безпеки і гігієни праці

5.2.1 Вимоги щодо організації робочих місць користувачів ВДТ

ПЕОМ.

За даними Всесвітньої організації охорони здоров’я професійна

діяльність користувача ПК маже в окремих випадках приводити до

порушення функцій зорових аналізаторів, кістково - м’язової системи

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

101

(примусова поза) і порушень, зв’язаних зі стресовими ситуаціями і

нервово - емоційною напругою при роботі.

Комп’ютерна техніка, яка встановлена в приміщенні

лабораторії, є сучасною технікою, виконаною з урахуванням багатьох

вимог охорони праці. Зокрема, ВДТ ПЕОМ мають тип LR/NI. Тип (Low

Radiation) має низький рівень випромінювання екрана монітора, а тип NI

(Non - Interlaced) має порядкове розгорнення, що сприяє меншому

стомленню очей при роботі з відео монітором.

ВДТ ПЕОМ є пристроєм для візуального зображення інформації,

збереженої електронним засобом. Він складається з дисплейного екрана,

системного блока обробки виведеної інформації, і клавіатури.

ВДТ ПЕОМ є джерелом як електромагнітних випромінювань

(м’якого рентгенівського, ультрафіолетового, інфрачервоного та

радіочастотного діапазону) так і електростатичного поля.

Класифікація ВДТ стосовно до проблеми їхнього впливу на здоров'я

базується головним чином на конструктивних особливостях і визначених

параметрах самого дисплея (наприклад, можливість одержання

багатокольорового, позитивного, негативного зображення).

Найбільш широко поширені ВДТ з електронно-променевими

трубками (ЕПТ), хоча використовуються також ВДТ з рідино кристалічними

дисплеями, менше поширені ВДТ із плазменими і електролюмінісцентними

дисплеями. Розглянемо ВДТ на основі ЕПТ. Принципи дії і конструкція ЕПТ

однакові і не залежать від того, чи застосовуються вони в телевізорах, ВДТ

або інших пристроях.

Проаналізуємо основні потенційно шкідливі і небезпечні виробничі

чинники, що виникають у процесі експлуатації ВДТ на основі ЕПТ.

Випромінювання НВЧ діапазону, ультрафіолетове, НРВ іонізують

повітря, змінюють його хімічний склад (у робочій зоні утворяться О3, NO,

Н3О, НС2 і ін.). Робота ЕОМ супроводжується виділенням надлишкового

тепла, що призводить до порушення параметрів мікроклімату в робочій зоні.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

102

Тривала робота за комп'ютером при неправильному, з фізіологічної точки

зору, положенні тіла може викликати в організмі людини такі види

захворювань, як сколіоз - дугоподібне викривлення хребта, чи остеохондроз

- дистрофічний процес у кістковій та хрящовій тканині. Частіше всього

користувачі комп’ютерної техніки скаржаться на біль у руках, плечових

суглобах, шиї, у верхній частині ніг та у спині. Основні симптоми

захворювань, що пов’язані з постійним інтенсивним використанням

клавіатури, це больові відчуття у суглобах та м'язах кистей рук, оніміння та

дуже повільна рухливість пальців, судоми м'язів кистей рук, поява ниючого

болю в ділянках зап'ястка.

Наприклад, в США швидкими темпами розвивається такий вид

комп'ютерного захворювання, як „Repetitive Strain Injury” - хронічне

розтягнення м'язів травматичного характеру, скорочено — КSІ. За даними

Національного інституту охорони праці і профілактики професійних

захворювань (NIOSH) КSІ належить до професійних захворювань, що

найбільш часто зустрічаються в США. Ця тенденція до зростання кількості

користувачів комп'ютерів, які потерпають від цього захворювання, має місце

не тільки в США, а і в інших розвинутих країнах світу.

Саме праця за клавіатурою потребує найбільш інтенсивної динамічної

роботи кістково-м’язового апарату кистей рук і одночасно статичного

напруження м'язів передпліччя і плеча. Виконання однотипних, фізично

неважких рухів кистей, що здаються зовсім необтяжливими для людини,

можуть призвести навіть до функціональних змін в її організмі, при цьому

розвиватися вони можуть непомітно протягом кількох років.

Виникненню захворювань кістково-м'язового апарату кистей рук сприяє

неправильне положення тіла щодо клавіатури, значне відхилення ліктів від

тулуба нераціональне взаємне спрямування передпліччя та кистей рук. На

рис.1 наведено неправильне та правильне положення кисті та передпліччя

стосовно клавіатури.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

103

а) б)

Рисунок 5.1. Положення кисті та передпліччя стосовно клавіатури:

а - неправильне; б – правильне

Слід зауважити, що не тільки робота за клавіатурою призводить до

виникнення порушень у кістково-м'язовому апараті рук. Як вже було сказано

вище, використання в роботі такого пристрою як „миша”, також

несприятливо впливає на організм користувача комп'ютерної техніки.

Маніпулюючи „мишею” людина здійснює велику кількість дрібних

однотипних рухів, що призводить до постійного навантаження на кисть руки,

передпліччя та плече. Все це обумовлює появу неприємних, а згодом і

болісних відчуттів у ділянці зап'ястка, у ліктьовому і особливо плечовому

суглобах.

На рис. 5.2 показано правильне та неправильне положення кисті та

передпліччя при роботі з пристроєм типу „миша”.

Таким чином, можна констатувати, що основне перенапруження опорно-

рухової системи людини при роботі з комп’ютерною технікою

спричиняється, в першу чергу, багатогодинною напруженою роботою в

одноманітному положенні сидячи, а значить і обмеженою загальною

руховою активністю (гіподинамією), а також однотипними інтенсивними

циклічними навантаженнями, які мають місце при роботі з клавіатурою та з

пристроєм типу "миша".

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

104

а) б)

Рисунок 5.2 – Положення кисті та передпліччя при роботі з пристроєм

типу „миша”: а - неправильне; б - правильне

Крім того, праця користувачів персональних комп'ютерів

супроводжується активізацією уваги й інших вищих психічних функцій, а

також може супроводитися порушеннями режиму праці і відпочинку.

5.2.2 Електробезпека

Все наявне в лабораторії електроустаткування можна віднести до I

(системні блоки) та II (ВДТ) класів щодо електрозахистом (ГОСТ12.2.007.0-

75). Вимірювальні прилади мають 0І клас за електрозахистом.

