Étude des performances d’une machine À flux...
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NICOLAS DEHLINGER ÉTUDE DES PERFORMANCES D’UNE MACHINE À FLUX
TRANSVERSE À NOYAUX FERROMAGNÉTIQUES AMORPHES.
Mémoire présenté à la Faculté des études supérieures de l’Université Laval
dans le cadre du programme de maîtrise en génie électrique pour l’obtention du grade de Maître ès Sciences (M. Sc.)
FACULTÉ DES SCIENCES ET DE GÉNIE
UNIVERSITÉ LAVAL QUÉBEC, CANADA
2007 © Nicolas Dehlinger, 2007.
Résumé
ii
Résumé
Parmi les différentes structures de machines électriques existantes, les machines à flux
transverse (MFT) sont reconnues pour leur fort couple massique et volumique. Malgré cet
avantage, leur complexité et leur coût de fabrication élevés font que ce type de machine ne
dépasse que rarement le stade de prototype. De plus, d’importantes pertes fer dues à des
fréquences de fonctionnement élevées limitent encore l’utilisation de ces machines aux
applications basse vitesse et fort couple : la MFT est alors principalement utilisée dans des
dans les aérogénérateurs à attaque directe et dans certaines applications de traction
électrique (bus, automobile, tram, navire, …).
Le travail présenté dans ce mémoire s’inscrit dans le cadre du développement d’une
nouvelle configuration de MFT : la MFT à griffe ou claw-pole, à stator hybride. Grâce à
l’utilisation combinée de tôles électriques et de poudre de fer au stator de la machine, les
pertes fer de cette configuration de MFT sont considérablement réduites et sa fabrication
grandement simplifiée.
Le concept de stator hybride peut être exploité pour réduire les pertes fer de la MFT encore
davantage, par l’emploi de matériaux possédant des propriétés magnétiques supérieures à
celles des matériaux actuellement utilisés au stator de la machine. L’effet de la substitution
des noyaux de tôles électriques au stator par des noyaux fabriqués à partir de matériaux
amorphes est étudié dans ce mémoire. Des mesures expérimentales de pertes fer permettent,
dans un premier temps, de prouver la réduction des pertes totales d’une MFT claw-pole à
stator hybride monopolaire utilisant des noyaux amorphes. Dans un second temps, des
simulations par éléments finis couplées à des résultats expérimentaux montrent
l’augmentation du rendement d’une MFT complète à noyaux amorphes et le maintien de ce
dernier à un niveau élevé à des fréquences de fonctionnement supérieures à 400 Hz.
Abstract
iii
Abstract
Transverse flux machines (TFM) are known for their excellent torque-to-mass and torque-
to-volume ratio when compared to conventional machines. Despite this advantage, they
have some serious shortcomings like complex construction and high cost, explaining why
TFM that can be found in the literature are usually only prototypes. Moreover, the TFM
shows a dependence of its force density upon its pole pitch and airgap thickness, which
leads to high electrical frequencies and thus to high core losses. For all these reasons, this
type of machine could be considered in high-torque low-speed applications such as wind
turbines or electrical traction drives.
The work presented in this document contributes to the development of a new TFM
configuration: the claw-pole TFM with hybrid stator (CPTFMHS). Such a stator built from
a combination of Fe-Si laminations and powdered iron (SMC), enables reducing iron losses
significantly and improving the ease of manufacturing of the machine.
The concept of the hybrid stator can be further developed by using new magnetic materials
with lower specific losses. The substitution of Fe-Si laminations by amorphous cores in the
stator of the CPTFMHS is studied in this work and presented here. Experimental
measurements are conducted on a one-pole pair CPTFMHS machine with an amorphous
core: the results show a reduction of the total iron losses, thus proving benefits of
amorphous cores used in the machine. Finite element simulations coupled with
experimental measurements lead to the following conclusion: the efficiency of a
CPTFMHS machine can be maintained to a high level at frequencies above 400 Hz, thanks
to the use of amorphous cores, which may not be possible with Fe-Si laminations.
Avant-propos
iv
Avant-propos
Ce travail de maîtrise a été accompli au Laboratoire d’Électrotechnique, d’Électronique de
Puissance et de Commande Industrielle (LEEPCI) du Département de génie électrique et de
génie informatique de l’Université Laval.
Je tiens tout d’abord à remercier M. Maxime R. Dubois, pour avoir accepté la direction de
ce mémoire, pour son soutien financier, pour sa disponibilité, ses conseils avisés et surtout
sa patience. Durant ces deux années, il aura su me transmettre son engouement pour la
recherche et, je l’espère, un peu de sa rigueur scientifique.
Je tiens également à adresser mes remerciements aux professeurs Jérôme Cros et Philippe
Viarouge pour avoir été disponible tout au long de mon travail. Merci à M. Marco Beland
pour son aide technique indispensable. J’exprime également mes remerciements à mes
collègues et avant tout amis du LEEPCI.
Un grand merci à mes parents, Claude et Annie, ainsi qu’à mon frère et mes sœurs pour
leur aide indispensable dans tous mes projets. Malgré la distance, leur soutien familial a
toujours constitué le dernier rempart de ma motivation dans les moments de doutes. Pour
finir, merci à toi, Geneviève, pour ton soutien, ta patience, ta compassion, ton écoute et ton
amour.
Nicolas Dehlinger
Table des matières
v
Table des matières
Résumé.................................................................................................................................. ii
Abstract................................................................................................................................ iii
Avant-propos........................................................................................................................iv
Table des matières ................................................................................................................v
Liste des figures....................................................................................................................ix
Liste des tableaux.............................................................................................................. xiii
Liste des symboles..............................................................................................................xiv
Introduction...........................................................................................................................1
1 LA TOPOLOGIE À FLUX TRANSVERSE..............................................................5 1.1 Introduction.............................................................................................................5 1.2 Principe de fonctionnement et caractéristiques de la MFT.....................................6
1.2.1 Le concept de flux transverse .........................................................................6 1.2.2 À propos de la densité de force développée par une MFT .............................8
1.2.2.1 Expression de la densité de force dans une machine à aimants..................9 1.2.2.2 La particularité de la topologie à flux transverse......................................11
1.2.3 Avantages et inconvénients de la topologie à flux transverse. .....................14 1.3 Domaines d’utilisation de la MFT. .......................................................................16 1.4 Description des différentes configurations de MFT. ............................................19
1.4.1 Deux familles : les MFT à aimants montés en surface et les MFT à concentrateurs de flux...................................................................................................20 1.4.2 La MFT simple face à noyaux en C et en I...................................................21 1.4.3 Les MFT double face. ...................................................................................23 1.4.4 La MFT à rotor denté....................................................................................25 1.4.5 La MFT « claw-pole ». .................................................................................27
1.5 Conclusion ............................................................................................................30
2 LA MACHINE À FLUX TRANSVERSE CLAW-POLE À STATOR HYBRIDE 32
2.1 Introduction...........................................................................................................32
Table des matières
vi
2.2 À propos de l’utilisation des matériaux magnétiques composites (SMC) dans les MFT claw-pole. ................................................................................................................33
2.2.1 Principes de fabrication des SMC.................................................................33 2.2.2 Comparaison des pertes ferromagnétiques dans les tôles Fe-Si et dans les SMC. 35 2.2.3 Comparaison des autres caractéristiques magnétiques. ................................37 2.2.4 L’avantage magnétique des SMC dans le cas des MFT claw-pole : l’isotropie des propriétés magnétiques. ........................................................................39 2.2.5 L’avantage structurel des SMC dans le cas des MFT claw-pole : un procédé de production aux perspectives intéressantes. ..............................................................42
2.3 Vers une nouvelle configuration de MFT claw-pole : le concept du stator hybride. 43 2.4 Description de la configuration claw-pole à stator hybride. .................................44 2.5 Performances de la MFT claw-pole à stator hybride. ...........................................46
2.5.1 Résultats obtenus par simulation par éléments finis. ....................................46 2.5.2 Essais expérimentaux sur la MFT claw-pole à stator hybride. .....................51
2.6 Conclusion : vers une utilisation des matériaux amorphes...................................54
3 LES MATÉRIAUX FERROMAGNÉTIQUES AMORPHES ...............................56 3.1 Introduction...........................................................................................................56 3.2 Fabrication des matériaux ferromagnétiques amorphes. ......................................57
3.2.1 L’état amorphe..............................................................................................57 3.2.2 Procédés de fabrication des matériaux amorphes. ........................................58
3.3 Propriétés électromagnétiques et mécaniques des amorphes. ..............................61 3.3.1 Propriétés électromagnétiques des matériaux amorphes ..............................62
3.3.1.1 À propos de l’énergie anisotropique des matériaux magnétiques. ...........62 3.3.1.2 Principales propriétés magnétiques des matériaux amorphes...................65 3.3.1.3 Pertes ferromagnétiques des matériaux amorphes....................................67
3.3.2 Propriétés mécaniques des matériaux amorphes ..........................................69 3.4 Champs d’applications des matériaux amorphes dans le domaine électrotechnique. ...............................................................................................................70
3.4.1 Utilisation des matériaux amorphes pour la conception de transformateurs de distribution. ...................................................................................................................70 3.4.2 À propos de l’utilisation des amorphes pour la construction de machines électriques. ....................................................................................................................73 3.4.3 Exemples de moteurs électriques utilisant des amorphes. ............................74
3.5 Emploi de matériaux amorphes dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride. ...................................................................................................................80
3.5.1 Brève étude de faisabilité de la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. ......................................................................................................................80 3.5.2 Sélection d’un noyau amorphe pour la MFT claw-pole à stator hybride. ....82
3.6 Évaluation des performances d’un noyau POWERLITE®. ..................................84 3.7 Conclusion : proposition d’une nouvelle structure de MFT : la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. ...................................................................................88
Table des matières
vii
4 DÉTERMINATION EXPÉRIMENTALE DES PERTES FERROMAGNÉTIQUES D’UNE MFT CLAW-POLE À STATOR HYBRIDE À NOYAUX AMORPHES.....................................................................................................90
4.1 Introduction...........................................................................................................90 4.2 Description de méthodes expérimentales d’évaluation des pertes fer dans les machines électriques. ........................................................................................................91
4.2.1 Mesure par la puissance d’entrée et la séparation des pertes........................92 4.2.2 Mesure calorimétrique des pertes. ................................................................95 4.2.3 Mesure thermométrique des pertes. ..............................................................97
4.3 Proposition d’une méthode expérimentale de détermination des pertes fer de la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes : la méthode thermométrique isolée. 103 4.4 Réalisation du banc d’essais pour la détermination expérimentale des pertes fer dans un pôle d’une MFT claw-pole à stator hybride. .....................................................107
4.4.1 Réalisation de la MFT claw-pole à stator hybride. .....................................108 4.4.2 Réalisation de l’entraînement utilisé pour les essais. .................................112 4.4.3 Réalisation de la chaîne de mesure. ............................................................113
4.5 Évaluation des pertes ferromagnétiques dans la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes à l’aide du protocole expérimental mis en place. ..............................115
4.5.1 Résultats de mesures pertes effectuées dans la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. .......................................................................................117 4.5.2 Résultats de mesures de pertes effectuées dans la MFT claw-pole à stator hybride conventionnelle à noyaux de tôles Fe-Si. ......................................................124 4.5.3 Comparaison des pertes relevées dans la MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE® et dans la MFT à noyau de tôles Fe-Si. Distribution des pertes dans les différentes parties du circuit magnétique. ....................................130
4.6 Conclusions sur les mesures expérimentales réalisées. ......................................135
5 ÉVALUATION DES PERTES FER D’UNE MFT CLAW-POLE À STATOR HYBRIDE À NOYAUX AMORPHES PAR SIMULATION PAR ÉLEMENTS FINIS. 137
5.1 Introduction.........................................................................................................137 5.2 Principe des simulations et méthodes d’évaluation des pertes dans la MFT......138
5.2.1 Principe et paramétrage des simulations avec Magnet VI®........................138 5.2.2 Méthode d’évaluation des pertes fer dans les noyaux de la MFT. .............141 5.2.3 À propos de l’évaluation des pertes fer dans les pieds. ..............................143
5.3 Performances et pertes fer d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes par expérimentation simulée. .........................................................................145
5.3.1 Présentation des résultats de simulations réalisées sur la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. .............................................................................145 5.3.2 Comparaison des performances et pertes évaluées par simulation d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes à celles d’une MFT similaire à noyaux de tôles électriques......................................................................................................149
5.4 Conclusions sur les simulations..........................................................................154
Conclusion générale..........................................................................................................161
Table des matières
viii
Perspectives .......................................................................................................................164
Annexe A : Méthode expérimentale de mesure des pertes fer dans un noyau POWERLITE®..................................................................................................................166
Annexe B : Schémas et dimensions des pieds en ATOMET® EM-1® conçus pour le banc d’essais. .....................................................................................................................169
Bibliographie .....................................................................................................................170
Liste des figures
ix
Liste des figures
Figure 1: Schéma de la répartition spatiale des grandeurs électromagnétiques dans une
machine électrique de topologie a) longitudinale b) à flux transverse. ..........................6 Figure 2: Trajet du flux dans une paire de pôles d’une machine a) à flux transverse b)
longitudinale à aimants permanents................................................................................7 Figure 3: a) Simplification d’un aimant permanent assimilé à une boucle de courant. b)
Application de la loi de Laplace pour le calcul de la force appliquée à un rotor à aimants permanents à l’aide de la simplification de a). ................................................10
Figure 4: Forces tangentielle d’une machine à aimants permanents a) longitudinale b) à flux transverse. .....................................................................................................................10
Figure 5: Effet de la réduction du pas polaire sur la densité de force développée par une machine longitudinale à fenêtre de bobinage et largeur des aimants constantes..........12
Figure 6: Effet de la réduction du pas polaire sur la densité de force développée par une MFT, à fenêtre de bobinage et largeur des aimants constantes. ...................................13
Figure 7: Fréquences de fonctionnement de MFT (τ = 20 mm) de rayons allant de 0 à 1,5 m et pour des vitesses de rotation allant jusqu’ à 10000 rpm. ..........................................18
Figure 8: a) MFT à aimants montés en surface. b) MFT à concentrateurs de flux...............20 Figure 9: MFT simple face de Weh à noyaux en C [WEH2]. ..............................................21 Figure 10 : Gauche : MFT initiale. Droite : MFT de Henneberger à noyaux en C et I. .......22 Figure 11: MFT double face à noy. en U simple (droite) et double bobinage (gauche).......23 Figure 12: MFT double face à noyaux en C : à gauche : version de Weh [WEH3], à droite :
version de Mecrow [MEC]. ..........................................................................................24 Figure 13: gauche : MFT à rotor dentelé. droite : structure du rotor dentelé. ......................26 Figure 14: MFT claw-pole proposée par Maddison et al. [MAD]........................................28 Figure 15: a) Représentation schématique microscopique de particules de SMC b) Procédé
de fabrication des SMC.................................................................................................33 Figure 16: Pertes ferromagnétiques spécifiques de l’ATOMET® EM-1® et de tôles Fe-Si
M19 d’épaisseur 0,35 mm. ...........................................................................................37 Figure 17 : Circulation du flux dans une MFT claw-pole [GUO2]. .....................................43 Figure 18 : La MFT claw-pole à stator hybride [DUB3] [DUB4]........................................44 Figure 19 : Géométrie de MFT claw-pole utilisée dans les simulations [DUB3]. ...............47 Figure 20 : Comparaison de l’évolution du flux dans un noyau en C (a) et du couple par
paire de pôles (b) d’une MFT claw-pole à stator hybride et à stator en poudre de fer pour différentes positions électriques du rotor. ............................................................48
Figure 21:a) Contenu harmonique de la densité de flux dans le noyau b) Pertes ferromagnétiques dans les noyaux des deux MFT claw-pole en fonction de la vitesse de rotation pour p = 15 et m = 6,1 kg [DUB3]. ............................................................50
Figure 22: Prototype de la MFT claw-pole à stator hybride [DUB3]...................................51
Liste des figures
x
Figure 23: a) Diagramme de phase utilisé lors des essais [DUB3]. b) Résultats de mesures effectuées sur la MFT claw-pole à stator hybride utilisée en générateur sur charge RC linéaire [DUB3]. ...........................................................................................................52
Figure 24: Variations thermiques du volume V, de l’enthalpie H des matériaux amorphes et cristallins lors du passage de l’état liquide à l’état solide.............................................57
Figure 25: Fabrication de rubans amorphes par la méthode a) du jet libre, b) du jet planaire [DEG]............................................................................................................................59
Figure 26: Procédé complet de fabrication de rubans amorphes [DEG]. .............................60 Figure 27: Procédés de fabrication des poudres amorphes [DEG]. ......................................61 Figure 28: Cycles B(H) avec aimantation suivant un axe facile ou difficile. .......................63 Figure 29: Évolution des pertes fer dissipées dans a) l’alliage amorphe 2605CO b) l’alliage
amorphe 2714A en fonction de la fréquence et de l’induction [MET.]........................68 Figure 30: Machine synchrone à flux axial à noyaux amorphes toroïdaux et comparaison de
ses perf. à une machine CC et une machine à induction [JEN]. ...................................75 Figure 31: Moteur synchrone à aimants permanents utilisant des dents en tôles Fe-Si, en
SMC ou en amorphe [ENO]. ........................................................................................76 Figure 32: Comparaison des pertes à vide (3000 rpm) et des rendements pour diverses
charges (3000 rpm) de quatre moteurs synchrones à aimants permanents dont les dents du stators sont en aciers électrique (35A300, 50A470), en SMC (EU67xHH) ou en amorphe (2605SA1) [ENO]..........................................................................................77
Figure 33: Machine à réluctance variable polydiscoïde a) vue extérieure sans bobinage b) vue intérieure [TAG]. ...................................................................................................78
Figure 34: Illustration et dimensions de deux noyaux POWERLITE® de Metglas..............83 Figure 35: Comparaison des cycles d'hystérésis de noyaux en tôles M19 29 Gage
d'épaisseur 0,35 mm et de noyaux amorphes POWERLITE® à 60, 400 et 600 Hz......85 Figure 36: Comparaison des pertes ferromagnétiques dissipées dans des noyaux de tôles
M19 29 Gage d'épaisseur 0,35 mm et des noyaux amorphes POWERLITE® à différentes fréquences et pour différentes inductions dans les noyaux. .......................87
Figure 37: MFT claw-pole à stator hybride et à noyaux amorphes. .....................................89 Figure 38: Schéma de l'entraînement à réaliser pour la mesure des pertes fer par la méthode
de la mesure de la puissance d'entrée et la séparation des pertes. ................................93 Figure 39: Bilan de puissance de l’entraînement de la Figure 38.........................................93 Figure 40: Dispositif de mesure calorimétrique des pertes [BAH]. .....................................96 Figure 41: Représentation schématique des échanges thermiques entre un corps homogène
idéal et ses régions environnantes.................................................................................98 Figure 42: Schéma du banc d’essai de mesure thermométrique des pertes fer dans une
machine à induction [BOU]. .......................................................................................101 Figure 43: Transferts thermiques ayant lieu dans un pôle de la MFT claw-pole à stator
hybride à vide..............................................................................................................103 Figure 44: Transferts thermiques ayant lieu dans un pôle de la MFT claw-pole à stator
hybride à vide dont le noyau est isolé.........................................................................105 Figure 45: Schéma du banc d'essais et de la chaîne de mesure mis en place pour la
détermination des pertes fer dans un pôle de la MFT claw-pole à stator hybride. .....107 Figure 46: Circuit magnétiques statoriques à noyau a) amorphe b) de tôles utilisés dans la
MFT claw-pole à stator hybride test. ..........................................................................109 Figure 47: Système d’isolation du stator de la MFT claw-pole à stator hybride test. ........110
Liste des figures
xi
Figure 48: a) Insertion du stator dans le rotor. b) Vue de l’entrefer. ..................................110 Figure 49: Interface stator-rotor de la MFT claw-pole à stator hybride conçue.................111 Figure 50: Entraînement utilisé pour les essais. .................................................................112 Figure 51: Chaîne de mesure mise en place avec le banc d’essais. ....................................113 Figure 52: Disposition des thermocouples sur le stator de la MFT claw-pole. ..................116 Figure 53: Mesure de l'élévation de température sur un pied et sur le noyau d'une MFT
claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE® à a) 50 Hz b) 100 Hz c) 150 Hz d) 200 Hz e) 250 Hz f) 300 Hz g) 350 Hz h) 400 Hz.....................................120
Figure 54: Évolution des pertes en fonction de la fréquence mesurées dans le stator d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE®. L’induction mesurée dans le noyau s’élève à 0,36 T......................................................................123
Figure 55: Mesure de l'élévation de température sur un pied et sur le noyau d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm à a) 50 Hz b) 100 Hz c) 150 Hz d) 200 Hz e) 250 Hz f) 300 Hz g) 350 Hz h) 400 Hz.127
Figure 56: Évolution des pertes en fonction de la fréquence mesurées dans le stator d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage. L’induction mesurée dans le noyau s’élève à 0,36 T......................................................................129
Figure 57: Comparaison de l’évolution des pertes en fonction de la fréquence mesurées dans le stator d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE® et dans celui d’une machine similaire à noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage. L’induction mesurée dans les noyaux s’élève à 0,36 T. .............................................130
Figure 58: Distribution des pertes fer dans les pieds et les noyaux dans une MFT à noyau amorphe (expérience 1) et dans une MFT à noyau de tôles (expérience 2). ..............133
Figure 59: Une paire de pôles d'une MFT claw-pole à stator hybride simulée avec Magnet VI® et son maillage. ....................................................................................................139
Figure 60: Courbes B(H) de l’ATOMET® EM-1®, de l'amorphe 2605SA1 et des tôles électriques Fe-Si M19 29 Gage utilisées dans Magnet VI®........................................140
Figure 61: Répartition de l’induction dans le noyau d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes pour deux positions électriques du rotor : gauche : ϕelec = 0° - droite : ϕelec = 120°. ..................................................................................................142
Figure 62: Répartition de l’induction dans un pied d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes pour deux positions électriques du rotor : gauche : ϕelec = 0° - droite : ϕelec = 120°. ..................................................................................................144
Figure 63: Évolution de l'induction dans les noyaux amorphes de la MFT en fonction de la position électrique du rotor .........................................................................................146
Figure 64: Évolution du couple total développé par la MFT en fonction de la position électrique du rotor. ......................................................................................................147
Figure 65: Contenu harmonique de la densité de flux dans les noyaux de la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. ..........................................................................148
Figure 66: Pertes fer en fonction de la fréquence et de la vitesse de rotation dans les noyaux d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. .......................................148
Figure 67: Comparaison de l'évolution de l'induction dans les noyaux d'une MFT à noyaux amorphes et d'une MFT à noyaux de tôles en fonction de l’angle électrique.............150
Figure 68: Comparaison de l'évolution du couple total développé par une MFT à noyaux amorphes et une MFT à noyaux de tôles en fonction de l’angle électrique. ..............150
Liste des figures
xii
Figure 69: Comparaison du cotenu harmonique de la densité de flux dans les noyaux des deux MFT. ..................................................................................................................152
Figure 70: Comparaison des pertes fer en fonction de la fréquence et de la vitesse de rotation dans les noyaux des deux MFT simulées. Nombre de pôles = 30.................152
Figure 71 : Évolution des rendements d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes et d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux de tôles en fonction de la vitesse de rotation. ......................................................................................................158
Liste des tableaux
xiii
Liste des tableaux
Tableau 1: Caractéristiques de MFT utilisées dans des applications industrielles. ..............16 Tableau 2: Résumé des performances de quelques MFT doubles faces réalisées................25 Tableau 3: Comparaison des performances de deux topologies de MFT différentes...........29 Tableau 4 : Comparaison des performances de MFT claw-pole et MFT double face..........29 Tableau 5: Comparaison des propriétés magnétiques des SMC et des tôles magnétiques
conventionnelles. ..........................................................................................................38 Tableau 6: Dimensions des machines simulées à l’aide de Magnet VI® dans [DUB3]. ......47 Tableau 7: Principales caractéristiques magnétiques d’amorphes commercialisés..............66 Tableau 8 : Propriétés mécaniques de rubans amorphes [PER2]. ........................................69 Tableau 9: Comparaisons des coûts globaux d'un transformateur à noyaux amorphes de 500
kVA et d'un transformateur à noyaux Fe-Si GO [DEC]...............................................72 Tableau 10: Étude rapide de faisabilité de la MFT claw-pole à stator hybride. ...................81 Tableau 11: Caractéristiques magnétiques des alliages amorphes susceptibles d'être utilisés
dans notre application comparées à celles d’une tôle Fe-Si M19.................................82 Tableau 12: Masses et capacités thermiques du noyau POWERLITE® et des pieds en
l’ATOMET® EM-1® [MET] [DUB5].........................................................................121 Tableau 13: Résultats de mesures de pertes fer réalisées sur la MFT claw-pole à stator
hybride à noyau amorphe POWERLITE®. .................................................................122 Tableau 14: Masses et capacités thermiques du noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage et des
pieds en l’ATOMET® EM-1® [PRO] [DUB5]. ........................................................127 Tableau 15: Résultats de mesures de pertes fer réalisées sur la MFT claw-pole à stator
hybride à noyau de tôles Fe-Si....................................................................................128 Tableau 16: Distribution des pertes fer au stator de la MFT à noyau amorphe..................132 Tableau 17: Distribution des pertes fer au stator de la MFT à noyau de tôles. ..................133 Tableau 18: Pertes fer dissipées dans les 15 noyaux d'une MFT à noyaux de tôles et dans
une MFT à noyaux amorphes. ....................................................................................153 Tableau 19 : Rendements estimés de deux MFT claw-pole à stator hybride, l’une à noyaux
amorphes, l’autre à noyaux de tôles à partir des résultats du calcul des champs et de mesures expérimentales [DUB3]. ...............................................................................157
Liste des symboles
xiv
Liste des symboles
B : Induction magnétique [T].