Помешкання лабораторії по рівню небезпеки поразки людей

електричним струмом згідно ОНТП 24-86 та ПБЕ можна віднести, до

помешкань без підвищеної небезпеки, тому що:

відносна вологість повітря не перевищує 75%;

матеріал підлоги (паркет) є діелектриком;

температура повітря не досягає значень, більших 35 °С;

відсутня можливість одночасного доторку людини до з'єднаних із

землею металоконструкцій будівлі, технологічних апаратів, механізмів і т.п.,

з одного боку, і до металевих корпусів електроустаткування - з іншого боку;

відсутні хімічно агресивні середовища.

Електромережа трьохфазна з глухо заземленою нейтраллю, із

зануленням і повторним заземленням нульового проводу відповідно до вимог

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

105

ПБЕ та ПУЕ. Мережа обладнана автоматом струмового захисту,

розрахованого на струм 10А. Час спрацювання автомату 0,1с.

Для того, щоб не допустити ураження людини електричним струмом

при виникненні аварійних ситуацій необхідно заземлити все обладнання, що

працює від мережі 220В, 50Гц. Опір нульового проводу повинен бути таким,

щоб при замиканні на корпус або нульовий провід виникав струм короткого

замикання, сила якого повинна перевищувати в 1,4 рази номінальний струм

спрацювання автомата струмового захисту (при струмі короткого замикання

менше 100А).

/30 Т

Uф

Iкз R R Z

ф

,

де Uф – напруга фази мережі (220 В),

R0 – опір нульового дроту на ділянці від фазного трансформатора до

розетки “Вхід мережі” (~3 Ом),

Rф – опір фазного дроту на тій же ділянці (~3 Ом).

/3ТZ – еквівалентний опір транзистора (0.12 Ом)

Підставимо ці значення в формулу та підрахуємо:

22035,95

3 3 0.12

35,953,55

10 0.12

I Aкз

IкзК

Iавт

.

Таким чином струм короткого замикання при виникненні аварійної

ситуації в 3,55 рази перевищує номінальний струм спрацювання автомата, що

задовольняє встановленим нормам.

Опір заземлюючих пристроїв не перевищує значень встановлених

ГОСТ12.1.030-81.

Виконано всі необхідні заходи щодо електробезпеки відповідно до

ГОСТ12.3.019-80 та ПУЕ. Додаткових заходів по електробезпеці

впроваджувати не потрібно.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

106

5.2.3 Електромагнітні випромінювання радіочастотного діапазону

ВДТ

ВДТ на основі ЕПТ є джерелом випромінювань і полів різноманітних

частот. Основними джерелами є блоки кадрової і рядкової розгортки,

відрізок високовольтного проводу й анод. Ця напруга від блока розгортки до

анода трубки передається за допомогою неекранованого відрізка

високовольтного проводу, розташованого на зворотній стороні кінескопа. З

однієї сторони він через обмотку автотрансформатора заземлений на корпус,

а з іншої сторони живить анод ЕПТ. Тому його можна уявити в якості

коротко заземленого штиря без ємності на кінці, тобто як антену, що

випромінює. Випромінювання від анода ЕПТ, діаграма спрямованості якого

має головний максимум, перпендикулярний до площини екрана кінескопа,

безпосередньо спрямоване на людину, що працює на ВДТ.

Припустимі норми для напруженості електричного поля на відстані 1

м від екрана зазначені в ГОСТ12.1.006-84 і приведені в таблиці 1.

Відповідно до паспортних даних використовуємих в робочому

приміщенні ВДТ рівні їх ЕМВ відповідають вимогам "Тимчасовим

санітарним нормам для В.Ц." №4559-88 і ГОСТ12.1.006-84 і не мають

загрози для користувача.

Таблиця 5.1

Частота

Гранично припустимі

напруженість

електричного поля,

В/м

щільність потоку енергії,

Вт/м2

0.3-3 МГц 15

3-30 МГц 10

30-300 МГц 3

300-3000 МГц 0.1

3-30 ГГц 0.1

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

107

5.2.4 Невикористовуєме рентгенівське випромінювання ВДТ

Джерелом НРВ у ВДТ є ЕПТ, у якій відбувається бомбардування

люмінофора і матеріалу екрана електронами. Вихід НРВ за межі колби має

місце при анодніфй напрузі 10 к і більш. При напрузі 5-60 к генерується

«м'яке» (довгохвильове) рентгенівське випромінювання. Ефективна енергія

НРВ залежить від анодної напруги і матеріалу колби ЕПТ. Люмінофори,

використовувані в ЕПТ, перетворять підведену електронним пучком енергію

в такі види випромінювань: випромінювання видимого спектру (довжини

хвиль =400-760 нм); інфрачервоне випромінювання ( =760 нм – 1 мм);

ультрафіолетове випромінювання ( =400-315 нм); рентгенівське

випромінювання ( =1-0,001 нм). Дослідження показали, що потік квантів

рентгенівського випромінювання ЕПТ майже симетричний відносно осі

кінескопа і спрямований перпендикулярно до поверхні екрана. Потужність

експозиційної дози Х НРВ при відхиленні від осі трубки на 27-300 складає

50%. Прошарок скла товщиною 5-8 мм (така товщина екрана ЕПТ) значно

послабляє потужність експозиційної дози НРВ, особливо якщо до складу

скла введені атоми важких елементів.

Відповідно до ГОСТ12.2.006-87 ("Апаратура радіоелектронна

побутова. Вимоги безпеки. Методи іспиту.") потужність експозиційної дози

рентгенівського випромінювання побутової апаратури в будь-якій точці на

відстані 5 см від будь-якої її зовнішньої поверхні не повинна перевищувати

100 мкР/год.

Зробити розрахунок потужності невикористовуємого рентгенівського

випромінювання монітора. Це випромінювання виникає при роботі

електровакуумних приладів при анодній напрузі більш 5 кВ. У моніторі

SAMSUNG 550b, використовуваному на робочому місці, анодна напруга

складає 25 кВ, тобто генерується "м'яке" (довгохвильове) рентгенівське

випромінювання. Потужність експозиційної дози НРВ для товстих анодів

(коли його товщина дорівнює не менше 5 довжин пробігу в речовині, тобто в

якій електрони цілком гальмуються, що відповідає використовуваному

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

108

терміналу) визначаються з «Санітарних норм роботи з джерелами НРВ» і

ГОСТ12.2.006-87 - для відео контролюючих пристроїв на відстані 5 см від

корпуса апарату на стороні зверненої до оператора не вище 27.8 нР/с (0.1

мР/год).

Розрахуємо потужність експозиційної дози НРВ від ЕПТ по формулі

(як для «масивних» анодів):

24114.0

μ21

710

rN

ефZ

aI

aUKK

X

,

де 107 - еквівалент Вата, ерг/с;

К1=310-6 - коефіцієнт пропорційності, що характеризує можливість

гальмування електронів в електричному полі ядра;

К2=1 - при U = const;

Uа=25 - анодна напруга, кВ;

Iа=0.3 - анодний струм, мА;

Zеф - ефективний порядковий номер речовини анода (люмінофора):

)(

)2(

iZ

ia

iZ

ia

=еф

Z

де: аі- число атомів речовини з порядковим номером Zi у складній речовині.

У середньому для люмінофорів, застосовуваних у моніторах, Zеф=30;

=10-9 - коефіцієнт поглинання випромінювання в повітрі, залежить

від енергії квантів, см-1;

0.114 - енергетичний еквівалент рентгена, ерг/см3;

N = 50 - ослаблення випромінювання колбою ЕПТ;

r = 5 - відстань від анода ЕПТ до аналізованої точки робочого

простору, см.

Підставивши значення, визначаємо, що потужність експозиційної дози

НРВ для монітора SAMSUNG 550b складає 3.77 нР/с, що набагато менше

припустимої.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

109

5.2.5 Випромінювання монітору оптичного діапазону

Як вказувалося раніше, енергія електронного пучка за допомогою

люмінофора перетвориться в тому числі й у випромінювання оптичного

діапазону, що містить іонізуюче ультрафіолетове (УФВ), видимого діапазону

й інфрачервоне (ІЧВ) випромінювання.

УФВ залежить від використовуваного складу люмінофору й в

основному пов'язано з зелено-блакитними видами люмінофору, а не з жовто-

жовтогарячими. Інтенсивність випромінювання видимого діапазону 400-700

нм залежить від відстані. Яскравість випромінювання від екрана залежить від

типу ЕПТ і анодної напруги.

Відповідно до НРБ-76/87 визначається нормування іонізуючого

випромінювання. Щільність потоку УФВ в області А не повинна

перевищувати значень, зазначених у таблиці 5.2, а ІЧВ - у таблиці 5.3.

Таблиця 5.2 Нормування іонізуючого випромінювання

Область

випромінювання

Діапазон довжин хвиль,

нм

Припустима щільність

потоку, Вт/м2

А

400 - 315

10

В

315 - 280

0,01

С

280 - 200

0,001

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

110

Таблиця 5.3.

Джерело

випромінювання

Опромінення поверхні

тіла людини, %

Припустима щільність

потоку ІЧВ,Вт/м2

Нагріта поверхня

>50

35

25... 50

70

<25

100

Для використовуємих ВДТ фактичне значення щільності потоку УФВ

і ближнього ІЧВ по паспортним даним істотно нижче чинних норм

відповідно до (Санітарних норм мікроклімату і виробничих помешкань

№4559-88 ) і не мають загрози для користувача.

5.2.6 Електростатичні поля ВДТ

Джерелом електростатичного поля є напруга, підведена до аноду ЕПТ,

що для різних типів кінескопів лежить у межах 6-30 кВ. На ЕПТ

накопичується електростатичний заряд. Розмір цих зарядів залежить від

таких чинників:

потенціалу розгону для прискорення руху електронів у напрямку до

кінескопу;

накопичення заряджених часток на поверхні кінескопу (який буде

зменшувати результуюче поле);

вологості повітря.

На відстані 0.1-0.5 м від екрана напруженість електричного поля слабко

залежить від відстані і її можна вважати постійної, далі вона зменшується

обернено пропорційно відстані, а на великих відстанях - обернено

пропорційно квадрату відстані. Максимальна напруженість поля знаходиться

у самої поверхні екрана.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

111

Для учнів і студентів, відповідно до “Тимчасової санітарної норми і

правила устрою устаткування, утримання і режиму роботи на ЕОМ і ВДТ у

кабінетах обчислювальної техніки і дисплейних класів усіх типів середніх

навчальних закладів” № 5146-89, напруженість електростатичного поля при

роботі на ВДТ повинна бути не більш 15 кВ/м, що й забезпечується у

використаному ВДТ.

5.2.7 Повітря робочої зони

Під час роботи ВДТ при наявності радіовипромінювань високих

частот, сильних електричних полів, а також НРВ в повітрі закритих

помешкань створюється підвищене утримання позитивних і негативних

легких іонів.

Експериментально встановлено, що аероіони є найбільш чутливим

фізичним індикатором забруднення повітря, а головне - роблять

безпосередній вплив на здоров'я людини. Негативні іони діють цілюще на

організм, підвищуючи його опір, у той час як позитивні іони гальмують

життєдіяльність організму і сприяють розвитку психічних захворювань.

Кількість легких аероіонів повинно відповідати вимогам «Санітарно-

гігієнічних норм припустимих рівнів іонізації повітря виробничих і

суспільних помешкань» №2152-80, що представлені в таблиці 5.4.

В залежності від типів ВДТ, застосовуваних у них електроізоляційних

матеріалів, режиму роботи, очищення повітря, яке подається, а також від

кількості операторів в ОЦ, відбуваються виділення й утворення

різноманітних газів і парів, що призводить до зміни хімічного і кількісного

складу повітря.

Повітря, що надходить у помешкання ОЦ, повинне бути очищене від

забруднень, у тому числі від пилюки і мікроорганізмів. Загальна кількість

колоній у 1 м3 повітря в помешканнях з ПЕОМ відповідно вимогам

санітарних норм не повинно перевищувати 1000. Патогенної мікрофлори не

повинно бути.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

112

Таблиця 5.4

В усіх помешканнях з ПЕОМ параметри мікроклімату повинні

відповідати вимогам ДСН 3.3.6.042-99 і дотримуватися оптимальні норми:

у холодні періоди року температура повітря, швидкість його

прямування і відносна вологість повітря повинні відповідно складати: 22-

24°С, 0,1м/с, 60-40%; температура повітря може коливатися в межах від 21 до

25°С при зберіганні інших параметрів мікроклімату в зазначених вище

межах;

у теплі періоди року температура повітря, його рухливість і відносна

вологість, повинні відповідно складати: 23-25 °С, 0,1-0,2м/с, 60-40%;

температура повітря може коливатися від 22 до 26 °С при зберіганні інших

параметрів мікроклімату в зазначених вище межах.