B0 : Induction créée dans l’entrefer par un aimant [T].
Ba : Induction créée dans l’entrefer par le bobinage [T].
Bnoyau : Induction dans un noyau magnétique [T].
Br : Induction rémanente [T].
Bs : Induction magnétique de saturation d’un matériau [T].
c : Capacité calorifique massique spécifique d’un fluide [J/°C.kg].
C : Capacité thermique d’un corps homogène [J/°C].
C2605SA1 : Capa. therm. mass. d’un noyau am. POWERLITE® de Metglas® [J/°C.kg].
CATOMET : Capacité thermique massique d’un pied d’ATOMET® EM-1® [J/°C.kg].
CM19 : Capacité thermique massique d’un noyau de tôles Fe-Si M19 [J/°C.kg].
Cnoyau : Capacité therm. d’un noyau d’une MFT claw-pole à stator hybride [J/°C].
Cpied : Capacité thermique d’un pied d’une MFT claw-pole à stator hybride [J/°C].
f : Fréquence [Hz].
Fr : Force développée sous un pôle du rotor [N].
Ft : Force tangentielle [N].
G : Conductance thermique [W/°C].
hm : Épaisseur d’un aimant [m].
H : Champ magnétique [A/m].
HC : Champ magnétique coercitif d’un aimant [A/m].
Liste des symboles
xv
ia : Intensité du courant circulant dans le bobinage [A].
K : Énergie d’anisotropie [J].
KM : Énergie d’anisotropie magnétocristalline [J].
Ks : Énergie d’anisotropie liée aux contraintes méca. subies par un matériau [J].
KU : Énergie d’anisotropie induite par des traitements apportés à un matériau [J].
l : Profondeur d’un aimant [m].
lg : Longueur de l’entrefer [m].
m : Masse [kg].
m2605SA1 : Masse d’un noyau amorphe POWERLITE® de Metglas® [J/°C.kg].
mATOMET : Masse d’un pied en ATOMET® EM-1® [kg].
mM19 : Masse d’un noyau fait d’un empilement de tôles Fe-Si M19 [kg].
N : Nombre de conducteurs sous un pôle [/].
Νr : Vitesse de rotation [rpm].
p : Nombre de paires de pôles [/].
P : Chaleur générée par un corps homogène[W].
Pfer_totales : Pertes fer totales d’un matériau magnétique donné [W].
Pmachine : Pertes dissipées par un moteur électrique [W].
Pnoyau_2605SA1 : Pertes fer dans un noyau amorphe POWERLITE® de Metglas® [W].
Pnoyau_EM1 : Pertes fer dans un noyau d’ATOMET® EM-1® [W].
Pnoyau_M19 : Pertes fer dans un empilement de tôles Fe-Si M19 [W].
PFoucault : Pertes volumiques par courants de Foucault [W/m³].
q : Vitesse volumique d’un fluide [m³/s].
rg : Rayon à l’entrefer [m].
ℜ aimant : Réluctance d’un aimant [A/Wb].
Rdisspied : Échanges thermiques pied – air [W/°C].
Liste des symboles
xvi
S : Surface d’un aimant [m²].
Sg : Surface de l’entrefer [m²].
t : Temps [s].
T : Température d’un corps homogène [°C].
Tambiant : Température de l’air environnant [°C].
Tnoyau : Température d’un noyau d’une MFT claw-pole à stator hybride [°C].
Tpied : Température d’un pied d’une MFT claw-pole à stator hybride [°C].
Tt : Couple tangentiel [Nm].
Vg : Volume de l’entrefer [m³].
δ : Entrefer mécanique [m].
∆Τ : Variation de température d’un fluide [°C].
φ : Flux magnétique [Wb].
λS : Constante de magnétostriction [/].
µ0 : Perméabilité magnétique du vide 4 π e-7 [H/m].
µ0 : Perméabilité relative d’un matériau [/].
θ : Angle entre l’axe d’une contrainte mécanique et le vecteur d’aimantation [°].
θΜ : Force magnétomotrice d’un aimant [A].
ρ : Résistivité d’un matériau [Ω.m].
ρf : Densité d’un fluide [kg/m³].
σ : Contrainte mécanique subie par un matériau [J/m³].
τ : Pas polaire [m].
ω : Pulsation électrique [rad/s].
Ω : Vitesse de rotation [rad/s].
Introduction
1
Introduction
Conscients des effets de l’activité humaine sur le réchauffement climatique, 38 pays
industrialisés se sont légalement engagés à réduire leurs émissions de gaz à effets de serre
de 5,2% d’ici 2012 par rapport aux émissions de 1990. Dans le cadre du protocole de
Kyoto, de nombreux pays ont revu récemment leurs politiques environnementales pour
favoriser le développement des énergies renouvelables et promouvoir des moyens de
transports plus écologiques. Les stratégies actuellement employées consistent notamment à
développer la production d’énergie éolienne et les technologies qui s’y rattachent ainsi qu’à
subventionner la recherche et le développement des véhicules électriques zéro émissions.
Au cœur de ces stratégies, un axe de recherche important, dans lequel il est primordial de
fournir un effort de recherche, est celui des machines électriques.
Dans le domaine éolien comme dans celui des véhicules électriques, la machine électrique
idéale est celle capable de fournir un couple important avec un rendement se rapprochant de
100 %, pour un encombrement minimal et un prix concurrentiel. Dans le début des années
80, une nouvelle topologie de machine électrique a vu le jour, la machine à flux transverse
(MFT). Parce qu’elle possède généralement un bon rendement et des densités de couples
par unité de volume jusqu’à trois fois plus importantes que celles atteignables par une
machine asynchrone, cette nouvelle topologie est en mesure de se faire une place de choix
dans les domaines éolien et dans celui des véhicules électriques.
Malgré une importante densité de couple, la complexité et le coût de fabrication élevés des
MFT font que ce type de machine ne dépasse que rarement le stade de prototype. De plus,
les pertes fer survenant dans les MFT sont généralement plus importantes que dans d’autres
types de machines électriques à cause d’un nombre de paires de pôles élevé. Les
conséquences de ces pertes ferromagnétiques considérables se ressentent sur le rendement
de la machine qui diminue lorsque la fréquence électrique de fonctionnement de cette
Introduction
2
dernière augmente. Avec l’augmentation de ces pertes survient le problème de la
dissipation de la chaleur qu’elles génèrent au sein de la machine. Les pertes
ferromagnétiques élevées responsables de l’échauffement de la machine limitent alors
généralement les domaines d’utilisation de la MFT aux applications où un fort couple est
requis à basse vitesse comme dans certaines applications de traction électrique (bus,
automobile, tram, navire, …) et aux aérogénérateurs.
Ce travail de maîtrise s’inscrit dans le cadre du développement d’une nouvelle
configuration de MFT : la MFT à griffe ou claw-pole à stator hybride. Cette géométrie de
machine est celle qui exploite, selon nous, au mieux les avantages structurels de la
topologie parmi les différentes configurations de MFT existantes, en combinant des
performances élevées en terme de densité de couple à une fabrication relativement aisée.
Grâce au concept de stator hybride qui voit l’utilisation combinée de deux matériaux
ferromagnétiques doux différents au stator de la machine, les pertes ferromagnétiques de ce
type de MFT sont considérablement réduites. Parce qu’elle possède des performances en
terme de couple massique très intéressantes et grâce à un rendement élevé à basse vitesse,
cette configuration de MFT est déjà employée pour la fabrication d’alternateurs pour
éoliennes.
Nous pensons qu’il est possible d’exploiter le concept de stator hybride pour réduire les
pertes ferromagnétiques d’une MFT claw-pole encore davantage. Nous comptons pousser
ce concept plus loin en axant nos recherches sur des matériaux magnétiques doux à faibles
pertes tels que les matériaux ferromagnétiques amorphes. Apparus dans le début des années
60, les matériaux amorphes, nommés à cause de leur structure atomique qui s’apparente à
celle des verres et des matériaux plastiques, attirent l’attention des électrotechniciens à
cause de leurs propriétés magnétiques exceptionnelles : l’agencement moléculaire irrégulier
d’un amorphe en fait un matériau aisément aimantable grâce à une importante perméabilité
et de très faibles pertes ferromagnétiques. Malgré une utilisation dans le domaine des
moteurs électriques très peu répandue, nous avons de bonnes raisons de penser à un emploi
bénéfique de ce type de matériau au sein d’une MFT claw-pole à stator hybride. L’usage
d’amorphes peut-il contribuer à l’augmentation du rendement de la MFT claw-pole à stator
Introduction
3
hybride ? Peut-il permettre d’ouvrir ce type de machine à d’autres domaines d’applications?
C’est pour tenter de répondre à ces questions que nous consacrons ce travail de maîtrise à
l’étude des performances d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
La structure de ce mémoire est la suivante :
Le chapitre 1 est entièrement consacré à la présentation de la topologie à flux transverse.
Nous y décrivons le concept de flux transverse et en présentons les avantages et
inconvénients. Nous évoquons ensuite les domaines d’utilisation de la MFT. Nous
effectuons finalement une revue de littérature des différentes configurations de MFT
existantes.
Dans le chapitre 2, nous nous intéressons plus particulièrement à la MFT claw-pole à stator
hybride. Après avoir justifié la nécessité des matériaux magnétiques composites au sein du
circuit magnétique de la machine, nous expliquons le concept de stator hybride. Nous
finissons la deuxième partie par l’étude des performances d’une MFT claw-pole à stator
hybride à partir d’essais expérimentaux et simulés
Nous consacrons le chapitre 3 à l’étude des matériaux ferromagnétiques amorphes. Nous y
évoquons les procédés de fabrication ainsi que les propriétés magnétiques et mécaniques de
ce type de matériaux. Nous détaillons les champs d’application des amorphes avant
d’envisager leur emploi dans le circuit magnétique d’une MFT claw-pole à stator hybride.
Pour la suite de notre étude, nous sélectionnons finalement un type de matériaux amorphe
dont nous évaluons les caractéristiques.
Dans le chapitre 4, nous cherchons à déterminer expérimentalement les pertes
ferromagnétiques dissipées dans une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
Dans un premier temps, nous passons en revue différentes méthodes d’évaluation des pertes
dans les machines électriques. Nous décrivons ensuite l’approche que nous avons retenue
pour notre étude ainsi que la conception du banc d’essais nécessaire pour nos mesures.
Nous présentons finalement les résultats de nos mesures expérimentales.
Introduction
4
Nous consacrons le cinquième et dernier chapitre à l’évaluation des pertes
ferromagnétiques dissipées dans une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes
par simulation par éléments finis. Après avoir décrit le principe de nos simulations, nous
comparons les performances de la machine à celles de la MFT présentée dans le chapitre 2.
1 – La topologie à flux transverse.
5
1 LA TOPOLOGIE À FLUX TRANSVERSE.
1.1 Introduction
La littérature scientifique ne comporte que très peu de références anciennes à la topologie à
flux transverse dans le domaine des machines électriques. Deux brevets allemands datant
de 1904 et 1934 [LAI] font état de moteurs linéaires à flux transverse sans cependant mettre
clairement en évidence les avantages relatifs à la topologie. Il n’y aura aucune mise en
application de l’idée avant les travaux de Laithwaite et al. en 1971. Dans leur publication
[LAI], les auteurs décrivent les performances de prototypes de nouveaux moteurs linéaires
dont la circulation du flux est transversale à la direction du mouvement soulignant leur
possible utilisation bénéfique dans le domaine des transports ferroviaires haute vitesse. Les
auteurs concluent sur la possible extension du concept aux machines électriques tournantes.
Il faudra attendre les travaux Weh [WEH1] [WEH2] vers la fin des années 1980 pour voir
se développer un nouveau type de machine électrique tournante : la machine à flux
transverse (MFT). Grâce au découplage des circuits magnétique et électrique de la MFT, la
diminution du pas polaire de la machine n’entraîne pas la réduction de la fenêtre de
bobinage, ce qui n’est pas le cas des machines électriques conventionnelles. D’après Huang
et al. dans [HUA], une MFT à aimants permanents permet ainsi l’obtention de densités de
puissance par unité de volume jusqu’à trois fois plus importantes que celles atteignables par
une machine à induction : à rendement, induction dans l’entrefer et densité de courant
équivalents, le volume d’une MFT de 75 kW et 8 paires de pôles est de 93 dm³ quand celui
d’une machine à induction de même puissance avec 2 paires de pôles est de 250 dm³ à 150
rpm (rotation par minute). Nous commencerons cette partie par une description détaillée du
concept de MFT avant de présenter ses avantages et inconvénients. Nous évoquerons
ensuite les domaines d’applications de la MFT. Pour finir, nous passerons en revue ses
différentes configurations.
1 – La topologie à flux transverse.
6
1.2 Principe de fonctionnement et caractéristiques de la MFT
1.2.1 Le concept de flux transverse
Une distinction doit être faite entre d’un côté, la forme d’un moteur électrique
(fondamentalement la forme de son entrefer), et d’un autre l’arrangement de ses circuits
magnétique et électrique. Il est intéressant de noter que si les différentes formes de moteurs
sont nombreuses (moteur cylindrique, plan, conique, sphérique, disque, …), les
agencements envisageables des circuits magnétiques et électriques sont très limités.
Lorsque la seule restriction sur la forme d’un moteur est celle imposée par le rotor qui doit
être mobile, l’arrangement des circuits magnétiques et électriques est soumis à des
contraintes bien plus rigoureuses liées aux concepts même de génération de force et
d’induction. C’est pourquoi deux types d’agencements uniquement sont possibles qui
référencent à deux types de machines : les machines longitudinales et les machines à flux
transverse.
Dans la grande majorité des machines électriques, les circuits magnétiques et électriques
sont définis dans des plans de l’espace distincts qui se coupent perpendiculairement, de
façon à générer une force comme l’expliquent Laithwaite et al. dans [LAI]: quand le flux
évolue majoritairement dans un certain plan de l’espace au sein d’une machine, le courant
circule dans un plan perpendiculaire (Figure 1).
a) b)
Figure 1: Schéma de la répartition spatiale des grandeurs électromagnétiques dans
une machine électrique de topologie a) longitudinale b) à flux transverse.
1 – La topologie à flux transverse.
7
Dans la plupart des machines conventionnelles, le circuit magnétique se trouve
principalement dans le plan ABD de la Figure 1 a), quand le circuit électrique est défini
dans le plan AFB. Les composantes de flux parallèles à CD et celles de courant parallèles à
EF contribuent à la création d’une force qui va permettre un déplacement du rotor
parallèlement à AB. On parle alors de machine longitudinale. Il est également possible de
générer une force sur le rotor d’une machine à partir d’un flux circulant principalement
dans un plan perpendiculaire, ou transverse au déplacement comme représenté sur la
Figure 1 b) : L’action électromagnétique a toujours lieu entre des composantes de flux
parallèles à CD et des composantes de courants parallèles à EF et produit une force
tangentielle parallèle à AB. On parle dans ce cas de MFT.
On trouve les premières références aux MFT dans les travaux de Weh [WEH1] [WEH2]
dans les années 1980. La machine de Weh dérive du plus vieux type d’alternateur triphasé
existant : le moteur à griffes ou machine claw-pole [NEI] datant de 1891. Le concept même
de flux transverse est déjà utilisé par la machine claw-pole dont la répartition du flux au
sein de son circuit magnétique est majoritairement transversale à direction du mouvement.
Bien que la machine claw-pole et la MFT partagent cette particularité, la dernière a élargi le
concept de flux transverse par l’utilisation d’aimants permanents mais également dans
certaines configurations de concentrateurs de flux, dont nous expliquerons la fonction plus
loin. La Figure 2 représente la structure de base d’une MFT et permet de comparer le trajet
du flux dans celle-ci à celui dans une machine à aimants conventionnelle. :
a) b)
Figure 2: Trajet du flux dans une paire de pôles d’une machine a) à flux transverse b)
longitudinale à aimants permanents.
1 – La topologie à flux transverse.
8
Tel que représenté sur la Figure 2 a), la structure de base d’une MFT possède un bobinage
en forme d’anneau dans lequel circule un courant de manière parallèle à la direction de
rotation de la machine. Deux rangées d’aimants permanents dont la polarité est radiale et
alternante sont disposés sur la circonférence du rotor et génèrent un flux qui vient interagir
avec celui créé par la réaction d’induit. Des noyaux en forme de C placés autour du
bobinage permettent la création d’une force électromotrice à ses bornes et le passage du
flux au stator de manière transversale à la direction du mouvement. À chaque noyau en C
du stator correspond une paire de pôles (deux aimants) de chaque rangée au rotor.
Dans le cas de la machine longitudinale, nous pouvons remarquer que les composantes du
flux sont majoritairement radiales et orthoradiales (plan r0θ) (Figure 2 b)). Dans le cas de
la MFT, les composantes du flux dans le stator sont principalement radiales et axiales (plan
r0z) (Figure 2 a)). Cependant, un flux non négligeable qui ne contribue pas à la création de
la force électromotrice aux bornes du bobinage circule également dans le plan r0θ.