5.3 Заходи щодо нормалізації умов праці

Для усунення шкідливого впливу НРВ на організм інженерів-

програмістів можна рекомендувати скоротити час перебування за екраном

дисплея до 4 годин у зміну, причому після 2 годин безупинної роботи

радиться 30-хвилинна перерва (бажано на відкритому повітрі).

Рівні

Кількість іонів у 1 см3 повітря

позитивних, n+ негативних, n-

Коефіцієнт

полярності,

Мінімально

необхідний 400 600 -0. 2

Оптимальний 1000 - 3000 3000 - 5000 - 0.67... 0

Максимально

припустимий 50000 50000 -0. 05... +0.05

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

113

З метою автоматичної підтримки параметрів мікроклімату в

необхідних межах протягом всіх сезонів року, очищення повітря від пилюки і

шкідливих речовин, зниження рівня іонізації в помешканні лабораторії

провадиться вентиляція за допомогою двох витяжних вентиляторів типу

АИСИ-4 і щоденне вологе прибирання.

Світильники розташовані в два ряди і під’єднані до різних фаз

електромережі для усунення мерехтіння світлового потоку (коефіцієнт

пульсацій менше 10%).

Для ослаблення шкідливого впливу електростатичних полів у

лабораторії застосовуються захисні скляні фільтри (екрани) з

електропровідним покриттям, що має відвід для заземлення, що

прикріплюються на екран монітора.

Для зниження рівня шуму в лабораторії використовується

шумопоглинаюче облицювання з перфорованим покриттям: гіпсові плити

товщиною 7-9 мм із заповненням із склотканини.

5.4 Безпека в надзвичайних ситуаціях

Безпека в НС регламентується ПЛАС(ДНАОП 0.00-4.33-99).

Основними складовими частинами ПЛАС є розробка технічних рішень та

організація заходів щодо оповіщення, евакуації та дій персоналу при

виникненні НС, а також вирішення питань з пожежної безпеки.

5.4.1 Вимоги що до організації ефективної роботи системи

оповіщення персоналу у разі виникнення надзвичайної ситуації

Розміри зон оповіщування, черговість оповіщування та час початку

оповіщування людей в окремих зонах визначаються, виходячи з умов

забезпечення безпечної та своєчасної евакуації людей у разі виникнення НС.

Оповіщування про НС та управління евакуацією людей здійснюється

одним з наступних способів або їх комбінацією:

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

114

- поданням звукових і (або) світлових сигналів в усі виробничі

приміщення будівлі з постійним або тимчасовим перебуванням людей;

- трансляцією текстів про необхідність евакуації, шляхи евакуації,

напрямок руху й інші дії, спрямовані на забезпечення безпеки людей;

- трансляцією спеціально розроблених текстів, спрямованих на

запобігання паніці й іншим явищам, що ускладнюють евакуацію;

- розміщенням знаків безпеки на шляхах евакуації згідно з ДСТУ ISO

6309;

- ввімкненням евакуаційних знаків "Вихід";

- ввімкненням евакуаційного освітлення та світлових покажчиків

напрямку евакуації.

Кількість оповіщувачів, їх розміщення та потужність повинні

забезпечувати необхідну чутність у всіх місцях постійного чи тимчасового

перебування людей.

У місцях, де є небезпека механічного ушкодження оповіщувачів,

повинен бути забезпечений їх захист, що не порушує працездатності

оповіщувачів. Встановлення звукових та мовних оповіщувачів у виробничих

приміщеннях повинно виключати можливість концентрації та

нерівномірного розподілу звуку.

Оповіщувачі повинні підключатися до мережі без роз'ємних пристроїв і

не мати регуляторів гучності. Сигнали оповіщення про пожежу повинні

відрізнятися від сигналів іншого призначення. Комунікації системи

оповіщення людей про пожежу можуть проектуватися суміщеними з

радіотрансляційної мережею будівлі.

Електропостачання, заземлення, занулення, вибір та прокладання мереж

оповіщення приймаються згідно з вимогами до систем пожежної сигналізації

за ДБН В.2.5-13-98 (ДБН В.2.5-56-2010)"Інженерне обладнання будинків і

споруд. Пожежна автоматика будинків і споруд".

Управління системою оповіщення слід передбачати з приміщення

пожежного поста, диспетчерської або іншого спеціального приміщення.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

115

Вимоги до такого приміщення приймаються за аналогією з вимогами до

приміщень чергового персоналу з ДБН В.2.5-56-2010.

5.4.2 Обов’язки та дії персоналу у разі виникнення НС

У разі виявлення ознак НС працівник, який їх помітив, повинен:

– негайно повідомити про це засобами зв’язку органи МНС та Державну

пожежну охорону, вказати при цьому адресу кількість поверхів, місце

виникнення НС, наявність людей, а також своє прізвище;

– повідомити про НС керівника, адміністрацію, пожежну охорону

підприємства;

– організувати оповіщення людей про НС;

– вжити заходів щодо евакуації людей та матеріальних цінностей;

– вжити заходів щодо ліквідації наслідків НС з використанням наявних

засобів.

Керівник та пожежна охорона установи, яким повідомлено про

виникнення пожежі, повинні :

– перевірити, чи викликано підрозділи МНС та Державна пожежна охорона;

– вимкнути у разі необхідності струмоприймачі та вентиляцію;

– у разі загрози життю людей негайно організувати іх евакуацію та іх

рятування, вивести за межі небезпечної зони всіх працівників, які не беруть

участь у ліквідації НС;

– перевірити здійснення оповіщення людей про НС;

– забезпечити дотримання техніки безпеки працівниками, які беруть участь у

ліквідації НС;

– організувати зустріч підрозділів МНС та Державної пожежної охорони,

надати їм допомогу у локалізації та ліквідації пожежі.

Після прибуття підрозділів МНС та Державної пожежної охорони

повинен бути забезпечений безперешкодний доступ їх до місця, де виникла

пожежа.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

116

5.4.3 Пожежна безпека

Відповідно до НАПБ Б.07.005-86 (ОНТП24-86) робоче приміщення

лабораторії відноситься до категорії В по вибухопожежній небезпеці.

Відповідно до ПУЕ-87 та ДНАОП 0.00-1.32-01 клас робочих зон

приміщення лабораторії по пожежонебезпеці - П-IIа. Можливими

причинами пожежі в приміщенні є несправність електроустаткування,

коротке замикання проводки, і порушення протипожежного режиму

(використання побутових нагрівальних приладів, паління).

У зв’язку з цим, відповідно до вимог ПБЕ та ПУЕ, необхідно

передбачити наступні заходи.

постійний контроль стану засобів пожежогасіння;

застосування автоматичних установок пожежної сигналізації;

організація за допомогою технічних засобів, включаючи

автоматичні, своєчасного оповіщення та евакуації людей.

контроль за станом ізоляції струмоведучих дротів;

заборонено паління в приміщенні;

неприпустимість знаходження у приміщенні горючих і

вибухонебезпечних речовин;

допуск до роботи осіб, які в установленому порядку пройшли

навчання, інструктаж і перевірку знань з пожежної безпеки.

Для гасіння пожежі в робочому приміщені лабораторії (клас пожежі

„Е”- наявність електрообладнання під напругою) використовуються

вогнегасники ОП-1 –– “Момент” (2 шт.). Додатково в коридорі розташовані

вогнегасники ОХП-10. Також на сходовій клітці розташований пожежний

кран. Така кількість первинних засобів пожежогасіння відповідає

вимогам ДСТУ3675-98 та ISO3941-77, якими передбачене обов’язкова

наявність двох вогнегасників до 100 м2 площі підлоги для приміщення

типу конструкторське бюро.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

117

Згідно вимог ДБН В.2.5-13-98 робоче приміщення лабораторії

необхідно оснастити системою автоматичної пожежної сигналізації.

Будинок має два евакуаційних виходів: через головний хід

і додатковий евакуаційний вихід. Шляхи евакуації відповідають

установленим нормам. Двері відкриваються назовні. Коридор веде до

двох сходових кліток, одна з яких виходить безпосередньо на вулицю, а

друга має вихід на вулицю через вестибюль і головний вхід. Сходова

клітка виконана з не пальних матеріалів. Сходи мають природне бічне

освітлення і штучне евакуаційне освітлення. Сходові площадки ширше

коридорів. Усі співробітники ознайомлені з планом евакуації.

Дотримано усі вимоги СНиП 2.09.02-85 по вогнестійкості будинку і

ширині евакуаційних проходів і виходів із приміщень назовні. Значення

основних параметрів шляхів евакуації приведені в табл.5.5.

Таблиця 5.5. Характеристики і норми еваковиходів

Параметр Фактичне значення Норма

Висота дверних прорізів 2,0 м Не менше 2 м

Ширина дверних прорізів 0,8 м Не менше 0,8 м

Ширина проходу для евакуації Більше 1,5 м Не менше 1 м

Ширина коридору 2 м Не менше 2 м

Число виходів з коридору 2 Не менше 2

Ширина сходового маршу 1,2 м Не менше 1 м

Висота поруччя сходів 1 м Не менше 0,9 м

У приміщенні є план евакуації. Мінімальний час евакуації в разі

виникнення пожежі відповідає вимогам СНиП 2.01.02-85, а максимальне

видалення робочих місць від евакуаційних виходів вимогам СНиП 2.09.02-

85.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

118

У приміщенні виконуються усі вимоги по пожежній безпеці

відповідно до вимог НАПБ А.01.001-2004 “Правила пожежної безпеки в

Україні”. Нижче приводиться план евакуації у разі виникнення НС (пожежі)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

119

ВИСНОВКИ

Питання електродинамічного моделювання побутової та офісної техніки

залишаються невирішеними – підходи, розвинені в деяких публікаціях, є

наближеними і, як наслідок, непридатними для побудови універсальної

методики. Крім того, в Україні до теперішнього часу не вироблена єдина

концепція комплексного розрахункового прогнозування електромагнітної

обстановки в промислових і житлових приміщеннях, яка враховувала б все

різноманіття присутніх там джерел, а також специфіку їх просторової і

тимчасової локалізації.

В рамках вирішення поставленої проблеми необхідна якісна методика

комплексного аналізу електромагнітної обстановки в різних приміщеннях, що

включає систему класифікації джерел, методики їх електродинамічного

моделювання як наближені, так і строгі, в залежності від специфіки конструкції

та характеру випромінюваного поля, підходи для врахування стін.

Різноманіття джерел, присутніх у приміщенні, диктує необхідність

систематизації відомостей про них і виділення в їх складі якісно однорідних груп,

що характеризуються певними конструктивними подібностями або просторово-

часовими характеристиками випромінюваного поля. Та обставина, що всі

джерела в приміщенні є багаточастотними і їх габаритні розміри виявляються

одного порядку з характерними розмірами аналізованої області простору,

призводить до принципової неможливості однозначного розбиття джерел на

класи, тобто багато з них або їх конструктивні блоки можуть бути віднесені до

декількох класів одночасно.

Для моделювання технічних засобів необхідний суворий підхід, заснований

на апроксимації корпусу (корпусів) пристроїв системами тонких провідників і

плоских екранів. При цьому повинен передувати розрахунок поверхневого

струму, наведеного збудженням на провідних елементах моделі.

Необхідність систематизації даних про допустимі рівні

електромагнітних випромінювань викликана великим різноманіттям

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

120

сучасних технічних засобів, що є джерелами електромагнітних полів (ЕМП) в

побуті та офісі.

Одним з основних завдань інформаційної безпеки (ІБ), як наукової

галузі, є побудова систем комунікації, стійких до несанкціонованого доступу.

Фактори, які можуть зробити істотний вплив на інформацію, визначені

державними стандартами. Зокрема, в якості одного з можливих каналів

витоку інформації є електромагнітне випромінювання різних діапазонів.

Незважаючи на цю обставину, практично не існує певних нормативів на

ЕМП, з погляду забезпечення ІБ. Тим не менш, у багатьох організаціях, для

яких питання захисту інформації від несанкціонованого доступу

представляють інтерес, проводяться заходи по мінімізації рівнів побічного

випромінювання засобів телекомунікації.

Якщо знизити рівень ЕМП на 10-20 дБ (тобто в десятки-сотні разів), то в

більшості випадків чутливі давачі і засоби радіоелектронної боротьби та інші

приймачі не зможуть в повному обсязі виконувати свої функції.