1.2.2 À propos de la densité de force développée par une MFT
La densité de force d’une machine électrique correspond au ratio de la force tangentielle tF
qu’elle est capable de développer et de la surface totale de son entrefer Sg. La densité de
force est souvent utilisée comme un indicateur des performances d’une topologie
puisqu’elle est relativement indépendante des dimensions de la machine. Elle est aussi
égale au ratio du couple tT d’une machine et du volume de son entrefer Vg comme le
montre l’équation (1) :
22 2 2t gt t t
g g g g g g
F rF F TS r l r l Vπ π
⋅= = =
⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ (1)
, avec rg le rayon de la machine à l’entrefer et lg la longueur de l’entrefer. Dans la plupart
des cas, une machine possédant une importante densité de force aura également un fort
couple volumique (couple de la machine divisé par son volume total). Le volume et la
1 – La topologie à flux transverse.
9
masse de la machine étant liés, un moteur dont la densité de force est élevée, possède en
général de bonnes performances en terme de couple massique. Le coût d’une machine étant
intrinsèquement lié à la masse des matériaux utilisés pour sa construction, un moteur dont
le couple massique est important s’avère donc économiquement intéressant.
Grâce à l’agencement particulier de ses circuits magnétique et électrique, la caractéristique
principale d’une MFT est sa densité de force importante, ce que nous allons tenter
d’expliquer dans ce paragraphe.
1.2.2.1 Expression de la densité de force dans une machine à aimants
Il existe plusieurs façons de calculer la force tangentielle qui s’exerce sur le rotor d’une
machine électrique à aimants permanents. Une méthode communément utilisée consiste à
calculer la force de Laplace en remplaçant les aimants permanents d’une machine par des
boucles de courants tel qu’effectué par Weh dans [WEH1] et [WEH3]. Un aimant
permanent est alors assimilé à un bobinage qui génère une force magnétomotrice θΜ,
proportionnelle à l’épaisseur de l’aimant hm et à son champ coercitif HC. En faisant les
hypothèses d’une aimantation rigide (i.e. aimantation constante et égale à l’induction
rémanente) et d’une perméabilité relative de l’aimant égale à un, l’induction générée par un
aimant s’écrit généralement ainsi:
00
rr
B BB H B Hµµ−= ⋅ + ⇒ = (2)
, avec µ0, la perméabilité du vide, Br, l’induction rémanente de l’aimant et H, un champ
magnétique. D’après le théorème d’Ampère appliqué à l’aimant, nous pouvons écrire que :
0mH h⋅ = (3)
, avec hm , l’épaisseur de l’aimant. Nous écrivons alors à partir de (2) et (3) que :
0 0 0 0
m r m m r maimant M
B h B h h B hS
φ φ θµ µ µ µ⋅ ⋅ ⋅= ⇔ ⋅ = ⇔ ℜ ⋅ =
⋅ (4)
1 – La topologie à flux transverse.
10
, en considérant un aimant rectangulaire, avec S la surface de l’aimant, Raimant sa réluctance,
φ le flux généré par l’aimant et θΜ sa force magnétomotrice. Nous écrivons finalement
que :
0
r mM C m
B h H hθµ⋅= = ⋅ (5)
À partir de (5) et des hypothèses que nous avons formulées, nous pouvons assimiler un
aimant permanent à un bobinage parcouru par un courant fictif qui génère une force
magnétomotrice θΜ, proportionnelle à la largeur de l’aimant, son induction rémanente Br ou
son champ coercitif HC. Cette simplification nous permet alors de calculer la force de
Laplace appliquée à un aimant permanent du rotor d’une machine électrique (Figure 3).
Figure 3: a) Simplification d’un aimant permanent assimilé à une boucle de courant.
b) Application de la loi de Laplace pour le calcul de la force appliquée à un rotor à
aimants permanents à l’aide de la simplification de a).
Figure 4: Forces tangentielles. d’une machine à aimants permanents a) longitudinale
b) à flux transverse.
1 – La topologie à flux transverse.
11
En faisant la supposition que le flux généré par le bobinage du stator franchit l’entrefer de
la machine perpendiculairement à sa surface et en négligeant les effet de bords, nous
sommes en mesure de calculer alors l’expression de la force FR(τ) développée sous chaque
pôle du rotor d’une machine longitudinale ou à flux transverse (voir Figure 4) en
appliquant la loi de Laplace (6) :
( ) 2R M aF B lτ θ= ⋅ ⋅ ⋅ (6)
, avec Ba l’induction dans l’entrefer créée par le courant circulant dans le bobinage au stator
et l la profondeur des aimants.
En conservant l’hypothèse d’une magnétisation rigide des aimants et à partir du théorème
d’Ampère, nous écrivons l’expression de l’induction Ba dans l’entrefer créée par le courant
dans le bobinage du stator uniquement (7) :
( )0 2a
am
N iBh
µδ
⋅= ⋅⋅ + (7)
, avec δ, l’entrefer mécanique, N le nombre de conducteurs sous un pôle et ia, l’intensité du
courant dans le bobinage du stator. À partir de (1), nous pouvons voir la densité de force
par pôle Fa d’une machine comme le quotient entre la force appliquée sur un pôle du rotor
et la surface du pôle, et écrire à partir de (6) et (7) que:
( ) 0
0
R a ma
F B B hFlτ
τ µ τ⋅= = ⋅
⋅ (8)
, avec τ le pas polaire et B0, l’induction à vide dans l’entrefer créée par l’aimant.
1.2.2.2 La particularité de la topologie à flux transverse
À partir de (8), nous comprenons que la densité de force d’une machine est dépendante de
l’épaisseur des aimants, du pas polaire et de la force magnétomotrice (Nia) statorique par
1 – La topologie à flux transverse.
12
pôle. Pour une épaisseur d’aimant donnée et un diamètre de machine donné, le concepteur
qui cherche à augmenter la densité de force doit trouver un compromis entre la diminution
du pas polaire et l’augmentation de la force magnétomotrice du stator par pôle.
À fenêtre de bobinage fixée et pas polaire constant, l’augmentation de la force
magnétomotrice statorique passe par l’accroissement du courant et donc des pertes Joule
dans le bobinage. Cette solution est à écarter si l’on souhaite limiter l’échauffement de la
machine. Observons alors l’influence de la réduction du pas polaire sur la densité de force
développée par une machine longitudinale et une machine à flux transverse, à force
magnétomotrice statorique par pôle fixe (i.e. fenêtre de bobinage fixe) et épaisseur des
aimants constante.
La Figure 5 nous permet de constater que l’espace nécessaire au passage du flux dans le
stator d’une machine longitudinale devient un facteur limitatif lorsque le pas polaire est
réduit. Plus le pas polaire est faible, plus l’espace dans lequel circule le flux est réduit,
augmentant ainsi les risques de saturation dans les dents. Sur la Figure 5 c), nous
remarquons qu’il est impossible de réduire davantage le pas polaire tout en conservant une
fenêtre de bobinage constante de manière à augmenter la densité de force. Les circuits
magnétique et électrique de la machine longitudinale sont par conséquent grandement
couplés par des contraintes spatiales.
Contrairement à la machine longitudinale, la réduction du pas polaire d’une MFT influence
peu l’induction générée par le bobinage dans les noyaux du stator (si on néglige la réaction
d’induit).
Figure 5: Effet de la réduction du pas polaire sur la densité de force développée par
une machine longitudinale à fenêtre de bobinage et largeur des aimants constantes.
1 – La topologie à flux transverse.
13
Figure 6: Effet de la réduction du pas polaire sur la densité de force développée par
une MFT, à fenêtre de bobinage et largeur des aimants constantes.
Comme le montre la Figure 6, aucune contrainte spatiale ne vient empêcher la conservation
des dimensions de la fenêtre de bobinage lorsque le pas polaire est réduit: les circuits
magnétique et électrique sont donc en grande partie découplés.
À force magnétomotrice statorique et induction dans l’entrefer équivalentes, la densité de
force générée par une MFT est potentiellement plus importante que celle développée par
une machine à aimants conventionnelle car la topologie à flux transverse permet
l’utilisation de pas polaire relativement faibles.
La haute densité de force des MFT permet la construction de machines relativement
compactes. Le faible volume et le faible poids d’une machine est un critère parfois
déterminant dans le cahier des charges de certaines applications : grâce à sa haute densité
de force, la MFT est une concurrente de choix dans une application moteur roue.
L’équation (1) nous montre que la densité de force est équivalente au couple volumique
d’une machine. Le gain en terme de poids conféré par un couple volumique élevé peut
également se traduire par un gain en terme de coût, lorsque l’on considère la masse des
matériaux utilisés dans une machine uniquement. Dans certaines applications, la MFT peut
s’avérer compétitive en terme de coût face à une machine longitudinale classique.
1 – La topologie à flux transverse.
14
1.2.3 Avantages et inconvénients de la topologie à flux transverse.
Nous nous sommes attachés à expliquer dans la partie précédente le principal atout de la
topologie à flux transverse : sa haute densité de force. Cet attribut en fait une concurrente
sérieuse pour les machines longitudinales. Cependant, nous verrons ici que certains
inconvénients inhérents à la topologie limitent l’usage de la MFT à certaines applications.
À partir de données recueillies dans la littérature, nous listons ci-dessous les avantages que
possède la topologie à flux transverse sur les topologies conventionnelles :
- La section de bobinage est plus importante et de réalisation aisée [WEH1] [WEH2].
- Il est possible de réaliser des machines à pas polaire relativement faibles et par
conséquent à densité de force élevé, tout en conservant une force magnétomotrice
statorique élevée [WEH1] [WEH2] [HEN] [WEH3].
- La section du matériau magnétique peut être dimensionnée avec moins de
restrictions et ne dépend que peu de la section du bobinage grâce au découplage des
circuits magnétique et électrique [WEH1] [WEH2] [HEN] [WEH3].
- Il y a peu d’interactions entre les phases de la MFT ce qui simplifie le contrôle et
améliore la robustesse de la machine en cas de défaillance d’une phase [GUO1]
[PEE].
Cependant, la topologie à flux transverse souffre encore de nombreux inconvénients :
- Le facteur de puissance d’une MFT est généralement relativement bas en
comparaison à ceux des machines longitudinales comme le soulignent Harris et al.
dans [HAR1]. Il atteint typiquement des valeurs allant de 0,35 à 0,55 (dans le cas de
machines à concentrateurs de flux) contre des valeurs proches de l’unité dans le cas
des machines conventionnelles. Harris et al. l’expliquent par le fait que ce type de
machine possède généralement une grande réactance (en partie due aux des
importants flux de fuite dans la machine) pour une force électromotrice relativement
faible. Un facteur de puissance bas va être responsable du surdimensionnement et
donc de l’augmentation du prix du convertisseur associé à la MFT.
1 – La topologie à flux transverse.
15
- Si la topologie à flux transverse permet l’accroissement du nombre de paires de
pôles et donc de la charge linéique, ceci a également pour conséquence d’augmenter
la fréquence de fonctionnement électrique. Les pertes magnétiques qui grandissent
avec la fréquence et donc le nombre de paires de pôles cantonnent pour le moment
les MFT aux basses et moyennes vitesses [MEC] [HAR2].
- Quand l’usage de tôles magnétiques anisotropes est de rigueur dans les machines
électriques conventionnelles en raison de leurs bonnes caractéristiques magnétiques,
la circulation du flux en trois dimensions dans une MFT impose l’utilisation de
matériaux spéciaux. [GUO1] [MEC] et [MAD] évoquent l’usage de matériaux
isotropes en poudre de fer (SMC) dont les performances magnétiques (perméabilité,
induction de saturation et pertes ferromagnétiques spécifiques) sont plus faibles que
les tôles fer-silicium (Fe-Si) laminées communément utilisées. La difficulté, voire
l’impossibilité dans certains cas, d’utiliser des matériaux laminés est un facteur
venant limiter le rendement des MFT.
- La construction de certaines MFT peut s’avérer difficile comme l’évoquent les
références [MEC] et [MAD]. C’est notamment le cas des machines à double face
dont nous discuterons plus loin et qui fournissent des valeurs de densité de force
très élevées. L’auteur de [PEE] rajoute également que l’emploi de configurations à
concentrateurs de flux peut réduire la robustesse de la machine, si aucune
précaution n’est prise, ce qui tend à limiter sa vitesse de fonctionnement.
Lorsque la plupart des machines longitudinales conventionnelles fait l’objet de recherches
et de développements depuis plus d’un siècle, la MFT ne suscite l’attention des chercheurs
que depuis 20 ans seulement. Si les améliorations à apporter à cette nouvelle structure de
machine sont encore très nombreuses, la topologie à flux transverse n’en demeure pas
moins déjà compétitive dans les applications qui requièrent une densité de force élevée.
1 – La topologie à flux transverse.
16
1.3 Domaines d’utilisation de la MFT.
La littérature ne fournit que quelques références à l’emploi de MFT dans des applications
technologiques. Viorel et al. dans [VIO] font un état de l’art de l’utilisation de la topologie
à flux transverse à des fins industrielles. Les auteurs expliquent qu’il existe principalement
deux domaines dans lesquels la MFT est utilisée : les véhicules électriques de tous types
(automobile, bus, tram, navires, …) et les aérogénérateurs ou éoliennes. Nous allons tenter
d’expliquer ici pourquoi l’usage des MFT est limité à ces deux champs d’application.
Dans le paragraphe précédent, nous nous sommes attachés à expliquer que l’avantage de la
MFT était sa haute densité de force rendue possible par l’utilisation d’un pas polaire faible
combinée à une force magnétomotrice importante. Un nombre de paires de pôles élevé a
pour contrepartie d’augmenter les fréquences électriques de fonctionnement de la machine,
ce qui a pour conséquence d’accroître ses pertes ferromagnétiques. Pour maîtriser
l’échauffement et ainsi éviter la mise en place de systèmes de refroidissement coûteux, les
configurations de MFT actuelles rendent nécessaire la limitation de la fréquence de
fonctionnement. À partir de données compilées dans la littérature [VIO] [BLI] [LAN1]
[MIT] [WEH4] que nous présentons dans le Tableau 1 ci-dessous, nous avons pu observer
que les fréquences nominales des MFT utilisées dans des applications industrielles étaient
généralement inférieures à 400 Hz.
Tableau 1: Caractéristiques de MFT utilisées dans des applications industrielles.
Vitesse nominale
Nombre de paires de pôles
Fréquence de fonctionnement
Rendement
Prototype de MFT de 75 kW pour un VE [VIO].
570 rpm 22 209 Hz 0,976
Prototype de MFT de 25 kW à attaque directe pour un VE [VIO].
600 rpm 40 400 Hz 0,94
MFT de 55 kW type « moteur roue » pour un tram [BLI].
240 rpm 40 160 Hz /
MFT Z28 90 kW/1000 Nm de Voith pour la traction électrique [LAN1].
850 rpm 28 400 Hz > 0,9
MFT 20 MW de Rolls-Royce pour un navire à propulsion électrique [MIT].
180 rpm 65 195 Hz > 0,98
MFT 6,4 kW pour un aérogénérateur de 0,5 m de diamètre [WEH4].
195 rpm 72 234 Hz > 0,9
1 – La topologie à flux transverse.
17
La fréquence électrique de fonctionnement seule ne nous permet pas de tirer des
conclusions quant à l’usage bénéfique de la topologie à flux transverse dans un type
d’application industrielle ou dans un autre. Par contre, en dérivant une expression de la
fréquence en fonction du rayon, de la vitesse de rotation d’une machine, nous sommes
davantage en mesure de dire dans quelle application cette dernière peut être utilisée. La
pulsation électrique ω de fonctionnement d’une MFT dépend du nombre de paires de pôles
p de la machine et de la vitesse de sa rotation Ω. Nous pouvons ainsi écrire que :
60rp Np fω ⋅= ⋅Ω ⇒ = (9)
Il est possible d’exprimer le nombre de paires de pôles p de la MFT en fonction du pas
polaire τ et du rayon r de la machine :
2 rp πτ
⋅ ⋅= (10)
D’après (9) et (10), nous pouvons finalement écrire une expression de la fréquence de
fonctionnement d’une MFT en fonction du pas polaire τ, de son rayon r et de sa vitesse de
rotation Nr :
30rr Nf π
τ⋅ ⋅=
⋅ (11)
Le pas polaire utilisé dans les MFT est en général relativement faible. Même si le pas
polaire d’une machine est déterminé à partir d’un processus d’optimisation, nous pouvons
dire sans trop d’erreurs que celui d’une MFT se situe habituellement entre 10 mm et 30
mm. En choisissant un pas polaire de 20 mm, nous allons calculer les fréquences de
fonctionnement d’une MFT à partir de l’équation (11) pour différentes vitesses de rotation
et plusieurs diamètres de machine. En observant les résultats obtenus et en les comparant à
la plage de fréquence habituellement observée dans les MFT (0 – 400 Hz), nous allons être
en mesure de déterminer les domaines d’application de la topologie à flux transverse.
1 – La topologie à flux transverse.
18
Figure 7: Fréquences de fonctionnement de MFT (τ = 20 mm) de rayons allant de 0 à
1,5 m et pour des vitesses de rotation allant jusqu’ à 10000 rpm.
Les lignes de niveaux représentées sur la Figure 7 correspondent aux différentes
fréquences calculées avec (11), pour des machines de rayons allant de 0 à 1,5 m et des
vitesses de rotation allant de 0 à 10000 rpm. La zone colorée du graphique correspond aux
plages de fréquences de fonctionnement des MFT généralement observées.
Le graphique présenté sur la Figure 7, nous permet de comprendre que les fréquences
électriques cantonnent les configurations actuelles de MFT aux basses vitesses ( < 50 rpm)
dans le cas de machines dont le rayon est important (jusqu’à 1,5 m). La topologie à flux
transverse peut donc être favorablement utilisée dans les aérogénérateurs de grande
puissance, applications dans lesquelles la vitesse est généralement basse. Le faible pas
polaire de la machine fait que la topologie à flux transverse se prête particulièrement bien
aux applications éoliennes à attaque directe. Weh et al. dans [WEH4] décrivent les
performances de deux MFT dont le design a été réalisé pour deux éoliennes à attaque
directe, dont une est présentée dans le Tableau 1. La propulsion électrique navale est
également une application dans laquelle la MFT peut être utilisée de manière bénéfique. La
1 – La topologie à flux transverse.
19
compagnie Rolls-Royce a déjà conçu plusieurs moteurs de navires dont une machine de 20
MW [MIT] dont nous présentons quelques caractéristiques dans le Tableau 1.
Cependant, le graphique de la Figure 7 montre également que plus la vitesse de rotation
augmente, plus le rayon de la machine doit être réduit : d’après (11), une MFT de pas
polaire égal à 20 mm, dont la vitesse de rotation est de 1000 rpm voit son diamètre limité à
20 cm, pour ne pas dépasser une fréquence de 400 Hz. La MFT peut alors être utilisée de
manière bénéfique dans les applications de véhicules électriques où une haute densité de
force est requise, dans une plage de vitesses moyennes (500 rpm à 1000 rpm). C’est
pourquoi la majorité des applications industrielles faisant usage de la topologie à flux
transverse concerne le domaine des véhicules électriques. Nous citons quelques
caractéristiques de MFT utilisées dans ce champ d’applications dans le Tableau 1.
Même si la courte étude que nous venons de mener se base sur des observations générales
faites à partir d’une revue de littérature (plages de fréquences de fonctionnement
habituellement observées, pas polaire fréquemment utilisé), nous sommes en mesure de
conclure sur le fait que les pertes ferromagnétiques dues au pas polaire relativement faible
de ce type de machine limitent encore l’usage des configurations actuelles de MFT aux
applications basses vitesses ( < 100 rpm) ou aux moyennes dans le cas de machines où le
diamètre est faible ( < 1000 rpm et diamètre < 0.5 m).
1.4 Description des différentes configurations de MFT.
Depuis la première version de MFT de Weh [WEH1], la topologie à flux transverse a
évolué et se décline aujourd’hui en plusieurs configurations. La littérature donne des
exemples de MFT à aimant permanents montés à la surface du rotor ou à concentrateurs de
flux, à entrefer unique (simple face) ou à double entrefer (double face). Chaque
configuration se veut une amélioration d’une précédente. Ce travail de maîtrise s’inscrivant
dans le développement d’un concept de MFT existant, une présentation succincte de
l’évolution des différentes structures de machine est nécessaire.
1 – La topologie à flux transverse.
20
1.4.1 Deux familles : les MFT à aimants montés en surface et les MFT à
concentrateurs de flux.
Avant de commencer à passer en revue les différentes configurations de MFT existantes, il
est nécessaire d’éclaircir la distinction qui différencie deux familles de machines utilisant la
topologie à flux transverse. Si les MFT utilisent communément un rotor constitué d’un
assemblage d’aimants permanents à polarité alternante, la configuration même de cet
assemblage varie : les aimants peuvent être montés directement à la surface du rotor ou être
placés entre des concentrateurs de flux.
Dans sa version première, la MFT utilise un rotor dont les aimants permanents sont
directement montés à sa surface (Figure 8 a)). Leur aimantation est perpendiculaire à
l’entrefer. L’autre famille de MFT utilise des concentrateurs de flux (Figure 8 b)). Un
concentrateur de flux est une pièce en matériau ferromagnétique doux placée entre deux
aimants dont l’aimantation est parallèle à l’entrefer. Le concentrateur de flux permet de
réduire les flux de fuites entre deux pôles adjacents [HAR1] [HAR2]. Dans la version à
aimants montés en surface, l’aimant se trouvant aligné avec le noyau en C produit un flux
dans ce dernier. De part et d’autre de l’aimant faisant face au noyau se trouvent des aimants
de polarités opposées qui génèrent un flux de fuite qui vient diminuer le flux circulant dans
le noyau et par conséquent la force électromotrice produite par la machine. L’emploi de
concentrateurs de flux conduit à une atténuation de ces derniers, dans le cas où l’entrefer de
la machine est suffisamment faible [DUB6].