Безумовно, найбільш радикальним засобом захисту інформації є

електромагнітне екранування, методи якого добре освітлені в спеціальній

літературі. Однак навіть якісно виконане екранування не гарантує

стовідсоткової інформаційної безпеки, тому будь-який екран має

випромінюючі щілини. Крім того, приймач може якимось чином

розташовуватися усередині екранованої області.

Розгляд друкованих плат радіотехнічних пристроїв як електрично малих

антен (ЕМА), розташованих над провідним екраном обмежених розмірів

передбачає розробку теорії, методів проектування та дослідженні

характеристик друкованих фрактальних антен.

Обгрунтовано необхідність розробки методики електродинамічного

моделювання об'ємних джерел ЕМП складної конфігурації. Відповідно до

цієї методики корпус досліджуваного пристрою апроксимується дротяною

сіткою провідних екранів. При цьому дротяними сітками зручно

апроксимувати провідні поверхні досить складної конфігурації (у випадках

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

121

коли характерні розміри нерівностей поверхонь значно менше просторового

періоду зміни поля), а суцільними елементами конструктивні блоки

модельованих пристроїв відносно простій форми.

Математичною основою при цьому є метод інтегральних рівнянь,

записаних щодо щільності поверхневого струму на тонких провідниках і

провідних екранах.

При електродинамічному моделюванні ряду фрактальних друкованих

повнохвильових антен, розташованих над екраном обмежених розмірів на

різній висотіт h раціональним стає порівняння їх параметрів з

характеристиками одиночної рамки у вільномупросторів і над нескінченним

екраном.

Порівняння значень добротностей рамкових антен за результатами

моделювання з граничними добротностями, визначеними за величинами ka, h

та а показало, що граничні добротності фракталів першого і другого

порядків, розташованих паралельно провідному екрану обмежених розмірів,

можуть бути визначені по геометричних розмірах.

Аналіз результатів моделювання показав, що добротність фракталів

першого і другого порядків, практично не залежить від відстані до екрану і

виявляється в 3-4 рази вище, ніж у одновиткових рамкових антен.

Результати моделювання підтвердили, що всі зазначені вище

закономірності для фрактальних антен, розташованих над екраном

обмежених розмірів, зберігаються і в НВЧ діапазоні.

Для фрактальних антен можна запропонувати метод розрахунку

резонансних частот, вхідних імпедансів та елементів електричноїмоделі.

Доцільною стає розробка методики електродинамічного моделювання

об'ємних джерел ЕМП складної конфігурації. Відповідно до цієї методики

корпус досліджуваного пристрою апроксимується дротяною сіткою

провідних екранів. При цьому дротяними сітками зручно апроксимувати

провідні поверхні досить складної конфігурації (у випадках, коли характерні

розміри нерівностей поверхонь значно менше просторового періоду зміни

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

122

поля), а суцільними елементами конструктивні блоки модельованих

пристроїв відносно простої форми.

Математичною основою при цьому є метод інтегральних рівнянь,

записаних щодо щільності поверхневого струму на тонких провідниках і

провідних екранах. Доречним стає застосування теорії ліній передач (довгих

ліній).

Для лінії передачі, навіть якщо поперечний переріз лінії є електрично

малим, присутність струмів режиму антени змушує суму струмів в

поперечному перерізі бути, у загальному випадку, відмінною від нуля.

Оскільки активація режиму антени мала близько кінців лінії, доцільно

розглянути струм моделі TL, за умови, що маємо відповідь лінії під час

опромінення. З іншого боку, якщо ми хочемо оцінити струм вздовж лінії,

присутність струмів режиму антени має бути прийнятою до уваги, навіть для

електрично малих поперечних перерізів лінії. Коли у лінії перехресні окремі

вимірювання є електрично малими, інтегральне рівняння зводиться до

рівнянь з погонними параметрами лінії (на одиницю довжини індуктивність і

ємність). Отримані рівняння дозволяють обчислити струми режиму антени за

допомогою традиційного методу лінії передачі з належними параметрами.

Отримані рівняння були протестовані в порівнянні з числовими

результатами, отриманими за допомогою числових електромагнітних

методів, причому маємо узгодження результатів.

З досліджень фрактальних антен у діапазоні від 2 до 18 ГГц видно, що їх

робоча область частот представляє собою чергування смуги пропускання та

замикання. Ширина смуги пропускання збільшується з підвищенням робочої

частоти антени.

У смугах пропускання збуджуються окремі локальні ділянки активної

поверхні фрактальної антени. Розміри і розташування цих ділянок залежать

від частоти сигналу, яким опромінюється досліджуваний зразок.

Фрактальні антени в деякій області частот можуть забезпечити

достатньо високий коефіцієнт підсилення. Вагоме за рівнем ЕМС

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

123

мікрохвильове випромінювання фрактальними антенами є тільки в області

робочих частот антени і суттєво послаблюються поза нею.

Запропонований статистико-детермінований підхід до оцінки рівнів

ЕМП, в основі якого лежать модифіковані математичні моделі

радіовипромінювань, має наступні особливості:

1. Представлення характеристик сприйнятливості радіоприймальними

пристроями (РПП) і преселектора шляхом нееквідістантної лінійної

інтерполяції в логарифмічному масштабі по характерних точках.

2. Врахування сприйнятливості РПП по побічних каналах прийому на

гармоніках гетеродина, дзеркальному каналу і каналу на проміжній частоті.

Експериментально підтверджено, що друковані плати під час оцінки їх

ЕМС можна розглядати як фрактальні розсіювачі.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

124

ПЕРЕЛІК ПОСИЛАНЬ

1. Jaggard D.L. Fractal Electrodynamics: From Super Antennas to

Superlattices, In “Fractals In Engineering”, Eds. J.Vehel, E. button, C. Tricot,

Springer-Verlag, London, 1997, pp. 402.

2. БолотовB.H., Денисов C.B., Новиков B.E., Ткач Ю.В,

Излучение фрактальных антенн// 7-Я Международная Крымская

Микроволновая Конференция, КрыМико'97, Севастополь.- 15-18 сентября

1997 Г. Т.2. С.589-592.

3. Болотов B.H., Киричок А.В., Ткач Ю.В., Дифракция

Фраунгофера на фрактальных объектах// 8-Я Международная Крымская

Микроволновая Конференция, КрыМико'98, Севастополь, 14-17 сентября

1998 Г., Т.1. С.292-293.

4. Bolotov V.N., Kiriohok A.V. Dipole Radiation of a Charged Particle

Moving Along a Fractal Trajectory// Phys. Lett. A. 1995, V. 200, P. 429-432.