Figure 8: a) MFT à aimants montés en surface. b) MFT à concentrateurs de flux.
1 – La topologie à flux transverse.
21
Dans [DUB1], Dubois montre par un calcul simple que l’emploi de concentrateurs de flux
permet ainsi l’augmentation de 22% du flux circulant dans le C-core. Grâce à la réduction
des flux de fuite, la MFT utilisant des concentrateurs de flux possède également un facteur
de puissance plus élevée que la machine avec un rotor composé d’aimants montés à sa
surface [HAR1]. Si le concentrateur de flux permet d’augmenter le couple produit par une
MFT, il peut également complexifier sa construction [HAR2].
1.4.2 La MFT simple face à noyaux en C et en I.
La première version de MFT tournante simple face est celle proposée par Weh en 1988
[WEH2]. Un bobinage en anneau génère un flux dans un stator composé de pièces en forme
de C en matériau ferromagnétique doux, à l’intérieur desquelles il est enroulé. Le rotor est
quant à lui constitué de deux rangées d’aimants permanents de polarité alternante. Deux
aimants de chaque rangée sont reliés par une pièce en matériau ferromagnétique doux
permettant un passage de retour au flux. La Figure 9 présente un croquis de la MFT de
Weh. Cette version de machine combine haute densité de force, caractéristique à la
topologie, et simplicité de construction. Une utilisation de cette configuration combinée à
l’usage d’un rotor externe amplifie les avantages : l’opération de bobinage est davantage
simplifiée et la force développée par la machine plus importante grâce à un ratio diamètre
de la machine à l’entrefer sur diamètre extérieur plus grand. L’utilisation d’un rotor externe
n’est cependant pas l’apanage de cette configuration et est également utilisé dans d’autres
variantes de MFT.
Figure 9: MFT simple face de Weh à noyaux en C [WEH2].
1 – La topologie à flux transverse.
22
Cependant, dans la version originale de Weh, le flux généré par la moitié des aimants se
trouvant entre deux noyaux en C du stator ne possède pas de passage de retour. Le flux
alors produit est un flux parasite, non lié au bobinage, venant affaiblir le flux circulant au
stator. Henneberger et al. dans [HEN] proposent une solution avec l’insertion de pièces en
forme de I en matériau ferromagnétique doux (Figure 10).
Les pièces en I qui guident le flux non lié au bobinage, sont de forme triangulaire de
manière à restreindre les flux de fuite existants avec les noyaux en C. Elles permettent
également d’atténuer les pulsations de flux dans les aimants, ce qui permet de diminuer les
pertes par hystérésis et par courant de Foucault dans ces derniers et ainsi de réduire leur
échauffement [HAR3]. L’utilisation de pièces en I permet aussi de réduire la quantité de
matériau ferromagnétique au rotor et rend possible l’utilisation de tôles laminées. La
machine développée par Henneberger et al. existe également avec un rotor utilisant des
concentrateurs de flux.
Dans [HAR3], Harris et al. comparent la structure de Weh à celle de Henneberger. À
volume comparable (1.27 dm³), les deux machines donnent les mêmes performances en
terme de couple moyen développé : quand la machine de Weh fournit un couple de 35.3
Nm, celle de Henneberger munie des pièces en I fournit 35.5 Nm. Nous retiendrons
finalement que les performances en terme de couple de cette configuration sont les plus
faibles parmi les structures de MFT existantes. Cependant, cette variante de MFT possède
l’avantage de sa simplicité de construction par rapport aux MFT double face.
Figure 10 : Gauche : MFT initiale. Droite : MFT de Henneberger à noyaux en C et I.
1 – La topologie à flux transverse.
23
1.4.3 Les MFT double face.
Pour exploiter au mieux les performances de la topologie à flux transverse et améliorer
davantage le couple fourni par la machine, Weh a poussé le concept plus loin et développé
des MFT double face [WEH1] [WEH2] [WEH3] [WEH4]. En complétant le stator par une
seconde rangée de noyaux en C et un deuxième bobinage, la machine ainsi créée dispose
d’entrefers de chaque côté du rotor. Depuis, d’autres chercheurs ont proposé leurs versions
double face et 3 configurations différentes peuvent être trouvées dans la littérature [WEH1]
[WEH2] [WEH3] [WEH4][MEC][LAN1][LAN2][MIT].
Nous avons déjà évoqué les deux familles de MFT dans un chapitre précédent (voir 1.4.1).
Nous avons ainsi vu que les structures à concentrateurs de flux fournissent de meilleures
performances que celles à aimants montés à la surface du rotor. C’est pourquoi nous ne
présenterons ici que les versions double face à concentrateur de flux.
Dans [WEH3], Weh présente ses prototypes de MFT à double face et noyaux en U, à
simple et double bobinage, représentés sur la Figure 11. Les prototypes sont constitués de
deux assemblages de noyaux en U faits d’acier laminé de chaque côté d’un rotor à
concentrateurs de flux. Une version comporte un double bobinage et l’autre un bobinage
unique. L’utilisation d’un double bobinage n’affecte pas le couple développé par la
machine (la reluctance vue par les aimants et par le bobinage étant sensiblement la même
avec un ou deux bobinages), mais augmente la surface de cuivre ce qui permet de réduire
les pertes dans le bobinage.
Figure 11: MFT double face à noy. en U simple (droite) et double bobinage (gauche).
1 – La topologie à flux transverse.
24
Cependant, la version simple bobinage est de construction plus aisée car elle élimine le
bobinage supérieur difficile à réaliser et fait une meilleure utilisation de la partie intérieure
de la machine tout en réduisant son diamètre extérieur [DUB1]. Bien que ce concept de
machine soit attrayant, leur fabrication s’avère très complexe. La compagnie allemande
Voith Gmbh utilise actuellement cette configuration de MFT depuis 1994 pour la
construction de moteurs destinés à la traction électrique utilisée dans des bus [LAN1]
[LAN2]. Dans [LAN1], Lange décrit les performances de deux générateurs construits par
Voith dont le rendement est supérieur à 90 % : la première machine présentée développe un
couple de 1250 Nm pour une puissance 220 kW, lorsque la seconde fournit un couple de
2750 Nm avec une puissance de 150 kW. L’auteur insiste dans l’article sur la complexité
de construction de la machine.
Dans la littérature, nous pouvons également trouver des exemples de machines double face
à noyaux statoriques en C. La Figure 12 représente un prototype de Weh [WEH3] (à
gauche) et la machine réalisée par Mecrow [MEC] (à droite). Dans la version de Weh, une
rangée d’aimants de la configuration de la Figure 11, a été remplacée par une pièce en
matériau ferromagnétique doux. Un moteur semblable à la machine de Weh a été construit
par la compagnie Rolls-Royce pour la propulsion d’un bateau [MIT]. La version de
Mecrow et al. a également été réalisée [MEC]. Dans sa version, Mecrow emploie de la
poudre de fer, matériau isotrope dont nous parlerons et justifierons l’usage plus loin.
Comme les versions à noyaux en U, la fabrication des MFT double face à noyaux en C est
tout aussi complexe.
Figure 12: MFT double face à noyaux en C : à gauche : version de Weh [WEH3], à
droite : version de Mecrow [MEC].
1 – La topologie à flux transverse.
25
L’utilisation de poudre de fer dans la version proposée par Mecrow impose par exemple la
segmentation du stator en plusieurs pièces ce qui rend sa construction relativement difficile
Le couple que les MFT double face à noyaux en C sont capables de développer est en
général plus faible que celui fournit par les machines à double face à noyau en U à cause de
la suppression d’une rangée d’aimants.
Pour résumer, les machines double face sont les MFT capables de fournir des valeurs de
densité de couple très élevées. Cependant, leur construction s’avère très compliquée. Nous
présentons les performances de quelques machines double face construites trouvées dans la
littérature [WEH4] [MEC] [MIT] [LAN2] dans le Tableau 2 ci-dessous :
Tableau 2: Résumé des performances de quelques MFT doubles faces réalisées.
Configuration de MFT Diamètre Volume Couple développé
Puissance développée
Pas polaire
Rendement
MFT double face, double bobinage à
noyaux en U [WEH4].
0.5 m 0.04 m³ 284 Nm 5.8 kW 8 mm 0.91
MFT double face, simple bobinage à
noyaux en U [LAN2]
0.366 m 0.02 m³ 1260 Nm 75 kW 26 mm 0.97
MFT double face, simple bobinage à
noyaux en C [MEC]
0.362 m 0.007 m³ 280 Nm / 8.5 mm /
MFT double face, simple bobinage à
noyaux en C [MIT]
2.6 m 13.8 m³ 11 MNm 20 MW / > 0.98
1.4.4 La MFT à rotor denté.
Si de nombreux articles soulignent les avantages de la topologie à flux transverse, un grand
nombre attire également l’attention du lecteur sur la complexité de construction de certaines
MFT. Il s’agit tout particulièrement du cas des machines double face à concentrateurs de
flux qui malheureusement aussi exploitent au mieux le concept. Dubois et al. dans [DUB1]
et [DUB2] présentent un nouveau design de machine qui cherche à conserver les
performances en terme de couple développé de la structure double face en améliorant de
façon substantielle sa manufacturabilité : la MFT à rotor denté. Même si l’opération de
réalisation du bobinage d’une MFT double face est relativement aisée, la construction
d’autres parties de la machine est compliquée :
1 – La topologie à flux transverse.
26
- La présence d’un double stator ne laisse que très peu d’espace pour un système de
fixation robuste des aimants et des concentrateurs du rotor : la structure double face
est fragile ce qui impose une limite sur sa vitesse de rotation. Le double stator rend
également difficile l’insertion du rotor.
- La réalisation d’entrefers minces est plus difficile dans le cas des machines double
face que dans celui de machine simple face. Or, le couple développé par une MFT
montre une forte dépendance à la taille de son entrefer comme le montrent Dubois
et al. dans [DUB6].
- La construction du rotor muni de concentrateurs de flux est difficile : la position de
chaque aimant dépend de la somme des tolérances mécaniques de chaque pièce du
rotor ce qui nuit grandement à la précision de l’élaboration du rotor.
- La construction du rotor est une opération longue précise et qui requiert
l’intervention humaine : une automatisation du processus est complexe.
Dubois et al. ont conçu une machine s’inspirant de la MFT double face, double bobinage à
noyaux en U de Weh [WEH2] (Figure 11 gauche) en cherchant à résoudre les problèmes
de construction soulevés plus haut. Un des critères lors de la conception de cette machine a
été l’utilisation autant que possible d’acier laminé pour permettre la réduction des pertes
ferromagnétiques (ce point sera éclairci dans le chapitre 2). Le design ainsi proposé est
présenté sur la Figure 13.
Figure 13: gauche : MFT à rotor dentelé. droite : structure du rotor dentelé.
1 – La topologie à flux transverse.
27
La solution proposée par les auteurs est l’utilisation au rotor d’une structure dentée faite à
partir d’un empilement de laminations de matériau. L’innovation réside dans cette structure
qui guide l’insertion des concentrateurs et aimants et facilite la construction du rotor
Grâce aux dents du rotor, le positionnement des aimants et des concentrateurs est précis et
aisé. L’utilisation d’une pièce trapézoïdale, à la manière de celle utilisée dans la structure
de Henneberger et al. [HEN] (Figure 10) fournit un passage de retour au flux créé par les
aimants adjacents et du fait de sa forme particulière permet de réduire le flux de fuite avec
le noyau du stator. Des aimants et des concentrateurs légèrement plus longs que les dents
du rotor contribuent à la réduction des flux de fuite dans la région du noyau statorique.
L’utilisation de matériaux laminés est possible pour la conception des noyaux en C et des
pièces trapézoïdales.
La configuration proposée par Dubois et al. possède également des inconvénients : tout
comme la structure à noyaux en C et en I [HEN] (Figure 10), les pièces trapézoïdales
conduisent à une augmentation de la fenêtre de bobinage ce qui par la même augmente la
taille de la machine : en effet, les pièces trapézoïdales empêchent l’expansion du bobinage
jusqu’à l’entrefer. La structure dentée du rotor limite aussi la réduction du pas polaire, ce
qui limite également le nombre de paires de pôles que la configuration peut posséder.
Un prototype de cette machine existe, dont les caractéristiques sont présentées dans
[DUB1] : une MFT triphasée de 0,53 m de diamètre développe un couple massique de 9,3
Nm/kg pour un rendement de 81% à 100 rpm. Dubois et al. attire également l’attention du
lecteur sur le fait que les pertes magnétiques de la MFT à rotor denté sont encore
importantes.
1.4.5 La MFT « claw-pole ».
Le générateur à griffes ou claw-pole est le plus vieux type de machine électrique triphasée,
le premier ayant été construit en 1891 [NEI]. Délaissée un moment, cette topologie
particulière a revu le jour dans les années 60 avec son utilisation dans le domaine
automobile. La machine claw-pole utilise déjà le concept de flux transverse. La MFT claw-
1 – La topologie à flux transverse.
28
pole l’a cependant élargi grâce à l’utilisation de concentrateurs de flux, d’aimants
permanents et surtout de poudre de fer. On trouve dans la littérature quelques références
aux MFT claw-pole comme dans [GUO1], [MEC], [MAD] ou [BLI]. La Figure 14
présente un design de machine proposé par Maddison et al. dans [MAD]. Cette structure
s’est inspirée de la configuration double face, simple bobinage à noyaux en C de Mecrow et
al. [MEC] (c.f Figure 12 droite).
La MFT claw-pole a cependant subit l’évolution suivante :
• Le rotor a été désenclavé des noyaux en C du stator.
• La largeur du rotor (lrtl) a été agrandie axialement pour correspondre à celle du
stator.
• La longueur du pied du stator (lf) a été agrandie dans la direction axiale de manière
à capter plus de flux provenant du rotor.
• La section du pied du stator (wscleg) est à la fois large près du noyau en C et fine
proche de l’entrefer.
La section du pied, large près du noyau en C, permet d’éviter la saturation dans le pied
lorsque la force magnétomotrice statorique est élevée. De plus, la section du pied, fine près
de l’entrefer, réduit la réaction d’induit ayant lieu entre deux pieds qui se font face.
Figure 14: MFT claw-pole proposée par Maddison et al. [MAD].
1 – La topologie à flux transverse.
29
Malgré le fait que cette configuration dérive de la MFT double face, simple bobinage à
noyaux en C de Mecrow et al. [MEC] (Figure 12 droite), le couple total délivré par la MFT
claw-pole est plus important que celui fournit par la géométrie dont elle s’inspire, à volume
de machine équivalent [MAD]. Les auteurs de [DUB1] établissent une comparaison de
cette machine avec une MFT double face, simple bobinage avec noyaux en C de
dimensions comparables que l’on présente dans le Tableau 3 ci-dessous :
Tableau 3: Comparaison des performances de deux topologies de MFT différentes.
Configuration de MFT Diamètre Couple
développé Pas
polaire Masse des mat. actifs
Masse des aimants
Ratio couple/masse
MFT double face, simple bobinage à
noyaux en C [MEC]
360 mm 280 Nm 8.5 mm 22.7 kg 1.2 kg 12.3 Nm/kg
MFT claw-pole [MAD] 340 mm 540 Nm 10.7 mm 20.8 kg 2 kg 26
Nm/kg
Les deux prototypes construits possèdent un diamètre très semblable, la même longueur
axiale, le même entrefer, une masse de matériaux actifs similaire. Seule la masse des
aimants utilisés diffère. Le couple développé par la MFT claw-pole est pourtant deux fois
plus important que celui de la machine double face, simple bobinage à noyaux en C (il en
va de même pour le couple massique). À partir de données recueilles dans la littérature
[WEH4] [LAN2] [MEC] [MAD] [BLI], nous comparons ensuite dans le Tableau 4 ci-
dessous le couple massique de MFT claw-pole à celui de plusieurs MFT double face :
Tableau 4 : Comparaison des performances de MFT claw-pole et MFT double face.
Configuration de MFT Couple /masse mat. actifs
Couple / volume total
MFT double face, double bobinage à noyaux en U [WEH4].
10.2 Nm/kg 7 kNm/m³
MFT double face, simple bobinage à noyaux en U [LAN2]
17.3 Nm/kg 63 kNm/m³
MFT double face, simple bobinage à noyaux en C [MEC]
12.3 Nm/kg 40 kNm/m³
MFT claw-pole [MAD] 26 Nm/kg 102.1 kNm/m³ MFT claw-pole [BLI] 22.7 Nm/kg 72 kNm/m³
1 – La topologie à flux transverse.
30
Nous constatons à partir des données présentées dans le Tableau 4 que la configuration
claw-pole fournit de meilleures performances en terme de ratio couple développé sur masse
des matériaux actifs que les différentes versions de MFT double face existantes. C’est
également elle qui possède les meilleurs résultats en terme de couple volumique.
Comme dans le cas de la MFT double face, simple bobinage à noyaux en C, le passage du
flux dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole est majoritairement tridimensionnel.
Le flux circule particulièrement dans les trois dimensions dans les pieds de la machine.
L’usage de matériaux isotropes, c'est-à-dire dont les caractéristiques magnétiques sont
invariantes dans l’espace, est donc requis. Les auteurs de [MAD] et [BLI] recommandent
alors l’utilisation de matériaux poudrés pour leur isotropie mais également leurs bonnes
capacités d’usinage, en insistant tout de même sur les propriétés magnétiques relativement
faibles de ces matériaux face à celles des tôles Fe-Si.. Nous discuterons plus en détails des
avantages et inconvénients de l’utilisation de poudre de fer (SMC) dans ce type de machine
dans le chapitre deux. Du fait de l’utilisation de poudre de fer, mais surtout à cause du
désenclavement du rotor par rapport à la version initiale à double face, la MFT claw-pole
est de fabrication plus aisée que la version dont elle s’inspire.
1.5 Conclusion
Cette première partie nous aura permis d’expliquer le principe de fonctionnement d’une
MFT. Nous aurons également mis en évidence l’avantage qu’elle possède sur les machines
longitudinales : sa haute densité de force. En se basant sur notre brève revue de littérature
sur les différentes versions de MFT existantes, nous sommes désormais en mesure de dire
que la MFT claw-pole se distingue des autres configurations :
- Par sa densité de force qui est généralement plus élevée que celle des autres
structures de MFT.
- Par sa simplicité de construction comparée à la celle des machines double face.
1 – La topologie à flux transverse.
31
Cependant, un exemple traité dans la partie 1.3 nous aura également permis de comprendre
que les fréquences électriques de fonctionnement des MFT cantonnement pour le moment
ce type de machine aux applications basses vitesses ( < 50 rpm dans le cas de machines de
diamètres importants) à moyennes vitesses ( < 1000 rpm dans le cas de machines de
diamètres faibles). Les pertes ferromagnétiques élevées responsables de l’échauffement de
la machine, principalement dues au nombre de pôles important, limitent les domaines
d’utilisation de la MFT à certaines applications de traction électrique (bus, automobile,
tram, navire, …) et aux aérogénérateurs.
Malgré sa simplicité de construction et sa haute densité de force, la MFT claw-pole
n’échappe malheureusement pas à cette contrainte. Nous présenterons dans le chapitre deux
une nouvelle configuration de machine claw-pole qui vise à réduire les pertes
ferromagnétiques par l’utilisation combinée de matériaux poudrés et de tôles Fe-Si : la
MFT claw-pole à stator hybride.
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
32
2 LA MACHINE À FLUX TRANSVERSE CLAW-
POLE À STATOR HYBRIDE
2.1 Introduction
Les travaux de recherche menés au cours des 20 dernières années sur la topologie à flux
transverse ont conduit à l’émergence de plusieurs géométries de machines aux
caractéristiques différentes. La partie précédente nous a permis de conclure que la MFT
claw-pole est celle qui exploite au mieux les avantages structurels de la topologie : elle
combine des performances élevées en terme de densité de couple à une fabrication
relativement aisée Cependant, la MFT claw-pole n’échappe pas à un inconvénient inhérent
aux MFT : les pertes ferromagnétiques importantes.
À cause du passage tridimensionnel du flux, la MFT claw-pole requiert l’usage de
matériaux isotropes comme de la poudre de fer dont la perméabilité et les pertes spécifiques
sont moins intéressantes que celles des matériaux laminés communément utilisés dans les
machines électriques. Dubois et al. ont alors cherché à déterminer un design de circuit
magnétique permettant l’usage de tôles Fe-Si. La MFT claw-pole à stator hybride [DUB3]
[DUB4], composé de noyaux en C faits d’acier laminé surmontés de pieds en matériau
ferromagnétique composite (Soft Magnetic Composite, SMC), offre un meilleur rendement
du fait des pertes spécifiques plus faibles des tôles. L’utilisation d’un stator hybride avec
des pièces en poudre de fer usinables dans la région de l’entrefer permet également de
réaliser des entrefers très faibles et ainsi d’augmenter le couple délivré par la machine.
Dans cette chapitre, nous allons décrire les propriétés des SMC et justifier leur usage dans
les MFT claw-pole. Nous décrirons la configuration de MFT claw-pole à stator hybride et
présenterons ses performances.
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
33
2.2 À propos de l’utilisation des matériaux magnétiques
composites (SMC) dans les MFT claw-pole.
Dans [MAD], Maddison et al. recommandent l’usage de matériaux magnétiques
composites ou SMC pour la construction du stator de la MFT claw-pole. En effet, ces
matériaux sont dits isotropes, c'est-à-dire que leurs propriétés magnétiques sont invariantes
dans l’espace, autrement dit quelque soit le plan dans lequel circule le flux qui les traverse.
Au rotor, les SMC sont également utilisés dans les concentrateurs de flux, au sein desquels
le flux est majoritairement tridimensionnel. Les auteurs de [GUO1], [MEC], [MAD] et
[BLI] insistent aussi sur les avantages liés au formage des SMC : la métallurgie des poudres
permet une utilisation optimale d’un matériau à partir duquel il est possible de réaliser des
formes complexes et précises. À ce stade, il nous paraît essentiel d’expliquer plus en détail
pourquoi les SMC sont nécessaires dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole
2.2.1 Principes de fabrication des SMC.
Les SMC sont des matériaux ferromagnétiques doux relativement récents, issus des
derniers développements de la métallurgie des poudres. Les SMC sont élaborés à partir
d’un mélange de matériaux (Figure 15 a)). Celui-ci est d’abord constitué de fines particules
de poudre de fer de haute pureté qui lui apportent de bonnes propriétés magnétiques.
a) b)
Figure 15: a) Représentation schématique microscopique de particules de SMC b) Procédé de fabrication des SMC.
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
34
Le mélange est également composé d’un additif isolant qui rend le produit fini hautement
compressible et lui confère une résistivité électrique élevée. En résulte alors un matériau
ferromagnétique doux aux propriétés magnétiques isotropes, aux pertes par courants de
Foucault faibles et permettant la fabrication de circuits magnétiques à bas coût par des
opérations de pressage et d’usinage. Le procédé de fabrication varie en fonction du contenu
de l’additif et se fait comme décrit sur la Figure 15 b).
Il existe plusieurs fabricants de SMC, mais deux se partagent principalement le marché :
l’entreprise québécoise Québec Metal Powder (QMP) ainsi que l’entreprise suédoise
Höganäs. Les matériaux fabriqués par QMP sont commercialisé sous le nom ATOMET®
[GEL] [QMP] quand ceux de Höganäs portent la dénomination SOMALOY® [HUL].
Chaque fabricant propose plusieurs matériaux dans ses catalogues qui se différencient
principalement par leur procédé de fabrication et la nature de l’additif introduit au mélange.
QMP fabrique par exemple l’ATOMET® EM-1® dont l’additif est une résine qui assure au
matériau une bonne tenue mécanique mais ne permet pas d’effectuer des recuits au-delà
d’une température supérieure à 325 °C (pertes par hystérésis importantes). Plus récemment,
QMP a également développé l’ATOMET® EM-2® constitué d’un lubrifiant diélectrique
permettant d’effectuer des recuits à plus haute température (jusqu’à 500 °C) dont les pertes
par hystérésis sont plus faibles que celles de l’ EM-1® mais possédant une tenue mécanique
inférieure. De manière similaire, Höganäs propose des matériaux dont les additifs sont des
lubrifiants, Kenolube® ou LB1®, choisis en fonction du procédé de fabrication. Le type et le
pourcentage d’additif déterminent les propriétés magnétiques et mécaniques des SMC et
varie d’une application à l’autre : quand l’ATOMET® EM-1® peut être utilisé dans des
applications couvrant un domaine de fréquence relativement large, l’ATOMET® EM-2® est
plutôt destiné aux applications de fréquences inférieures à 400 Hz et pour la fabrication de
formes relativement complexes [GEL].
Dans [DUB5], Dubois et al. ont mené une étude sur les effets de l’usinage sur les propriétés
magnétiques et mécaniques de divers SMC. L’étude a montré que l’ATOMET® EM-1® de
QMP et le SOMALOY550® avec 0,6 % LB1® d’Höganäs sont particulièrement adaptés aux
opérations de machinage. Nous pouvons donc raisonnablement envisager la fabrication de
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
35
pièces aux formes complexes à partir de ces matériaux en employant des techniques
d’usinage classiques.
2.2.2 Comparaison des pertes ferromagnétiques dans les tôles Fe-Si et
dans les SMC.
Soumis à un champ magnétique de fréquence variable, les matériaux ferromagnétiques sont
le siège de pertes que l’on décompose habituellement en pertes par hystérésis et par
courants de Foucault.
Le diagramme B-H aussi appelé cycle d’hystérésis d’un matériau magnétique traduit la
réponse de ce dernier lorsqu’il est soumis à un champ magnétique. La forme de ce cycle
dépend des propriétés du matériau et de l’intensité du champ. Lorsqu’ un matériau est
soumis à un champ magnétique, le volume de ses domaines dont l’aimantation est orientée
dans le sens du champ croît par des mécanismes de mouvement de parois. C’est l’énergie
apportée par le champ magnétique qui va permettre le mouvement des parois de domaines.
Le processus de mouvement des parois n’est pas entièrement réversible. En effet, lorsque la
source de champ est retirée, une partie seulement de l’énergie utilisée peut être restituée à la
source. Des impuretés, des dislocations présentes dans la structure même du matériau et ses
propriétés intrinsèques gênent la mobilité des parois de domaines. Ainsi, une partie de
l’énergie dépensée pour déplacer les parois est utilisée pour surmonter ces obstacles, alors
perdue, dissipée sous forme de chaleur. On parle dans ce cas de pertes par hystérésis. Ces
pertes sont donc propres au matériau et aux traitements qu’il a subis et dépendent
également de l’intensité du champ magnétique.
Les pertes par courants de Foucault sont causées par la présence d’un flux magnétique
alternatif au sein d’un matériau. Dans un matériau conducteur, ce flux donne naissance à
des courants électriques, concentrés aux bords du bloc de matériau, lesquels viennent
s’opposer à la variation du flux. Les pertes par courants de Foucault dépendent de la
résistivité du matériau, de la fréquence et de l’intensité du champ magnétique ainsi que de
la largeur du passage conducteur au sein duquel circulent les courants.
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
36
Dans le cas des tôles d’acier magnétique Fe-Si, les laminations sont habituellement
recouvertes d’une couche d’isolant qui permet de réduire considérablement les zones
conductrices au sein desquelles les courants de Foucault peuvent survenir. Il est important
de noter que ceci n’est valable que lorsque le flux est bidimensionnel et circule dans le plan
des laminations. Dans une machine électrique, plus l’épaisseur de la tôle utilisée est petite,
plus les pertes par courants de Foucault sont faibles. Dans les SMC, de fines particules de
fer sont compactées et recouvertes d’un composé non conducteur qui crée une isolation
autour de chaque particule. L’isolant permet alors d’augmenter la résistivité du matériau.
Dubois dans [DUB1] explique que la résistivité des tôles Fe-Si conventionnelles se situe
généralement entre 10 et 50 µΩ-cm, quand celle des SMC tourne autour de 15000 µΩ-cm.
Les courants de Foucault sont alors majoritairement confinés à l’intérieur des particules de
fer, ce qui permet de réduire considérablement les pertes par courant de Foucault.
Les SMC sont donc des matériaux dont les pertes par courants de Foucault sont
relativement faibles quand on les compare à celles des tôles électriques.. Cependant, les
pertes totales dans ces matériaux sont dominées par les pertes par hystérésis qui sont bien
plus élevées que dans les tôles comme le précisent Persson et al. dans [PER]. Ceci
s’explique par la déformation des particules de fer pendant l’opération de compaction, qui
crée des micro-contraintes empêchant la mobilité des parois de domaines. Même si les
traitements thermiques appliqués après cette opération permettent une réduction des pertes
par hystérésis, un recuit efficace à haute température ne peut être effectué car il risque
d’endommager l’isolation entre les particules et donc d’augmenter les pertes par courants
de Foucault.
À partir de données recueillies dans les documents fournis par les fabricants de matériaux
magnétiques, il est possible de comparer les pertes spécifiques (en W/kg) des SMC à celles
des tôles magnétiques conventionnelles. En considérant un flux bidimensionnel circulant
dans le sens des laminations, nous comparons sur la Figure 16 ci-après les pertes
ferromagnétiques spécifiques de tôles Fe-Si M19 d’épaisseur 0,35 mm [PRO] à celles de
SMC ATOMET® EM-1® de QMP, pour une induction d’1T [QMP].
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
37
Figure 16: Pertes ferromagnétiques spécifiques de l’ATOMET® EM-1® et de tôles Fe-
Si M19 d’épaisseur 0,35 mm.
Nous constatons que pour une gamme de fréquence allant de 0 à 1200 Hz, les pertes
spécifiques dans l’ATOMET® EM-1® sont bien plus importantes que celles que l’on
observe dans une tôle magnétique d’épaisseur 0,35 mm. À 50 Hz et pour une induction de 1
T, les pertes spécifiques de la tôle en question sont de 1,23 W/kg, quand celles de
l’ATOMET® EM-1® sont 7 fois plus élevées et s’élèvent à 9,17 W/kg. À 1000 Hz, il existe
encore un facteur 2,5 entre les pertes ferromagnétiques des SMC et celle de la tôle.
Dans le cas d’applications où le flux est majoritairement bidimensionnel, l’usage de SMC
entraîne d’importantes pertes ferromagnétiques. Dans ce cas, il est donc préférable
d’utiliser des tôles magnétiques d’épaisseur convenablement choisie.
2.2.3 Comparaison des autres caractéristiques magnétiques.
La comparaison des autres caractéristiques magnétiques des SMC ne favorise pas non plus
les matériaux magnétiques composites face aux tôles Fe-Si utilisées dans les machines
électriques. Le Tableau 5 ci-dessous présente les valeurs d’induction pour deux valeurs de
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
38
champs magnétiques ainsi que la perméabilité maximale de l’ATOMET® EM-1® de QMP
[QMP], du SOMALOY® 500 de Höganäs [HUL] et de tôles M19 à grains non orientés
d’épaisseur 0,35 mm [PRO].
Tableau 5: Comparaison des propriétés magnétiques des SMC et des tôles
magnétiques conventionnelles.
SMC ATOMET® EM-1®
SMC Somaloy 500 +0,5% Kenolube/+0,6%
LB1 Tôle M19 0,35mm
Densité de flux pour un champ magnétique
de 5 kA/m 1,1 T 1,25 T/1,1 T 1,61 T
Densité de flux pour un champ magnétique
de 10 kA/m 1,33 T 1,35 T/ 1,4 T 1,72 T
Perméabilité maximale @ 600 MPa 290 500/300 6500
Nous remarquons tout d’abord que la perméabilité des SMC est bien plus faible que celle
de la tôle magnétique présentée. En comparant les densités de flux à 5 kA/m et 10 kA/m
des SMC à celle de la tôle M19 d’épaisseur 0,35 mm, nous pouvons remarquer qu’à champ
magnétique équivalent, l’induction dans les SMC est plus faible. Par conséquent, à
induction statorique équivalente, un stator fait de SMC nécessitera une quantité d’Ampère-
tours plus importante que celle requise par un stator aux mêmes dimensions fait de tôles
magnétiques.
Dans le cas d’une application où le flux est majoritairement bidimensionnel et dans un
circuit magnétique réalisable à l’aide de tôles, l’usage de SMC n’est pas avantageux face à
celui des tôles Fe-Si dans la mesure où sa perméabilité est bien plus faible et son induction
à saturation plus basse.
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
39
2.2.4 L’avantage magnétique des SMC dans le cas des MFT claw-pole :
l’isotropie des propriétés magnétiques.
Lorsque le passage du flux est essentiellement tridimensionnel comme dans le cas du flux
circulant dans le circuit magnétique d’une MFT claw-pole, les SMC, matériaux aux
propriétés isotropes, sont plus performants que les tôles. Les caractéristiques d’un matériau
aux propriétés magnétiques isotropes sont invariantes selon l’orientation du champ
magnétique qui le traverse. Dans le cas d’un empilement de tôles Fe-Si, la présence d’un
isolant entre chaque lamination rend les propriétés de ce matériau anisotropes. En effet, la
perméabilité magnétique et les pertes spécifiques par courant de Foucault ne sont pas les
mêmes, lorsque le flux est parallèle ou perpendiculaire au plan des laminations. Dans une
application comme dans celle de la MFT claw-pole, ceci défavorise grandement les tôles
magnétiques face aux SMC.
• Perméabilité.
Tout d’abord, la perméabilité dans les tôles n’est pas la même dans le plan des laminations
ou dans une direction perpendiculaire au plan des laminations. Dubois [DUB1] estime la
perméabilité relative µr des tôles dans un plan perpendiculaire aux laminations de l’ordre de
10 à 20 dépendamment de l’épaisseur de l’isolant quand elle est supérieure à 1000, dans la
direction parallèle au plan des laminations. Dans le cas d’un flux tridimensionnel circulant
dans empilement de tôles, c'est-à-dire pouvant suivre une direction perpendiculaire au plan
des laminations, la densité de flux moyenne à l’intérieur des tôles peut alors être réduite du
fait d’une perméabilité plus basse dans ce plan et donc d’une plus grande réluctance sur ce
parcours.
• Circulation des courants de Foucault et pertes par courants de Foucault.
Dans un paquet de tôles, la circulation des courants de Foucault et les pertes qui en
résultent ne sont pas les mêmes quelque soit le plan dans lequel passe le flux magnétique.
La circulation d’un flux alternatif au sein d’un matériau conducteur induit des courants de
Foucault. Ces derniers sont responsables de la création d’un champ magnétique venant
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
40
s’opposer à celui leur ayant donné naissance. Ces courants sont majoritairement concentrés
sur les bords du matériau, dans une zone appelée épaisseur de peau δ. L’épaisseur ou
profondeur de peau d’un matériau dépend entre autre de ses propriétés magnétiques et
notamment de sa résistivité ρ. Stoll [STO] nous donne une expression permettant d’estimer
la profondeur de peau d’un matériau (12) :
0rfρδ
π µ µ=
⋅ ⋅ ⋅ (12)
, avec f la fréquence du flux alternatif, ρ la résistivité du matériau, µr sa perméabilité
relative et µ0 la perméabilité du vide. Stoll explique que les courants de Foucault créés dans
un matériau par un flux alternatif sont limités par la résistance du matériau (ils sont dits
« resistance limited ») lorsque :
2 e δ⋅ ≤ (13)
, où 2e est la largeur de la zone dans laquelle circulent les courants de Foucault. Dans ce
cas, l’effet du champ magnétique généré par les courants de Foucault sur l’induction au
sein du matériau est négligeable. À 50 Hz, l’épaisseur de peau d’une tôle électrique est
d’environ 1 mm. Des travaux de Stoll, nous pouvons dériver une expression des pertes
volumiques causées par la circulation des courants de Foucault :
2 232 [W/m ]
3Foucaultf B eP π
ρ⋅ ⋅ ⋅ ⋅=
⋅ (14)
, avec B l’induction dans le matériau. Dans le cas décrit par l’expression (13), l’équation
(14) nous montre que les pertes par courants de Foucault dépendent entre autre de la
résistivité du matériau et de l’épaisseur de la zone dans laquelle circulent ces courants.
Dans le cas des tôles électriques et lorsque le flux circule dans un plan parallèle aux
laminations, la présence d’isolant sur les laminations limite la circulation des courants de
Foucault. La condition établie par l’équation (13) permet au concepteur d’une machine
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
41
électrique de choisir une épaisseur de tôles. Le calcul des pertes avec l’expression (14)
montre qu’il est préférable de choisir l’épaisseur de tôle la plus faible possible.
Dans le cas où le flux circule dans un plan perpendiculaire aux laminations, la donne est
différente. La zone de circulation des courants de Foucault est bien plus grande (2e plus
important). Étant donné la baisse de perméabilité relative des tôles due à la présence d’un
isolant entre les laminations, la profondeur de peau augmente également (12). Cette
dernière s’élève à 1 cm dans le cas où la perméabilité des tôles diminue à 10 ou 20, pour
une fréquence de 50 Hz. Bien que la condition établie par l’expression (13) soit toujours
valide dans la plupart des cas, les pertes par courant de Foucault s’élèvent substantiellement
à cause de l’augmentation importante de 2e.
Nous avons déjà vu que l’importante résistivité des SMC comparée à celle des tôles
électriques (c.f. 2.2.2) explique les faibles pertes par courants de Foucault dans ce type de
matériaux. De plus, à cause de la grande résistivité et de la perméabilité relativement basse
de ce type de matériaux, la profondeur de peau des SMC est élevée. D’après (12), nous
pouvons estimer que l’épaisseur de peau d’un matériau en poudre de fer est de 4 cm à 50
Hz. Une importante profondeur de peau permet alors la réalisation de pièces massives en
SMC de dimensions relativement importantes sans augmenter les pertes par courant de
Foucault. Mais l’avantage des SMC réside surtout dans l’isotropie de leurs propriétés
magnétiques. Ainsi, quelque soit le plan dans lequel circule le flux, les SMC conservent
leur importante résistivité et les avantages qui en découlent, contrairement aux tôles.
Malgré leurs caractéristiques magnétiques relativement faibles, comparées à celles des tôles
électriques Fe-Si communément utilisées dans les machines électriques, lorsque le flux
circule majoritairement dans un espace bidimensionnel, les SMC révèlent tout leur
potentiel dans des applications où le flux est majoritairement tridimensionnel. Par exemple,
l’isotropie des propriétés magnétiques des SMC rend avantageuse l’utilisation de ces
matériaux pour la fabrication des pièces du stator d’une MFT claw-pole (c.f. 1.4.5).
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
42
2.2.5 L’avantage structurel des SMC dans le cas des MFT claw-pole : un
procédé de production aux perspectives intéressantes.
Si l’isotropie des SMC leur confère un avantage sur les tôles pour la construction des MFT
claw-pole, les auteurs de [GUO1], [MAD] et [BLI] insistent également sur l’excellent
potentiel des poudres de fer en ce qui concerne leur production et leur usinage. Le principe
de production de laminations fait appel à des techniques de poinçonnage : la forme du
poinçon utilisé détermine la forme de la lamination produite, ce qui impose des restrictions
au concepteur sur la géométrie de son circuit magnétique. La technique de production des
SMC est différente comme nous l’avons déjà expliqué dans la partie 2.2.1. Elle fait appel à
des techniques de moulage qui associées à l’isotropie des SMC permettent au concepteur
d’avoir une plus grande liberté quant à la forme de son circuit magnétique. Le procédé de
fabrication des SMC permet ainsi la réalisation de formes 3-D compliquées, difficilement
réalisables à partir de laminations. La construction complexe du stator d’une MFT claw-
pole peut bénéficier grandement des avantages des SMC [GUO1] [MEC].
Cependant, la pression de compaction utilisée durant l’opération de pressage limite la taille
des pièces réalisables en SMC. Dubois explique dans [DUB1] que la pression maximale de
compaction typique de la plupart des presses hydraulique est inférieure à 1000 MPa.
Höganäs et QMP utilisent des pressions comprises entre 600 et 800 MPa. Or, une presse de
1000 MPa, utilisée à 600 MPa, permet de réaliser des pièces dont la surface maximale est
de 1540 cm². Ceci rend possible la production de stator en SMC pour de petites machines
uniquement. La réalisation de machines plus importantes complique le procédé de
fabrication : la machine doit alors être divisée en petites parties assemblées ultérieurement.
Si le moule utilisé lors de l’opération de compaction permet la réalisation de formes
complexes, les SMC s’usinent également très bien. Dans [DUB5], Dubois et al. ont mené
plusieurs opérations d’usinage sur différents SMC. De l’étude ressort que l’ATOMET®
EM-1® de QMP et le SOMALOY® 550 avec 0,6 % LB1 d’Höganäs ne sont que peu altérés
lors des opérations de machinage classique. Les auteurs de [DUB5] ont également conclu à
une amélioration de 14 à 32 % de la résistance en flexion et de 54 % de la résistivité
électrique d’échantillons d’ATOMET® EM-1® après diverses opérations d’usinage.
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
43
Cependant, le machinage affecte également les propriétés magnétiques des SMC : une
baisse de 5% de l’induction à saturation et une augmentation de 9 à 15% des pertes
ferromagnétiques ont été observées sur les même échantillons.
Considérant l’isotropie et les avantages reliés à la fabrication de pièces en SMC,
l’utilisation des ces matériaux s’avère entièrement justifiée pour la fabrication des
concentrateurs de flux et du stator d’une MFT claw-pole (c.f 1.4.5).
2.3 Vers une nouvelle configuration de MFT claw-pole : le
concept du stator hybride.
La partie précédente nous a permis de souligner la nécessité de l’usage de SMC au stator et
pour les concentrateurs de flux d’une MFT claw-pole. Cependant, nous avons également
mis en évidence les performances magnétiques relativement moyennes de ces matériaux
comparées à celles des tôles électriques Fe-Si à grains non orientés, dans le cas où le flux
circule principalement dans un plan parallèle au sens des laminations. Existe-t-il un moyen
de restreindre l’usage des SMC dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole ?
En analysant la répartition du flux dans le stator d’une MFT claw-pole, nous pouvons
constater que certaines parties du circuit magnétique ne sont pas parcourues par un flux
circulant dans les 3 dimensions. Les outils d’analyse par éléments finis (AEF) permettent
de visualiser le trajet du flux au sein de la machine. Guo et al. dans [GUO2] nous montrent
une figure représentant les vecteurs de densité de flux dans le stator d’une MFT claw-pole à
aimants montés en surface (Figure 17).
Figure 17 : Circulation du flux dans une MFT claw-pole [GUO2].
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
44
L’orientation des vecteurs de densités de flux sur la Figure 17 laisse apparaître 2 zones :
- Dans la partie basse du stator, les composantes des vecteurs densités de flux sont
majoritairement réparties dans un espace bidimensionnel.
- Dans la partie du stator proche de l’entrefer, les composantes des vecteurs densités
de flux son orientés dans un espace tridimensionnel.