5. Болотов B.H., Денисов C.B., Киричок A.B., Ткач Ю.В.

Фрактальная антенна дендритного типа// 9-Я Международная Крымская

Микроволновая Конференция КрыМико'99, Севастополь, 13-16 сентября

1999 Г.- С. 185-187.

6. Kim Y., Jaggard D.L. The Fractal Random Array// PTOC. IEEE. 1986.

V.74. P. 1278-1280.

7. Werner D.H., Werner P.L., On the Synthesis of Fractal Radiation Patterns

// Radio Science. 1995. V. 30. P. 29-45.

8. CISPR 16-4-2 Ed. 1.0 b:2003, Specification for radio disturbance and

immunity measuring apparatus and methods.

9. CISPR 24 ED. 1.0 B:1997, Information technology equipment immunity

characteristics limits and methods of measurment book

10. Telecommunications Engineer's Reference Book, Butterworth-

Heinemann, 1993

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

125

11. Potential Spectrum Interference Associated with Military Land Mobile

Radios, GAO-06-172R, December 1, 2005.

12. G. J. Burke, "Numerical Electromagnetics Code Method of Moments,"

Lawrence Livermore National Laboratory UCRL-MA-109338, 1992.

13. F. M. Tesche, M. lanoz, and T. Karlsson, EMC Ananlysis methods and

computational models. New York: Wiley Interscience, 1997.

14. Альтер Л.Ш., Овчаренко А.В. сравнительный анализ методов

оценки надежности связи при воздействии мешающих сигналов. //

Электросвязь 2003. 10. С-29-31

15. Апорович А.Ф. Статистическая теория электромагнитной

совместимости радиоэлектронных средств/ Под ред. В.Я. Аверьянова - Мн.:

Наука и техник, 1984.

16. NMT, DOC 1. Nordic Mobile Telephone Group. Automatic Cellular

Mobile Telephone System, NMT-450. - Technical Specification. 1980.

17. S. Frankel, “Quasi-TEM transmission line theory”, Interaction Note 135,

November 1972.

18. Горбачев П. А. О некоторых параметрах зондирующего сигнала при

поиске нелинейных рассеивателей / П. А. Горбачев // Радиотехника и

электроника. – 1998. – Т. 43, № 7. – С. 804-807.

19. Богатырев М.В., Сергеев B.IL Метод оценки ЭМС РЭС на основе

адаптивных норм частотно-территориального разноса. /У Электросвязь 2000.

11. С.28-29.

20. Гоноровский, И. С. Радиотехнические цепи и сигналы: Учебник для

вузов. — 4-е изд., перераб. и доп. — М.: Радио и связь, 1986. — 512 с.

21. Радиотехнические системы: учебн. для вузов по спец.

"Радиотехника" / Ю.П. Гришин, В.П. Ипатов, Ю.М. Казаринов и др.; под ред.

Ю.М. Казаринова. – М.: Высшая школа, 1990. – 496 с.

22. Виноградов К.Е., Кренёв АЛ,, Петроченков Д.М. Статистико-

детерминированный подход к оценке ЭМС группировки РЭС, оценка

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

126

эффективности и практические задачи// Тез. докл. Всерос. военно- науч.

конф. "Проблемы и перспективы развития системы РЭБ Российской

Федерации", Воронеж 2005 г., Том 2, С. 136-139.

23. Бадалов А.Л., Михайлов А.С, Нормы на параметры

электромагнитной совместимости РЭС: Справочник. - М.: Радио и связь,

1990.

24. Баскаков С- И, Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб, для вузов по

спец. “Радиотехника’УС.И. Баскаков. 4-е изд., псрераб. и доп. М.: Высш. шк\,

2003.

25. Puente C., POUS R. Fractal Design of Multiband and LOW Side-Lobe

Arrays // IEEE Trans. Antennas Propagat. 1996. V.44. P. 730-739.

26. Cohen N., Hohfield R.G. Fractal Loops and the Small Loop

Approximation // Comm. Quart. (Winter 1996). P. 77-81

27. Аржанов В.А. Проектування радіоприймальних пристроїв: навч.

посібник / В.А. Аржанов, А.П. Науменко. - Омськ: Вид-во ОмГТУ, 2008. –

312 с.

28. Голубев В.Н. Эффективная избирательность радиоприемных

устройств. М.: Связь, 1978. 240 с.

29. А.М.Бобков. Реальная избирательность радиоприемных трактов в

сложной помеховой обстановке. С-Петербург, 2001, 215 с.

30. Пчелкин Ст Ф., Електромагнітна сумісність радіоелектронних

засобів, М., 1971 280 с.

31. Рамо С., Уїннері Дж. Поля і хвилі в сучасній радіотехніці. - М .:

Гостехиздат, 1948. - 632 с.

32. Виноградов К. Е., Киселева Ю.В., Петроченков Д.М., Лешко Н.А.,

Тюкавин К.В. Математическое моделирование антенн в задачах создания

радиотехнических геоинформационных систем // Вестник Ярославского

зенитного ракетного института противовоздушной обороны: Сб. науч. тр.

/ЯЗРИ ПВО. - Ярославль, 2004. вып. 5. с.З.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

127

33. Справочник по радиоэлектронным устройствам. Т. 1 / Под ред. Д. П.

Линде — М.: Энергия, 1978

34. Шаповаленко О.Г., Бондар В.М. Основи електричних вимірювань:

Підручник. - К.: Либідь, 2002.

35. C.R. Paul, “A comparison of the contributions of common-mode and

differential-mode currents in radiated emissions”, IEEE Trans. On Electromagnetic

Compatibility, Volume 31, Issue 2 , May 1989, pp.189 – 193

36. Радиоприемные устройства. Пректирование и расчет / Под ред. В.Е.

Пустоварова. – ХВУ. 1999. с.

37. Виноградов К.В., Захаров М.Ю., Лешко Н.А., Кренев Н.А.,

Петроченков Д.М.,Сисигин И.В., Тюкавин К.В.,. Геоинформационная

система имитации и анализа радиоэлектронной обстановки // Актуальные

проблемы вузов ВВС: Межвузовский сборник. М.: МО РФ, 2004. вып. 17.

с.69

38. Виноградов К.Е., Захаров М.Ю., Кренев А.Н., Кулаков М.А. Анализ

распределения полей сигналов и помех в задачах территориально-частотного

планирования радиосвязи.// Телекоммуникации. 2004. 2. С. 28-41.