Considérant l’usage bénéfique des SMC dans les parties de la MFT claw-pole où le flux
circule dans un espace tridimensionnel, il est évident que tout le stator de la machine ne
requiert pas l’isotropie magnétique des poudres de fer. La construction d’un stator hybride,
constitué de tôles laminées dans la partie basse du stator, et de SMC dans la zone proche de
l’entrefer où le flux circule principalement dans les trois dimensions, doit permettre
d’améliorer davantage les performances de la MFT claw-pole.
2.4 Description de la configuration claw-pole à stator hybride.
À partir du constat établi dans le paragraphe précédent, Dubois et al. ont mis au point une
nouvelle configuration de MFT, faisant usage de laminations Fe-Si et de poudre de fer à la
fois, qu’ils décrivent dans [DUB3] et [DUB4] : la MFT claw-pole à stator hybride. Cette
dernière est représentée sur la Figure 18.
Figure 18 : La MFT claw-pole à stator hybride [DUB3] [DUB4].
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
45
L’innovation de la machine réside dans son stator dont chaque noyau est désormais séparé
en deux morceaux : un noyau en forme de C autour du bobinage surmonté de deux pieds
près de l’entrefer. Le nom hybride vient de l’emploi de deux matériaux différents dans le
circuit magnétique du stator. Des laminations Fe-Si sont utilisées pour transporter le flux
circulant autour du bobinage et de la poudre de fer est employée près de l’entrefer pour
conduire le flux provenant de ce dernier vers les laminations. Nous listons ci-dessous les
avantages que procure ce nouveau design de MFT claw-pole :
- L’usage de noyaux en C permet de tirer bénéfice de la haute perméabilité, de
l’importante induction à saturation et des faibles pertes ferromagnétiques que
procurent les tôles Fe-Si, dans une zone du stator où le flux circule majoritairement
dans le plan des laminations. La réalisation de noyaux en C se fait à l’aide
d’opérations de poinçonnage conventionnelles ce qui simplifie grandement la
construction de la machine.
- L’usage de SMC est restreint aux zones du circuit magnétique où le flux circule
dans un espace majoritairement tridimensionnel. L’emploi de pieds faits de poudre
de fer à chaque extrémité des noyaux en C permet d’exploiter pleinement l’isotropie
des SMC. La forme particulière des pieds permet à la fois de maximiser la surface
de contact avec l’entrefer tout en minimisant les flux de fuites entre les pieds.
L’usage de pieds de petites dimensions permet d’éviter la complexité relative à la
réalisation d’un stator entièrement fait de poudre de fer, comme dans le cas de la
MFT claw-pole de Madison et al. [MAD] (Figure 14). De plus, l’opération de
fabrication des pieds est facilitée par le fait que tous les pieds d’une machine sont de
dimensions identiques.
- La MFT claw-pole à stator hybride utilise un rotor à concentrateur de flux faits de
SMC. Leur usage dans des pièces contiguës à l’entrefer permet l’usinage direct du
rotor et du stator de façon à atteindre de très faibles entrefers (0,55 mm [DUB3]) et
ainsi de plus importantes densités de force [DUB6] L’usinage direct des pièces en
SMC renforce leurs propriétés mécaniques sans grandement affecter leurs propriétés
magnétiques [DUB5].
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
46
- L’utilisation d’un stator hybride combinée à celle d’un rotor externe facilite
l’opération de bobinage : l’enroulement est inséré à l’intérieur des noyaux en C
avant que les pieds ne soient placés à leurs extrémités.
- Le rotor bénéficie des avantages structurels de la configuration de MFT à rotor
denté (voir Figure 13 et paragraphe 1.4.4) qui facilitent sa construction.
Tout en conservant la haute densité de force caractéristique aux MFT claw-pole, la version
à stator hybride permet de réduire les pertes ferromagnétiques qui limitent l’usage de ce
type de machines aux basses vitesses pour éviter les problèmes de refroidissement et un
rendement faible. L’usage combiné de laminations et de SMC permet à la MFT à stator
hybride de fonctionner dans des domaines de fréquences plus élevés que ceux des versions
précédentes. De plus, le design de cette machine a été conçu avec le souci de simplifier
autant que possible la construction de la machine pour réduire les coûts de production. En
s’inspirant des avantages structurels des versions précédentes et en innovant, la MFT claw-
pole à stator hybride contourne les difficultés de fabrication rencontrées dans la
configuration proposée par Maddison et al. dans [MAD].
2.5 Performances de la MFT claw-pole à stator hybride.
Dans [DUB3], nous présentons les performances de la MFT claw-pole à stator hybride à
partir de résultats obtenus par simulation par éléments finis mais également à partir d’essais
expérimentaux réalisés sur un prototype. La MFT claw-pole à stator hybride étant la
configuration de machine sur laquelle nous basons nos travaux, la présentation et la
discussion de ces résultats nous paraissent essentielles.
2.5.1 Résultats obtenus par simulation par éléments finis.
Dans [DUB3], nous présentons dans un premier temps une comparaison des performances
d’une MFT claw-pole à stator hybride (ATOMET® EM-1® + laminations Fe-Si M19 0,35
mm) à celles d’une MFT claw-pole dont le stator est constitué de poudre de fer uniquement
(ATOMET® EM-1®), à partir de simulations 3-D par éléments finis réalisées à l’aide du
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
47
logiciel Magnet VI® d’Infolytica. Des conditions limites symétriques ont été utilisées de
manière à ne pouvoir considérer qu’une seule paire de pôles de la machine dans les
simulations. La version du logiciel permet la résolution de problèmes en magnétostatique
uniquement. Le flux et le couple par pôle sont alors calculés par le logiciel pour 24
positions différentes du rotor, sur une demi période électrique : 24 simulations ont donc été
réalisées pour chacune des deux MFT claw-pole, pour plusieurs positions du rotor, par pas
de 7,5° électriques. Dans chaque simulation, un courant sinusoïdal, déphasé de 20° par
rapport à la position alignée, circule dans le bobinage de chacune des machines de sorte à
produire une force magnétomotrice d’une amplitude de 3500 A-tours. Les principales
dimensions des machines simulées avec Magnet VI® sont regroupées dans le Tableau 6.
Ces dernières n’ont pas été obtenues à partir d’un calcul d’optimisation. Nous reviendrons
plus en détails sur le principe de simulations dans le dernier chapitre. La Figure 19
représente la géométrie de machine utilisée lors des simulations.
Tableau 6: Dimensions des machines simulées à l’aide de Magnet VI® dans [DUB3]. Nombre de paires de pôles 15
Pas polaire 19 mm Diamètre extérieur 25 cm Taille de l’entrefer 0,55 mm
Diamètre à l’entrefer 18 cm Section des noyaux en C 337 mm²
Figure 19 : Géométrie de MFT claw-pole utilisée dans les simulations [DUB3].
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
48
a) b)
Figure 20 : Comparaison de l’évolution du flux dans un noyau en C (a) et du couple
par paire de pôles (b) d’une MFT claw-pole à stator hybride et à stator en poudre de
fer pour différentes positions électriques du rotor.
Les courbes de flux dans le noyau en C et de couple par paire de pôles obtenues par calcul
par éléments finis en fonction de l’angle électrique sont présentées sur les Figure 20. Le
couple moyen par paire de pôles développé par la MFT claw-pole à stator hybride,
s’élevant à 11 Nm est plus important que celui produit par la machine à stator en SMC qui
est de 9.9 Nm. Un couple plus faible dans le cas de la machine à stator en SMC s’explique
une induction à saturation plus petite et une perméabilité plus faible de la poudre de fer par
rapport à celles de tôles Fe-Si comme nous l’avons déjà expliqué dans le paragraphe 2.2.3.
Les auteurs de [DUB3] comparent ensuite les pertes ferromagnétiques se produisant dans
les noyaux en C de chaque MFT. Le calcul des pertes n’est pas effectué directement par le
logiciel d’analyse par éléments finis : la version utilisée permettant la modélisation de
problèmes magnétostatiques en assumant des courbes B(H) anhystérétiques, Magnet VI®
n’est pas en mesure d’estimer les pertes par courants de Foucault et par hystérésis dans les
noyaux. Les chiffres de pertes présentés dans l’article proviennent d’un calcul se basant sur
les courbes typiques de pertes ferromagnétiques de l’ATOMET® EM-1® [QMP] et de
laminations Fe-Si M19 d’épaisseur 0,35 mm (voir Figure 16) [PRO] et sur le flux circulant
dans les noyaux en C. En posant la variation de l’induction sinusoïdale, on modélise alors
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
49
mathématiquement les pertes spécifiques dans les tôles M19 d’épaisseur 0,35 mm avec
l’équation (15) et celles dans l’ATOMET® EM-1® avec l’équation (16) :
_ 19 1,7 5 2 2( , )0,024 6 10noyau M
noyau noyau
P f BB f B f
m−= ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅ (15)
_ 1 1,7 5 2 2( , )0,18 5 10noyau EM
noyau noyau
P f BB f B f
m−= ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅ (16)
, avec m la masse du noyau et f la fréquence électrique. Les pertes par hystérésis sont
considérées proportionnelles à la fréquence et celles par courant de Foucault au carré de la
fréquence dans les équations (15) et (16). Il est nécessaire de préciser que ces expressions
sont valables pour une forme d’échantillon de matériau donnée (celle de l’échantillon
utilisé lors des mesures de pertes dans [PRO] et [QMP]), cette dernière affectant les pertes
par courants de Foucault. Cependant, nous négligeons ici cet aspect, la proportion de pertes
par courants de Foucault par rapport aux pertes ferromagnétiques totales étant relativement
faible aux fréquences considérées dans [DUB3].
Le flux circulant dans les noyaux est considéré uniforme dans toutes les parties du
matériau. L’induction B est alors estimée pour chaque position électrique en divisant les
flux de la courbe de la Figure 20 a) par la section du noyau. Le contenu harmonique de la
densité de flux est ensuite calculé (Figure 21 a)) par décomposition en série de Fourier.
Les auteurs de [DUB3] ont considéré les pertes par courants de Foucault comme associées
au contenu harmonique de la densité de flux. Les pertes par hystérésis ont été calculées
pour la composante fondamentale du spectre de l’induction uniquement et pour des valeurs
de densités de flux dans les noyaux égales à 1,8 T dans le cas de la MFT à stator hybride et
1,5 T dans celui de la MFT à stator en poudre de fer. Les équations (17) et (18) sont celles
utilisées dans [DUB3] pour l’estimation des pertes ferromagnétiques dans les noyaux de
chacune des deux machines :
1,7 5 2 2_ 19 1
10,024 1,8 6 10noyau M nnoyau n
nP m f B f
∞−
=
⎡ ⎤⎛ ⎞= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎢ ⎥⎜ ⎟⎝ ⎠⎣ ⎦∑ (17)
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
50
1,7 5 2 2_ 1 1
10,18 1,5 5 10noyau EM nnoyau n
nP m f B f
∞−
=
⎡ ⎤⎛ ⎞= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎢ ⎥⎜ ⎟⎝ ⎠⎣ ⎦∑ (18)
, où m est la masse du noyau, n le rang de l’harmonique considérée, fn et Bn la fréquence et
l’induction pour chaque harmonique du spectre de la densité de flux.
En considérant la MFT claw-pole de la Figure 19 avec 15 paires de pôles et dont la masse
totale des noyaux en C est de 6,1 kg, nous présentons les pertes dans les noyaux de la MFT
à stator hybride et dans ceux de la machine à stator en SMC sur la Figure 21 b). La courbe
de la Figure 21 b) nous permet de constater l’usage bénéfique des tôles Fe-Si dans le stator
de la MFT claw-pole : en effet, quand les pertes dans les noyaux de MFT claw-pole à stator
hybride s’élèvent à 249 W à 900 rpm, celles de la machine à noyaux en SMC sont 2 fois
plus élevées et atteignent 560 W. Les pertes Joule dans le bobinage sont estimées dans les
deux machines à 99 W. Les pertes dans les pieds n’ont pas été calculées ici, l’innovation
concernant le matériau utilisé dans les noyaux en C du stator uniquement. Il est
relativement difficile d’estimer les pertes dans les pieds par un calcul similaire à celui
effectué dans les noyaux à cause parce que l’estimation du trajet parcouru par le flux au
sein des pieds est fastidieuse. Nous reviendrons sur ce sujet dans le dernier chapitre.
a) b)
Figure 21:a) Contenu harmonique de la densité de flux dans le noyau b) Pertes
ferromagnétiques dans les noyaux des deux MFT claw-pole en fonction de la vitesse de
rotation pour p = 15 et m = 6,1 kg [DUB3].
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
51
Cette analyse théorique basée sur des résultats de simulations par éléments finis permet de
conclure sur la réduction importante des pertes ferromagnétiques de la machine dans le cas
de l’utilisation d’un circuit magnétique hybride au stator. La réduction des pertes dans les
MFT est critique car celles-ci, en partie, déterminent le domaine de fonctionnement de la
machine. Elles sont déterminantes pour la gestion de l’élévation de température dans la
machine. Plus les pertes sont élevées, plus le dispositif de refroidissement à mettre en place
est compliqué et cher. Nous rapportons dans [DUB3] qu’une machine aux dimensions
similaires à celles simulées ici, testée expérimentalement à 240 rpm, en dissipant par
convection naturelle 200 W, a conduit à une élévation de température de 100°C. En
considérant les pertes dans les noyaux uniquement et les courbes de la Figure 20 b), la
dissipation de 200 W limite la vitesse de rotation de la machine à 180 rpm dans le cas de la
MFT à stator en poudre de fer et permet d’atteindre 500 rpm dans le cas de la MFT à stator
hybride. Le gain de vitesse et donc de puissance massique procuré par l’utilisation d’un
stator hybride peut donc être considérable. La réduction des pertes ferromagnétiques laisse
également entrevoir une augmentation du rendement de la MFT claw-pole : la machine
testée expérimentalement présente un rendement de 93%.
2.5.2 Essais expérimentaux sur la MFT claw-pole à stator hybride.
Dans [DUB3], nous présentons les résultats d’essais expérimentaux menés sur un prototype
de MFT claw-pole à stator hybride aux dimensions comparables à celles des machines
présentées dans le paragraphe précédent (Figure 22).
Figure 22: Prototype de la MFT claw-pole à stator hybride [DUB3].
paires de poles 15
Nombre de phases 3
Pas polaire 19 mm
Longueur 100 mm/phase
Diamètre extérieur 30 cm
Taille de l’entrefer 0,55 mm
Diamètre à l’entrefer 18 cm
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
52
Le design du prototype réalisé n’a pas été optimisé pour la création de hautes densités de
force. La vitesse de fonctionnement nominale de ce moteur est de 240 rpm de manière à
fournir une tension alternative de 60 Hz. Durant les essais, la machine a été utilisée en
génératrice, entraînée à sa vitesse nominale. Le bobinage statorique de la machine a été
connecté à une charge RC de manière à compenser l’inductance élevée de la machine,
caractéristique commune à toutes les MFT (c.f. 1.2.3). La force magnétomotrice a été fixée
à 4400 A-tours en faisant circuler un courant efficace de 13 A dans le bobinage de 240
tours de la machine. Un angle de phase de 55° a été établi entre le courant et la force
électromotrice. La Figure 23 a) présente le diagramme de phase utilisé lors des essais.
Le déphasage entre le courant et la tension à vide a été choisi pour de réduire la longueur du
vecteur Vpu : ceci permet de diminuer la saturation de l’induction dans le circuit magnétique
et de rendre la forme du flux plus sinusoïdale. L’emploi de ce déphasage a été nécessaire
pour contrôler l’échauffement de la machine lors des tests. Les résultats d’essais réalisés sur
le prototype de la machine sont présentés dans le tableau de la Figure 23 b).
Les pertes Joule dans le bobinage sont estimées à 87 W par phase. Ces dernières, calculées
à partir des résultats de simulation, s’élèvent à 99 W : la différence entre les deux valeurs
s’explique par le fait que les pertes dans le bobinage ont été calculées dans les simulations
pour la valeur de la résistivité du cuivre à 120 °C.
a) b)
Figure 23: a) Diagramme de phase utilisé lors des essais [DUB3]. b) Résultats de
mesures effectuées sur la MFT claw-pole à stator hybride utilisée en générateur sur
charge RC linéaire [DUB3].
Vitesse = 240 rpm, f = 60 Hz, I = 13 A RMS (Données mesurées par phase)
Couple développé 134 Nm Puissance mécanique 3373 W Pertes Joule dans le
bobinage 87 W
Pertes ferromagnétiques dans les noyaux en C
28 W
Pertes mécaniques et autres pertes magnétiques
108 W
Rendement 93 %
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
53
Lors des essais, l’échauffement de la machine ayant atteint 100 °C, la résistivité du cuivre
est en réalité plus faible, expliquant alors la différence entre les pertes Joule effectivement
mesurées et celles calculées en simulation.
Les pertes ferromagnétiques évaluées à 28 W dans les noyaux en C à partir des résultats
expérimentaux, sont plus faibles que celles obtenues à partir des résultats de simulations
par éléments finis. En effet, celles-ci s’élevaient alors à 37 W. Le déphasage choisi pour les
essais expérimentaux explique cette différence : le flux circulant dans les noyaux lors des
essais expérimentaux est plus faible (vecteur Vpu réduit sur le diagramme de phase) que
celui passant dans les noyaux en simulation. De plus, le contenu harmonique du flux dans
les essais est nul contrairement à celui observé dans les simulations à cause de la linéarité
de la charge RC connectée à la machine. Les pertes harmoniques dans les noyaux sont donc
négligeables lors des essais expérimentaux.
Nous attirons également l’attention du lecteur les autres pertes mesurées qui sont
relativement élevées. Le chiffre de 108 W par phase peut s’expliquer par d’importantes
pertes mécaniques ou de grandes pertes ferromagnétiques dans les pieds de la MFT ou dans
ses concentrateurs. Malgré cela, la machine conserve un bon rendement puisque ce dernier
est à 93 %.
Des résultats de simulations par éléments finis comme des essais expérimentaux réalisés
sur la MFT claw-pole à stator hybride confirment les bonnes performances de la machine
grâce à la combinaison de noyaux faits de tôles magnétiques Fe-Si et de pieds en SMC.
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
54
2.6 Conclusion : vers une utilisation des matériaux amorphes.
Après avoir décrit et justifié la nécessité de l’emploi de matériaux aux propriétés
magnétiques isotropes comme les SMC dans les MFT claw-pole, nous sommes arrivés à la
présentation d’une nouvelle configuration de machine faisant un usage restreint et optimal
des poudres de fer : la MFT claw-pole à stator hybride. Le concept de stator hybride
cherche à apporter une solution au problème des pertes fer élevées dans les MFT tout en
facilitant la production de la machine. L’usage combiné des SMC à celui de tôles
électriques permet de réduire les pertes fer de la machine. La séparation du stator en deux
parties (noyaux + pieds) rend l’opération de bobinage plus aisée. L’emploi de SMC dans
les pièces contiguës à l’entrefer permet l’usinage direct du stator et du rotor conduisant à un
entrefer très faible. Des simulations par éléments finis ainsi que des essais expérimentaux
ont permis de mettre en évidence la réduction des pertes ferromagnétiques dans la machine.
Nous pensons qu’il est possible d’exploiter ce concept pour réduire les pertes encore
davantage. Nous allons donc axer la suite de notre travail sur la recherche de matériaux
magnétiques pouvant convenir à notre application et dont les propriétés magnétiques sont
meilleures que celles des matériaux actuellement utilisés dans la machine. Considérant
l’usage des poudres de fer comme une contrainte justifiée par la nécessité de l’emploi d’un
matériau aux propriétés isotropes dans les pieds de la MFT claw-pole à stator hybride, nous
allons orienter nos recherches sur la détermination d’un matériau de substitution aux tôles
utilisées dans les noyaux en C. Nous orientons nos investigations vers un matériau
possédant les caractéristiques suivantes :
- Un cycle B-H étroit pour de faibles pertes par hystérésis.
- Une grande résistivité pour offrir des pertes par courants de Foucault inférieures à
celles des tôles électriques conventionnelles.
- Une perméabilité magnétique supérieure ou au moins équivalente à celle des tôles.
- Une induction de saturation relativement élevée.
2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.
55
- Une forme de noyau adaptée au design actuel de la MFT claw-pole à stator hybride
à savoir en C.
Les résultats de nos recherches nous ont naturellement conduit vers les verres magnétiques
ou matériaux amorphes car ils satisfont toutes les exigences listées ci-dessus. Comme nous
l’avons déjà vu dans le paragraphe 1.3, si la MFT bénéficie d’un avantage structurel qui lui
permet d’atteindre des pas polaires relativement faibles, le grand nombre de paires de pôles
de la machine limite son usage aux basses fréquences. L’utilisation de noyaux en C
fabriqués à partir de rubans amorphes devrait permettre à la configuration claw-pole à
stator hybride d’associer son fort couple massique, son atout de construction aisée, à un bon
rendement, dans des domaines d’applications où la vitesse est plus élevée. Le chapitre 3 de
ce mémoire traitera des matériaux ferromagnétiques amorphes.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
56
3 LES MATÉRIAUX FERROMAGNÉTIQUES
AMORPHES
3.1 Introduction
La grande majorité des solides appartient à la famille des cristaux. Autrement dit, les
atomes qui les constituent occupent des sites bien définis d’un réseau cristallin qui se
reproduit dans l’espace à grande échelle. Il existe cependant des matériaux au sein desquels
cet ordre topologique moléculaire n’existe pas : c’est notamment le cas des verres et des
matériaux plastiques. Leur structure s’apparente plutôt à celle des liquides infiniment
visqueux : on parle alors d’état amorphe.
Les premiers alliages métalliques amorphes sont apparus au début des années 60. Après
que les physiciens eurent démontré qu’il n’existait pas d’incompatibilité entre l’état
ferromagnétique et l’état amorphe, une nouvelle famille de matériaux magnétiques aux
propriétés exceptionnelles était née : les verres métalliques ou matériaux ferromagnétiques
amorphes.
Dans ce chapitre, nous allons nous intéresser aux propriétés des matériaux
ferromagnétiques doux amorphes. Ces matériaux attirent particulièrement l’attention des
électrotechniciens à cause de leur importante perméabilité, de leurs faibles pertes
ferromagnétiques, dont nous parlerons plus en détail ici. Ces matériaux sont utilisables dans
un large spectre de fréquence qui s’étend du continu jusqu’à 1MHz environ. Dans le
domaine des basses fréquences (jusqu’à 1 kHz), les matériaux amorphes sont
habituellement utilisés dans la fabrication de transformateurs, ce que nous nous attacherons
à expliquer. Nous évoquerons finalement l’usage des matériaux amorphes dans les
machines électriques avant d’envisager son emploi dans la MFT claw-pole à stator hybride.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
57
3.2 Fabrication des matériaux ferromagnétiques amorphes.
Avant d’entamer la description des propriétés magnétiques et mécaniques des amorphes, il
est nécessaire de définir l’état amorphe et d’évoquer leur procédé de fabrication.
3.2.1 L’état amorphe
D’un point de vue thermodynamique, les matériaux amorphes sont obtenus à partir d’une
phase liquide surfondue solidifiée au point de transition vitreuse Tg [PER2]. Pour
comprendre ceci, il est nécessaire de s’intéresser au processus de refroidissement d’un
liquide. D’après les principes de base de la thermodynamique, le refroidissement d’un
matériau en phase liquide s’accompagne d’une variation de son volume et de son enthalpie
(ou de son énergie interne à pression constante). Le graphe de la Figure 24 permet
d’illustrer nos propos.
Lorsqu’un mélange à l’état liquide est refroidi, à pression constante, en deça de sa
température de fusion Tf, l’état le plus stable thermodynamiquement (i.e. enthalpie H la
plus faible possible) correspond à l’état cristallisé. À sa température de fusion Tf, on
observe une variation de son enthalpie H puis un changement de la pente de H : le mélange
devient solide. Si, lors du refroidissement du liquide, sa viscosité est trop importante ou que
le refroidissement est très rapide, la cristallisation n’a pas le temps de se produire et un
liquide surfondu est alors obtenu(liquide ayant été refroidi à une température plus basse que
Figure 24: Variations thermiques du volume V, de l’enthalpie H des matériaux
amorphes et cristallins lors du passage de l’état liquide à l’état solide.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
58
son point de fusion, mais qui ne s’est pas solidifié). La variation de l’enthalpie H ne connaît
alors pas de discontinuité et sa pente reste inchangée pour des températures inférieures à Tf.
Lorsque le refroidissement se poursuit, la viscosité du liquide surfondu augmente jusqu’à
une température Tg appelée température de transition vitreuse à partir de laquelle le
mélange devient solide. Son enthalpie H change alors de pente qui devient la même que
celle d’un composé cristallisé. Pour une température inférieure à Tg, le matériau est alors
solide mais conserve le désordre structural d’un liquide : le matériau se trouve dans un état
amorphe.
Comme nous pouvons le voir sur la Figure 24, l’enthalpie H de l’état amorphe et donc son
énergie interne (à pression constante) sont plus élevées que celles de l’état cristallin. L’état
amorphe est donc un état métastable évoluant inévitablement vers l’état cristallin.
Cependant, la cinétique de cristallisation à température ambiante est si lente que l’état
amorphe peut être considéré comme une phase stable.
3.2.2 Procédés de fabrication des matériaux amorphes.
L’obtention d’un alliage ferromagnétique amorphe passe par un refroidissement de cet
alliage, précédemment dans une phase liquide, jusqu’à une température suffisamment
basse, sa température de transition vitreuse, pour diminuer suffisamment les vitesses de
diffusion atomique et ainsi empêcher la création d’un réseau cristallin au sein du matériau.
Ce processus est appelé hypertrempe. Brissonneau [BRI] explique que les alliages
amorphes Fe-B-Si qui intéressent particulièrement les électrotechniciens, doivent être
refroidis de leur température de fusion qui est proche de 1500 °C à leur température de
transition vitreuse vers 200 °C en l’espace de 10-3 s. Le processus d’hypertrempe nécessite
la mise en place de technologies de production complexes qui expliquent probablement
l’apparition récente des verres métalliques. Degauque [DEG] explique qu’il existe trois
procédés de fabrication de matériaux amorphes utilisés à l’échelle industrielle :
- la coulée de métal liquide qui permet l’obtention de rubans, de paillettes ou de fils
métalliques amorphes;
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
59
- l’atomisation par gaz qui permet l’obtention de poudre amorphe;
- la fusion superficielle qui permet la création de fines couches de matériaux
amorphes en surface d’un matériau.
Nous ne nous intéresserons ici qu’aux procédés de fabrication d’amorphes sous des formes
dont il est possible de tirer bénéfice dans des applications aux domaines de
l’électrotechnique, à savoir ceux des rubans et des poudres.
La coulée de métal liquide est de loin la technique de fabrication industrielle de matériaux
amorphes la plus utilisée aujourd’hui. Perron [PER2] et Degauque [DEG] expliquent que le
principe de fabrication de rubans amorphes généralement utilisé consiste à projeter un
alliage métallique liquide sur une roue métallique refroidie et tournant à grande vitesse
(3000 rpm). Les rubans d’amorphes (d’épaisseur ≤ 40 µm) sont obtenus à partir de deux
techniques : la technique du jet libre et celle du jet planaire, illustrées à la Figure 25.
Dans le cas de la technique du jet libre, le métal liquide est éjecté à travers un orifice d’un
diamètre de l’ordre du millimètre. Dans le cas de la technique du jet planaire, l’alliage
fondu est éjecté à travers un ou plusieurs orifices. Quand la technique du jet libre permet la
fabrication de rubans de faibles épaisseurs, de l’ordre de 1 à 5 mm de large, celle du jet
planaire permet la réalisation de rubans bien plus larges pouvant aller jusqu’à 30 mm.
a) b)
Figure 25: Fabrication de rubans amorphes par la méthode a) du jet libre, b) du jet
planaire [DEG].
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
60
Degauque explique ensuite dans [DEG] que les rubans sont recouverts d’un film isolant très
mince qui, en plus de procurer une isolation électrique, protège la surface des rubans contre
la corrosion, avant d’être enroulés. Devant la demande croissante de rubans amorphes dans
les dernières années, les fabricants ont imaginé des méthodes de production de masse à la
manière du système illustré sur la Figure 26.
Les rubans amorphes peuvent ensuite être empilés et découpés afin de constituer des
noyaux magnétiques de formes diverses. Dans la documentation technique du fabricant de
noyaux amorphes Metglas [MET], il est précisé que les laminations d’amorphes sont
enduites d’un adhésif avant d’être compactées. Cependant, l’adhésif en question peut
supporter une température maximale qui limite l’utilisation des noyaux à 155 °C.
L’utilisation de poudres amorphes s’avère également intéressante dans le cas d’applications
en électrotechnique. Dans [DEG], Degauque explique que des poudres amorphes d’une
granulométrie de 0,5 à 30 µm peuvent être obtenues par atomisation centrifuge ou par
dispersion de jets de gaz inerte. Le processus d’atomisation centrifuge peut se décrire ainsi :
un jet fin d’alliage fondu tombe sur une disque en rotation qui pulvérise par centrifugation
le métal en fines gouttelettes dans une atmosphère froide et/ou sur une surface froide.
L’autre technique consiste à projeter un gaz inerte directement sur un écoulement de métal
fondu de manière à obtenir de fines particules de matériau amorphe. La poudre ainsi
obtenue peut être alors extrudée ou compactée à chaud et permettre ainsi la réalisation de
pièces aux formes diverses. La Figure 27 représente les deux techniques de production de
poudre amorphe.
Figure 26: Procédé complet de fabrication de rubans amorphes [DEG].
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
61
a) b)
Figure 27: Procédés de fabrication des poudres amorphes [DEG].
3.3 Propriétés électromagnétiques et mécaniques des amorphes.
Il existe aujourd’hui une gamme variée de matériaux ferromagnétiques doux amorphes.
Principalement, deux fabricants se partagent le marché : Hitachi Metals (États-Unis &
Japon) avec des produits connus sous le nom de Metglas et Vacuumschmelze GmbH
(Allemagne) plus connus sous le nom de Vitrovac. Metglas offre ainsi dans ses catalogues
[MET] sept alliages amorphes doux aux propriétés magnétiques différentes.
Selon Degauque [DEG], les alliages amorphes destinés aux applications en
électrotechnique et électronique sont généralement composés de 75 à 80 % atomique de
métaux de transition (Fe, Co, Ni) et de 20 à 25 % de métalloïdes (B, C, Si, P). Comme
l’explique Perron [PER2], on peut classer les amorphes doux intéressants dans les
applications en électrotechnique en 3 familles d’alliages : les alliages riches en fer, ceux
riches en cobalt ainsi que les alliages constitués de fer et de nickel. La flexibilité de leur
composition permet d’ajuster les valeurs de leurs propriétés physiques et magnétiques.
L’absence de réseau cristallin dans la structure atomique des matériaux amorphes confère à
l’alliage des propriétés électromagnétiques particulièrement intéressantes. Les
caractéristiques mécaniques de ce type de matériaux ferromagnétiques doux rendent leur
utilisation particulièrement avantageuse dans certaines applications en électrotechnique.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
62
3.3.1 Propriétés électromagnétiques des matériaux amorphes
Les amorphes ferromagnétiques doux sont habituellement connus pour être des matériaux
possédant une perméabilité relative très grande et de très faibles pertes spécifiques. Nous
allons tenter ici d’expliquer pourquoi, avant de présenter les performances de plusieurs
amorphes commercialisés.
3.3.1.1 À propos de l’énergie anisotropique des matériaux magnétiques. Outre une aimantation à saturation élevée, le matériau magnétiquement doux idéal doit
posséder des parois de Bloch très mobiles de manière à garantir une perméabilité relative
élevée, des valeurs de champs coercitifs et des pertes ferromagnétiques très faibles.
L’élimination des impuretés au sein d’un matériau par la sélection de composants purs ou
par des traitements apportés à celui-ci permet de faciliter le mouvement des parois de
domaines. Mais pour améliorer davantage la mobilité de ses parois et donc assurer une
grande facilité d’aimantation, il faut chercher à limiter les principaux mécanismes qui
freinent son aimantation auxquels appartient l’anisotropie magnétique.
Dans un matériau cristallin comme le fer, les moments magnétiques tendent à s’orienter sur
les axes du réseau cristallin. Perron [PER2] explique que l’anisotropie magnétique est la
tendance du vecteur d’aimantation à s’aligner suivant une direction particulière appelée
l’axe facile d’aimantation qui correspond à un axe du cristal. L’étude de la théorie des
domaines [JIL] nous apprend que la direction de l’aimantation dans un matériau
magnétique quelconque résulte de la compétition entre son énergie d’échange, son énergie
magnétostatique et les diverses sources d’anisotropie qui règnent au sein de sa structure, le
but étant d’aboutir au système possédant l’énergie totale la plus faible.
Quand un matériau est aimanté selon son axe facile d’aimantation, la perméabilité est
élevée et la saturation magnétique est aisée, tel qu’illustré sur la Figure 28. Cependant,
quand il est aimanté dans sa direction difficile, un champ d’anisotropie HK et par
conséquent une énergie d’anisotropie est nécessaire pour faire pivoter la direction de son
aimantation : la perméabilité est alors plus faible.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
63
Figure 28: Cycles B(H) avec aimantation suivant un axe facile ou difficile.
On note K (19), l’énergie d’anisotropie qu’on définit comme la différence des énergies
d’aimantation suivant les axes facile et difficile (aire colorée sur la Figure 28) :
0 0axe difficile axe facile
s sB B
K H dB H dB⎛ ⎞ ⎛ ⎞
= ⋅ − ⋅⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎝ ⎠ ⎝ ⎠∫ ∫ (19)
, avec Bs l’induction à saturation, H un champ d’excitation. L’anisotropie K comprend
principalement trois contributions :
• l’anisotropie magnétocristalline KM liée à la structure atomique même du matériau,
• l’anisotropie KS liée aux contraintes mécaniques subies par le matériau lors de sa
fabrication,
• l’anisotropie KU induite par des traitements apportés au matériau après sa fabrication.
Perron [PER2]explique que dans les matériaux cristallins l’anisotropie magnétocristalline
KM domine généralement largement les deux autres contributions. Cependant, comme les
matériaux amorphes ne possèdent pas de réseau cristallin, l’anisotropie magnétocristalline y
est absente. L’anisotropie des matériaux amorphes est donc dominée par l’anisotropie liée
aux contraintes mécaniques ainsi que par celle apportée par d’éventuels traitements
effectués sur le matériau. L’anisotropie magnétique des amorphes (K ≈ 10 à 103 J/m³) est
en général plus faible que celle de la majorité des matériaux cristallins (K ≈ 103 à 105 J/m³).
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
64
Jiles [JIL] explique que le changement d’aimantation d’un matériau s’accompagne d’une
variation dimensionnelle de celui-ci, qui est très liée à l’anisotropie magnétique : il s’agit
du phénomène de magnétostriction. De manière simplifiée, lorsque l’aimantation au sein du
matériau change de direction, ce dernier subit un changement de longueur le long de la
nouvelle direction d’aimantation. On définit alors la magnétostriction λS comme le
changement relatif de longueur du matériau dans une direction donnée, quand le matériau
est amené de l’état désaimanté à l’état saturé dans la direction considérée. Or les matériaux
magnétostrictifs sont très sensibles aux contraintes mécaniques. Un matériau soumis à une
contrainte comme celle subie lors d’une opération de découpe par exemple, va voir la
composante KS de son anisotropie augmenter en fonction de la valeur de sa
magnétostriction. En effet, on peut trouver dans [JIL] la relation suivante :
2(3 / 2) cos [ / ³]S SK J mλ σ θ= − ⋅ ⋅ ⋅ (20)
, avec σ la contrainte ([J/m³] ou [N/m²]) et θ l’angle entre l’axe de la contrainte et le vecteur
d’aimantation. De (19), nous comprenons qu’une contrainte appliquée à un matériau peu
magnétostrictif (λS≈0) n’induira qu’une faible augmentation de son anisotropie.
La magnétostriction des amorphes dépend beaucoup des composants utilisés dans l’alliage.
Perron [PER2] explique que les matériaux peu magnétostrictifs (λS < 10-6) sont ceux
fabriqués à base de cobalt et que les amorphes les plus magnétostrictifs sont ceux
majoritairement composés à base de fer (λS ≈ 25 à 30.10-6 ). Pour corriger l’effet néfaste de
la magnétostriction sur l’anisotropie, les amorphes subissent souvent des traitements
thermiques qui induisent une contribution KU à l’anisotropie qui vient alors réduire la
contribution KS dépendante de la magnétostriction. L’auteur de [PER2] explique que cette
opération est pratiquement impossible avec la plupart des matériaux cristallins : dans le cas
des tôles Fe-Si, l’anisotropie magnétique, dominée par l’orientation cristalline des grains
(anisotropie magnétocristalline élevée) est alors pratiquement figée une fois le matériau
préparé. Les amorphes subissent alors généralement un recuit afin de réduire l’effet des
contraintes de la trempe sur l’anisotropie. Le champ coercitif HC d’un matériau dépend de
l’anisotropie magnétique, responsable de la structure des domaines et de la mobilité des
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
65
parois. Le recuit effectué pour réduire l’effet des contraintes de la trempe permet également
de réduire la valeur du champ coercitif d’un amorphe. On sait que les pertes
ferromagnétiques dépendent en partie de la coercivité d’un matériau. Par conséquent, les
matériaux amorphes dont l’anisotropie est faible et modifiable par des traitements
thermiques possèdent de très faibles pertes ferromagnétiques.
Pour résumer, nous pouvons dire que les caractéristiques magnétiques exceptionnelles des
matériaux amorphes ferromagnétiques s’expliquent principalement par le fait qu’ils ne
possèdent pas d’anisotropie magnétocristalline, à l’inverse des matériaux cristallins.
Cependant, certains amorphes très magnétostrictifs (c’est le cas des alliages à base de fer)
voient leur anisotropie augmenter à cause de contraintes mécaniques créées lors de la
fabrication du matériau. Il est alors possible de réduire cette anisotropie par des traitements
thermiques pour améliorer leur perméabilité et réduire davantage leur pertes spécifiques.
3.3.1.2 Principales propriétés magnétiques des matériaux amorphes. Les matériaux amorphes destinés aux applications en électrotechniques peuvent être
séparés en trois groupes selon leur composition : les alliages riches en fer, les alliages à
base de nickel et de fer ainsi que les alliages à base de cobalt. Degauque [DEG] explique
que la flexibilité de leur composition permet d’ajuster leurs valeurs d’induction à saturation
BS, leur coefficient de magnétostriction λS, leur température de Curie TC, leur température
de cristallisation TX, mais également leur tenue mécanique et leur résistance à la corrosion.
Les alliages à base de fer possèdent en général une induction à saturation BS élevée, des
températures de cristallisation TX et de Curie TC élevées, un coefficient de magnétostriction
λS important, ainsi que des valeurs de champ coercitifs faibles (HC en général inférieur à 10
A/m). Ils sont généralement utilisés dans les applications à basses fréquences (jusqu’à
quelques kilohertz) nécessitant une quantité relativement importante de matière ayant un
faible coût comme le précise Degauque dans [DEG].
Les alliages Fe-Ni se distinguent par leur excellente perméabilité maximale statique et
dynamique, de très faibles valeurs de champs coercitifs Hc (de 0,6 à 1 A/m) avec un
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
66
coefficient de magnétostriction λS moyen. Ils correspondent mieux aux applications
fonctionnant à de plus hautes fréquences que celles concernant la classe d’alliage
précédente. Ils résistent également mieux à la corrosion.
Les alliages à base de cobalt possèdent en général une induction à saturation BS ≤ 1T. Ils
ont un excellent comportement en hautes fréquences (de quelques dizaines à plusieurs
centaines de kilohertz), à savoir : une perméabilité plus importante que tous les autres
alliages amorphes, des valeurs de champs coercitifs HC très faibles ( HC ≈ 0,1 A/m), des
pertes ferromagnétiques spécifiques très faibles, un rapport induction rémanente sur
induction à saturation Br/BS proche de 1 et un coefficient de magnétostriction λS voisin de
zéro. Cependant, Degauque précise dans [DEG] que leur prix relativement élevé explique
que leur principale utilisation se fait dans des applications ne requérant que peut de matière
comme dans le cas de capteurs par exemple.
À partir des références [DEG] et [MET]nous présentons au Tableau 7 ci-dessous les
caractéristiques magnétiques principales de quelques alliages amorphes :
Tableau 7: Principales caractéristiques magnétiques d’amorphes commercialisés. Nom Composition Induction
à sat. BS
Temp. de Curie TC
Magnéto-striction λS
Résistivité électrique ρ0
Perméabilité max. µrmax
Alliages à base de fer Vitrovac 7505
[DEG] Fe80(B,Si,C)20 1,45 T 430 °C 24.10-6 1,35 µΩ.m /
Metglas 2605SA1 [MET][DEG]
Fe81B14Si13 1,57 T 392 °C 27.10-6 1,3 µΩ.m 600.103
Metglas 2605SA3 [MET] [DEG]
Fe76.5Cr2B16Si5C0.5 1,41 T 358 °C 20.10-6 1,38 µΩ.m 35.103
Metglas 2605CO [MET] [DEG]
Fe67Co18B14Si1 1,8 T 415 °C 35.10-6 1,23 µΩ.m 400.103
Metglas 2605SC [MET] [DEG]
Fe81B13.5Si3.5C0.5 1,61 T 370 °C 30.10-6 1,35 µΩ.m 300.103
Alliages Fe-Ni Vitrovac 4040
[DEG] Fe39Ni39B12Si6Mo4 0,8 T 260 °C 8.10-6 1,35 µΩ.m /
Metglas 2826MB [MET] [DEG]
Fe40Ni40B14P6 0,88 T 353 °C 12.10-6 1,38 µΩ.m 800.103
Alliages à base de cobalt Vitrovac 6025
[DEG] Co67Fe4Mo1Si17B11 0,55 T 210 °C < 0,2.10-6 1,35 µΩ.m 100.103
Vitrovac 6150 [DEG]
Co74Fe2Mn4Si11B9 1 T 485 °C < 0,2.10-6 1,15 µΩ.m 1,5.103
Metglas 2714A [MET] [DEG]
CoFeNiBSi 0,57 T 225 °C < 1.10-6 1,42 µΩ.m 1000.103
Metglas 2705M [MET] [DEG]
Co69Fe4Ni1Mo2B12Si12 0,77 T 365 °C < 1.10-6 1,36 µΩ.m 600.103
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
67
3.3.1.3 Pertes ferromagnétiques des matériaux amorphes.
Comme nous l’avons déjà expliqué dans une partie précédente, on décompose
habituellement pertes ferromagnétiques (que nous appellerons pertes fer par la suite) en
pertes par hystérésis et pertes par courants de Foucault. Outre la présence d’impuretés dans
un matériau, deux facteurs viennent influencer ses pertes : la résistivité qui permet de
limiter la circulation des courants de Foucault et la structure du matériau qui influe sur la
mobilité des parois de domaines.