39. Владимиров В.И., Докторов АЛ, Елизаров Ф.В. и др.

Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и систем. Под

ред. Н.М. Царькова. - М: Радио и связь, 1985.

40. Виноградов К.Е., Кренев А.Н., Мазалецкий А.В., Темане К.Н.

Определение вероятности возникновения интермодуляционных помех. //

Мобильные системы. 2005. 2. С. 8-13.

41. Дональд Р. Ж. Уайт. Электромагнитная совместимость

радиоэлектронных средств и непреднамеренные помехи. М.: Советское

радио, 1977.

42. К.Е.Виноградов,А.Н. Кренев. Модель частотно-пространственного

распределения интермодуляционных помех//Моделирование и анализ

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

128

информационных систем. Ярославль: ЯрГУ, 2005. Т. 12, № 1. С.28-32.

43. Анджан С. Э., Кренев А. Н., Королев Н. И., Лашков Н. И. Методика

анализа электромагнитной совместимости радиоэлектронных

средств//Современные проблемы радиофизики и электроники: Юбил. сб.

науч. тр. преп. и сотр. кафедр радиофизики и динамики электронных систем/

Яросл. гос. ун-т. Ярославль, 1998.

44. F. Delfino, R.Procopio, M. Rossi, P. Girdinio, "Technique for Computing

the Response of a Line of Finite Length Excited by High Frequency

Electromagnetic Field", IEE Proceedings - Science, Measurements and

Technology, Vol. 149, No. 5, September 2002, pp.289-292.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

129

Додаток А

Національний технічний університет України

«Київський політехнічний інститут»

Радіотехнічний факультет

Кафедра радіоконструювання та виробництва радіоапаратури

ПОГОДЖЕНО

Науковий керівник, доцент кафедри

радіоконструювання та виробництва

радіоапаратури НТУУ «КПІ»

___________________М.В. Зінченко

к.т.н., доцент

ЗАТВЕРДЖУЮ

Завідувач кафедри

радіоконструювання та виробництва

радіоапаратури НТУУ «КПІ»

_________________ Є.А.Нелін

д.т.н., професор

Т Е Х Н І Ч Н Е З А В Д А Н Н Я

28 жовтня 2014 р.

на виконання магістерської дисертації

з теми: «Аналіз електромагнітних полів розсіювачів з фрактальною

геометрією в приміщеннях»

«Analysis of Electromagnetic Fields diffuser with fractal geometry indoors»

Київ 2014

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

130

1. Підстава для виконання роботи

Завдання на магістерську дисертацію

2. Термін виконання

Початок – 01.09. 2013 р.

Кінець – 30.05.2015 р.

3. Об’єкт дослідження

Електромагнітна сумісність радіоелектронної апаратури

4. Предмет дослідження.

Вплив електромагнітних хвиль на телекомунікаційні засоби

5. Мета роботи

Дослідити рівні випромінювань від джерел електромагнітних полів у

прииміщеннях за допомогою методик електродинамічного

моделювання та розробити ефективні критерії оцінки ЕМС

6. Приблизний зміст магістерської дисертації

1. Вступ

2. 1. Оглядова частина роботи забезпечення електромагнітної сумісності

РЕЗ

3. 2. Дослідження електродинамічних моделей джерел ЕМП, що

розташовані у приміщеннях

4. 3. Моніторинг електромагнітної обстановки

5. 4. Дослідження рівнів завадових електромагнітних полів

6. Висновоки

7. Очікувані результати

1. Розробка методики вимурювання рівнів електромагнітних полів.

2. Розробка критеріїв оцінки ЕМС згідно світових стандартів.

3. Представлення комплексу заходів щодо нормалізації

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

131

8. Вихідні дані для проведення роботи та обґрунтування теми

- Стандарти FCC та СISPR

- Нормативні документи щодо вимірювання рівнів ЕМП

9. Технічні вимоги до магістерської дисертації.

Матеріали і розробки за темою мають бути виконані на достатньому

науковому рівні та придатні для практичного використання у науково-

технічній галузі.

Наукові звіти, матеріали магістерської дисертації та інші текстові

документи подаються на електронному і паперовому носіях за

встановленими формами та відповідають сучасним нормам української

наукової лексики і оформлюється відповідно до ДСТУ 3008-95

"Документація. Звіти у сфері науки і техніки".

10. Актуальність виконання дослідження

Необхідність систематизації даних про допустимі рівні

електромагнітних випромінювань викликана великим різноманіттям

технічних засобів, що є джерелами ЕМП в побуті та офісі.

Одним з основних завдань інформаційної безпеки (ІБ), як наукової

галузі, є побудова систем комунікації, стійких до несанкціонованого доступу.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

132

11. Етапи магістерської дисертації і терміни їх використання

Шифр

етапів

Назва етапів виконуваного

завдання Термін виконання

Чим закінчується

етап

початок кінець

01

Підбір науково-технічних

джерел. Систематизація

обраної інформації.

Вересень

2013 р.

Грудень

2013 р.

Звіт магістра,

1 публікація

02 Аналітичний огляд методів

розрахунку

Грудень

2013 р.

Квітень

2014 р

Звіт магістра

03 Аналіз та дослідження

обраних моделей

14 квітня

2014 р.

Листопад

2015 р.

Звіт магістра,

2 публікації

04 Отримання результатів Листопад

2015 р

12 лютого

2015 р Звіт магістра

05 Оформлення

пояснювальної записки

Лютий

2015 р.

Травень

2015 р. Звіт магістра

06 Представлення та захист

результатів НДР

1 травня

2015 р.

30 травня

2015 р.

Магістерська

дисертація

Термін виконання НДР: 01.09.13-1.05.15.

12. Порядок розгляду та приймання магістерської дисертації

Визначають порядок приймання магістерської дисертації:

- Представлення магістерської дисертації на попередній захист;

- Захист магістерської дисертації.

13. Спосіб реалізації результатів магістерської дисертації

Результати роботи можуть використовуватися у:

- Нормалізації електромагнітниої обстановки в приміщенні

- виступах на конференціях, семінарах, нарадах.

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015

133

Виконавець

магістерської дисертації

студент гр. РВ-31м ____________ Ткач Л.О.

(науковий ступінь, вчене звання) (підпис) (прізвище, ініціали)

Л. О. Т

кач, КіВРА

2015