La résistivité des matériaux magnétiques amorphes est environ dix fois plus élevée que
celle du fer pur. Le Tableau 7 présente les valeurs de résistivité de quelques rubans
amorphes commercialisés. Elle se situe principalement autour de 1,3 µΩ.m et correspond
environ au double de celle des tôles magnétiques Fe-Si habituellement utilisées dans les
machines électriques. La résistivité élevée des amorphes constitue un avantage appréciable
en ce qui concerne les pertes.
La sélection de composants magnétiques d’une grande pureté explique en partie les faibles
pertes par hystérésis des amorphes. Mais la mobilité des parois de domaines et par
conséquent les pertes fer d’un matériau sont également influencées par l’anisotropie de ce
dernier. L’absence de réseau cristallin dans le cas de matériaux amorphes confère à ces
derniers une anisotropie plus faible que celle de la plupart des matériaux magnétiques, qui,
de plus, est modifiable par des traitements thermiques. La structure magnétique particulière
des amorphes leur permet d’obtenir de très bonnes performances en terme de pertes
ferromagnétiques qu’il est possible d’améliorer davantage par un traitement thermique
sélectionné en fonction de l’application envisagée. Dans le cas d’applications basses
fréquences (50 Hz à 10 kHz), Perron [PER2] explique que la méthode couramment utilisée
consiste à opérer un recuit sous champ magnétique longitudinal (≈ 800 A/m) de manière
obtenir une structure magnétique constituée de domaines en larges bandes, dans le sens du
ruban. Dans le cas d’applications à plus hautes fréquences (10 kHz à 500 kHz), le
traitement communément apporté au matériau diffère selon sa composition. Perron
explique que dans le cas d’alliages riches en fer, on opère un recuit à une température
suffisamment élevée (≈ 430 °C) de manière à limiter la dimension des domaines
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
68
magnétiques et réduire les pertes associées aux mouvements des parois. Les perméabilités
obtenues après de tels recuits sont alors plus faibles que celles relevées après des recuits
réalisés en vue d’applications à basses fréquences, sur les mêmes types de matériaux.
Nous présentons sur la Figure 29 a) l’évolution des pertes fer de l’alliage amorphe riche en
fer 2605CO de Metglas destiné aux applications basses fréquences en fonction de
l’induction dans le matériau et pour différentes fréquences de fonctionnement. En
comparant les pertes fer dissipées dans un paquet tôles de Fe-Si à grains non orientés
communément utilisées dans ces domaines de fréquence aux pertes dissipées dans ce type
d’alliage amorphe, nous pouvons nous rendre compte des excellentes performances des
amorphes : à 1.5 T, 60 Hz, un empilement de tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0.35
mm dissipe 3,2 W/kg [PRO] contre 0,5 W/kg dans l’amorphe 2605CO.
a) b)
Figure 29: Évolution des pertes fer dissipées dans a) l’alliage amorphe 2605CO b)
l’alliage amorphe 2714A en fonction de la fréquence et de l’induction [MET.]
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
69
Nous présentons sur la Figure 29 b) l’évolution des pertes ferromagnétiques de l’alliage
amorphe riche en cobalt 2714A de Metglas destiné aux applications hautes fréquences en
fonction de l’induction dans le matériau et pour différentes fréquences de fonctionnement.
Dans de tels domaines de fréquences, les alliages amorphes présentent également de plus
faibles pertes ferromagnétiques que la majorité des matériaux magnétiques doux : les pertes
dissipées dans une ferrite MnZn à 100 kHz 0.2 T s’élèvent à 100 W/kg [PER2] lorsque
celles dissipées dans l’alliage amorphe 2714A sont de 50 W/kg.
3.3.2 Propriétés mécaniques des matériaux amorphes
Les propriétés élastiques des matériaux amorphes sont relativement semblables à celles de
leurs correspondants cristallins. Cependant, il n’en est pas de même pour leurs propriétés
plastiques. Brissonneau nous explique dans [BRI] que les matériaux amorphes sont souples
mais que leur ductilité (capacité du matériau à se déformer plastiquement) est très réduite.
Les amorphes sont donc durs et cassants. Brissonneau explique que les opérations de
découpage par poinçon ou matrice, couramment pratiquées sur les tôles Fe-Si pour la
réalisation de circuits magnétiques, sont impossibles à utiliser avec des amorphes. Des
techniques de découpes plus sophistiquées et par conséquent bien plus dispendieuses sont
nécessaires. C’est pourquoi la découpe des amorphes se fait très souvent au laser ou
chimiquement. Dans la rubrique précédente, nous avons insisté sur la nécessité de
l’application de traitements thermiques pour améliorer les performances des amorphes.
Malheureusement, ces traitements se font bien souvent au détriment des propriétés
mécaniques du matériau qui devient alors plus fragile. Nous présentons dans le Tableau 8
ci-dessous les constantes mécaniques (limite élastique, module d’Young et dureté Vickers)
observées dans les alliages amorphes des fabricants Hitachi Metals et Vacuumschmelze :
Tableau 8 : Propriétés mécaniques de rubans amorphes [PER2].
Référence Résistance à la rupture Module D’Young Dureté Vickers
Metglas 1 à 1,7 GPa 100 à 110 GPa 800 à 1000
Vitrovac 1,5 à 2 GPa 150 GPa 800 à 1000
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
70
3.4 Champs d’applications des matériaux amorphes dans le
domaine électrotechnique.
Grâce à leurs caractéristiques magnétiques exceptionnelles, les matériaux amorphes entrent
en compétition avec les matériaux cristallins dans un large spectre de fréquences. Dans les
applications basses fréquences (50 Hz – 1 kHz), les amorphes sont principalement utilisés
pour la conception de transformateurs de puissance moyenne et de faibles dimensions ainsi
que pour la fabrication de circuits inductifs. De plus en plus, ils sont également utilisés pour
la réalisation de transformateurs de distribution monophasés et triphasés, qui servent
habituellement à abaisser la tension du réseau électrique (de 5 à 14 kV) à une tension plus
faible (de 120 à 240 V) destinée aux habitations et bureaux [DEC]. Dans les applications à
fréquences plus élevées (1 kHz – 1 MHz), ils sont employés pour la réalisation de
composants magnétiques pour l’électronique de puissance tels que des transformateurs
d’alimentation, des transformateurs de courant, des inductances saturables ainsi que des
inductances de lissage et de filtrage. Les verres métalliques sont également utilisés pour la
fabrication de capteurs ainsi que dans des applications de blindage magnétique.
Nous choisissons ici de décrire plus en détail l’utilisation des amorphes dans les
transformateurs de distribution sans nous étendre davantage sur les autres domaines. En
effet, l’exemple des transformateurs de distribution nous paraît pertinent dans la mesure où
il s’agit d’un secteur où la demande d’amorphes est en pleine expansion et qui témoigne
bien de la compétition qui règne entre ces derniers et les matériaux cristallins. Nous
évoquerons ensuite l’emploi des matériaux amorphes dans les machines électriques et
étudierons plusieurs exemples.
3.4.1 Utilisation des matériaux amorphes pour la conception de
transformateurs de distribution.
Dans la plupart des applications en électrotechnique basses fréquences, le coût d’un
matériau est bien souvent le facteur qui détermine la sélection d’un matériau par rapport à
un autre. Pour la fabrication de transformateurs de distribution, les matériaux amorphes
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
71
entrent en compétition directe avec les tôles Fe-Si à grains orientés (GO). L’observation de
la production annuelle de ces deux types de matériaux magnétiques nous donne un aperçu
de l’intérêt économique qu’ils suscitent dans l’industrie. En 1997, la production mondiale
totale d’amorphes s’élevait à 20 kT/an lorsque le tonnage annuel des tôles GO montait à 1
MT/an [PER2]. Il est important de souligner qu’une partie seulement de ces 20 kT est
utilisée pour la fabrication de transformateurs de distribution. La demande en amorphes a
de nos jours considérablement augmenté : Hitachi Metals, leader mondial dans le domaine
de la production des verres métalliques, en prévoit la fabrication de 52 kT en 2007 [HIT].
Malgré l’augmentation de la production de ces matériaux ces dernières années, la
production des amorphes reste relativement faible lorsqu’elle est mise en rapport avec celle
des tôles magnétiques. En effet, les matériaux amorphes restent assez chers en comparaison
aux tôles Fe-Si GO.
Les auteurs de [PER2], [DEG], [BRI] et [DEC] s’accordent à dire qu’un transformateur à
noyaux amorphes coûte systématiquement plus cher qu’un transformateur fait de tôles Fe-
Si GO. En effet, le procédé de fabrication de noyaux amorphes destinés aux
transformateurs est plus complexe et plus onéreux que celui requis lors de la construction
de noyaux de tôles. De plus, à cause d’une induction à saturation plus faible dans le cas des
amorphes (1,56 T contre 2 T dans le cas des tôles Fe-Si GO) et d’un facteur de
foisonnement plus petit (80 à 85 % contre 96 % dans le cas des tôles Fe-Si GO) dû à une
épaisseur de ruban très faible, un noyau amorphe est plus volumineux et plus lourd qu’un
noyau fait d’un empilement de tôles, à performances égales. Brissonneau estime qu’un
transformateur fait d’amorphes coûte à la fabrication de 20 à 25 % plus cher qu’un
transformateur fait de laminations [BRI]. Dans [DEC], DeCristofaro compare le coût d’un
transformateur de 500 kVA à noyaux amorphes à celui d’un transformateur fait de tôles Fe-
Si GO de performances équivalentes et estime un surcoût de 15 % à l’achat dans le cas du
transformateur fait d’amorphes.
Cependant, si le coût d’un transformateur fait d’amorphes est plus cher à l’achat, il s’avère
moins cher en fonctionnement. Brissonneau explique dans [BRI] que le coût global d’un
transformateur dépend du prix à l’achat, du coût des pertes à vide (pertes ferromagnétiques)
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
72
ainsi que du coût des pertes en charge (pertes dans les enroulements). Nous avons vu
précédemment que les pertes ferromagnétiques des amorphes étaient relativement faibles
face aux pertes dissipées dans les tôles Fe-Si. On apprend dans [BRI] que les pertes à vide
d’un transformateur à noyaux amorphes sont 2 à 3 fois plus faibles que celles dissipées
dans le même transformateur fait de laminations Fe-Si GO. Nous retranscrivons dans le
Tableau 9 ci-dessous les résultats d’une comparaison du coût global d’un transformateur à
noyaux amorphes de 500 kVA et d’un transformateur à noyaux Fe-Si GO de même
puissance apparente [DEC] :
Tableau 9: Comparaisons des coûts globaux d'un transformateur à noyaux amorphes
de 500 kVA et d'un transformateur à noyaux Fe-Si GO [DEC]
Transfo. de distribution 60 Hz, 500 kVA (15 kV/480 – 277 V)
Transfo. à noyaux amorphes
Transfo. à noyaux Fe-Si GO
Pertes fer [W] = Pertes à vide.
230 W 610 W
Coefficient de pertes fer [$/W] 5,5 $/W 5,5 $/W
Pertes dans les enroulements [W] = Pertes en charge
3192 W 3153 W
Coefficient de pertes dans les enroulements [$/W]
1,5 $/W 1,5 $/W
Rendement [%] 99,6 % 99,4 %
Prix à l’achat [$] 11500 $ 10000$
Coût des pertes fer [$] = Coût à vide.
1265 $ 3355 $
Coût des pertes dans les enroulements [$] = Coût en fonctionnement
4788 $ 4730 $
Coût total 17558 $ 18085 $
De l’étude présentée dans [DEC] ressort que le coût global d’un transformateur à noyaux
amorphes peut être moins élevé que celui d’un transformateur à noyaux de tôles Fe-Si GO
malgré un surcoût de 15 % à l’achat du transformateur à noyaux amorphes.
L’utilisation d’amorphe pour la fabrication de transformateur est particulièrement
intéressante aux États-Unis où la tension est abaissée par un petit transformateur près de
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
73
chaque domicile. L’économie faite grâce à l’utilisation de ce matériau est substantielle.
Dans [DEC], il est expliqué que plus de 50.109 kWh sont dissipés annuellement sous forme
de pertes fer dans les transformateurs de distribution. Pour un coût de 35 c/kWh, la perte en
énergie se solde à plus de 1,75 milliards de dollars. En 1998, le nombre total de
transformateurs à noyaux amorphes installé atteignait 1,25 millions d’unités [DEC] dont
plus de 400000 aux États-unis [DEG]. Depuis les accords de Kyoto de 1997, de nombreux
pays se sont lancés le défi de réduire leurs émissions de gaz à effet de serre. Le Japon a par
exemple mis en place un programme nommé Top Runner Program [HIT] qui fixe les
solutions pour atteindre les objectifs fixés par les accords. Dans ce programme, les
transformateurs ont été identifiés comme des produits sur lesquels des économies
substantielles d’énergie pouvaient être faites. Hitachi Metals envisage alors une forte
augmentation de la demande en amorphe dans les prochaines années.
L’exemple des transformateurs de distribution reflète bien l’inconvénient majeur associé
aux verres métalliques : leur prix. Si les qualités magnétiques de ces nouveaux matériaux
priment sur les matériaux cristallins comme les tôles Fe-Si GO, la logique économique et
les lois gouvernementales freinent encore l’utilisation et avec elle le développement des
matériaux ferromagnétiques amorphes.
3.4.2 À propos de l’utilisation des amorphes pour la construction de
machines électriques.
Malgré les caractéristiques magnétiques exceptionnelles de matériaux amorphes, la
littérature scientifique disponible ne comporte que peu de références à l’emploi de ces
derniers pour la construction de machines électriques. Les auteurs de [BRI], [PER2] et
[DEG] expliquent ceci par les raisons suivantes :
- Brissonneau écrit dans [BRI] : « Outre les difficultés de mise en œuvre, la présence
d’un entrefer rotor-stator annule tout bénéfice provenant d’une perméabilité
exceptionnelle des amorphes ».Il ajoute plus loin : « la diminution des pertes passe
généralement après l’augmentation du couple dans les impératifs de construction ».
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
74
- Perron dans [PER2] donne les raisons suivantes : « Pour les matériaux amorphes à
induction à saturation élevée, les meilleures performances sont obtenues après des
traitements thermiques sous champ magnétique qui induisent une anisotropie […] ;
les amorphes ayant des limites élastiques élevées, les rotors, réalisés à l’aide de tels
matériaux, pourraient supporter des vitesses de rotation importantes ; cependant, les
amorphes [à base de fer] ayant souvent des coefficients de magnétostriction élevés,
les contraintes mécaniques liées à la rotation entraînent une anisotropie magnétique.
[…]. Dans un moteur, de nombreuses zones du circuit magnétique sont soumises à
un champ magnétique tournant : […] la conception et la réalisation du circuit
peuvent s’avérer complexes ; il faut cependant noter que les amorphes présentent
des pertes en champ tournant inférieures à celles des tôles Fe-3 % Si NO utilisées
classiquement ». Il ajoute également plus loin : « Il semble que les applications
soient limitées aux machines spéciales de faibles dimensions (compte tenu de la
largeur des rubans) ».
- Degauque avance quant à lui des arguments de coût et de difficulté de réalisation
[DEG] : « La mise au point de moteurs électriques bi ou triphasés, comportant un
stator réalisé avec des plaques Powercore ou avec d’autres empilements de rubans
amorphes (Metglas 2605TCA) s’est avérée complexe, coûteuse et peu rentable, en
dépit d’une dissipation thermique réduite. Une des principales difficultés réside
dans la mise en forme du stator, par découpe, poinçonnage, attaque chimique... ».
Les trois auteurs s’accordent tout de même sur l’avenir prometteur des amorphes dans le
domaine des moteurs électriques.
3.4.3 Exemples de moteurs électriques utilisant des amorphes.
Nous référençons, dans ce paragraphe, quelques exemples choisis de moteurs réalisés tirant
profit des caractéristiques magnétiques des matériaux amorphes. Nous tenons à insister sur
le fait que ces exemples sont encore rares, majoritairement pour les raisons que nous avons
citées précédemment.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
75
Le premier exemple de machine que nous présentons est celle réalisée par Jensen et al.
[JEN]. Il s’agit d’une machine synchrone à aimants permanents à flux axial de 370 W
faisant usage d’un noyau amorphe toroïdal. Les auteurs soulignent la difficulté de
fabrication de moteurs à noyaux amorphes. Les propriétés physiques des verres métalliques
(notamment la ductilité réduite, voir 3.3.2) compliquent la réalisation de circuits
magnétiques aux formes conventionnelles. C’est donc pour éviter des opérations complexes
de découpe d’amorphes et limiter également les coûts de fabrications que les auteurs se sont
tournés vers la topologie à flux axial et l’utilisation d’un noyau de forme toroïdale. Même
si la puissance du moteur présenté est faible, les auteurs expliquent que la fabrication d’une
machine de plus grande puissance est possible. Nous présentons sur la Figure 30 un
schéma de la machine de Jensen et al. ainsi que quelques caractéristiques.
Les chiffres issus de la comparaison nous montrent qu’à puissance et vitesse de
fonctionnement équivalentes, la machine axiale à noyaux amorphe présente un meilleur
rendement que la machine à asynchrone. Ceci s’explique par la réduction des pertes
ferromagnétiques grâce à l’utilisation de matériaux amorphes.
Figure 30: Machine synchrone à flux axial à noyaux amorphes toroïdaux et
comparaison de ses perf. à une machine CC et une machine à induction [JEN].
Paramètres de la machine [JEN]
Diamètre extérieur 16,5 cm Nombre de pôles 4
Nombre de phases 3 Nombre de tours/phase 41
Comparaison des performances du moteur à noyaux
amorphes à une machine à induction et une machine CC à puissance et vitesse équivalentes (300 W 1800 rpm) [JEN].
Mach. axiale à
noyaux amorphes
Mach. à asynchron
triphasée 230V
Machine CC à aimants
permanents
Rendement > 90 % 75 – 80 % - Poids 9 kg 10 kg 14 kg
Taille (l x d) 8 x 16,5 cm 20,3 x 17,8 cm 30,5 x 16,5 cm
Coût 171 $ 45 $ 170 $
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
76
La machine est également plus légère que les deux autres. En comparant les prix des
machines, nous pouvons constater que la machine asynchrone demeure la solution la moins
chère. La machine à noyaux amorphes est d’un prix comparable à la machine CC. Il faut
cependant noter que la machine de Jensen et al. utilise des aimants ferrites, bien moins
dispendieux et moins performants que les aimants permanents NdFeB communément
utilisés aujourd’hui dans les moteurs. Les auteurs expliquent que l’emploi de tels aimants
permet de diminuer davantage les dimensions de la machine mais double son prix. Cet
exemple illustre les problèmes liés à la mise en œuvre d’un stator utilisant des noyaux
amorphes soulevés par Brissonneau [BRI] et Degauque [DEG] dont nous avons parlé dans
la section précédente. Il souligne bien également le prix élevé de tels matériaux.
Dans [ENO], les auteurs établissent la comparaison de quatre moteurs synchrones à aimants
permanents avec divers matériaux utilisés pour la fabrication des dents du stator. Enomoto
et al. présentent alors les performances de deux moteurs dont les dents sont constituées
d’un empilement de tôles magnétiques Fe-Si (acier 35A300 et 50A470), d’un moteur dont
les dents sont fabriquées à partir de rubans amorphes Metglas 2605SA1 et d’un moteur
dont les dents sont fabriqués en poudre de fer (EU-67xH). Le noyau du stator est quant à lui
constitué d’un empilement de tôles Fe-Si (acier 35A300). La Figure 31 présente une
illustration des moteurs utilisés pour l’expérimentation. À partir de simulations par
éléments finis mais également grâce à des mesures effectuées sur des prototypes réalisés,
les auteurs de [ENO] comparent les pertes ferromagnétiques à vide des quatre moteurs ainsi
que leur rendement lorsqu’ils sont soumis à différentes charges.
Figure 31: Moteur synchrone à aimants permanents utilisant des dents en tôles Fe-Si,
en SMC ou en amorphe [ENO].
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
77
Figure 32: Comparaison des pertes à vide (3000 rpm) et des rendements pour diverses
charges (3000 rpm) de quatre moteurs synchrones à aimants permanents dont les
dents du stators sont en aciers électriques (35A300, 50A470), en SMC (EU67xHH) ou
en amorphe (2605SA1) [ENO].
Nous présentons sur la Figure 32 les résultats obtenus lors de mesures et de simulations
réalisées à 3000 rpm. Les résultats expérimentaux menés dans [ENO] montrent que le
moteur synchrone à dents en amorphe présente les pertes ferromagnétiques les plus faibles
et le meilleur rendement pour les trois couples de charge testés. L’étude présentée ici
n’évoque malheureusement pas les coûts et procédés de fabrication des dents en amorphe,
qui défavorisent certainement le matériau face à ces concurrents.
Le troisième exemple de moteur que nous présentons ici est celui conçu par Taghizadeh-
Tabarsi dans [TAG], à savoir une machine à réluctance variable (MRV) de type multi-
disque (polydiscoïde) à champ axial entièrement réalisée à partir d’un alliage amorphe de
type fer-bore. Dans une thèse dont une très grande partie est consacrée à l’évaluation des
caractéristiques magnétiques et des traitements thermiques appliqués aux alliages amorphes
fer-bore, l’auteur insiste également beaucoup sur les difficultés technologiques liées à la
réalisation de structures magnétiques en amorphe. Les propriétés mécaniques des amorphes
se prêtant mal aux techniques classiques d’usinage, l’auteur a fait le choix de cette structure
particulière de machine électrique pour utiliser des rubans amorphes disponibles sur le
marché. Taghizadeh-Tabarsi a également choisi la MRV polydiscoïde à circuit amorphe en
raison de la vitesse élevée de fonctionnement de sa machine (2000 à 20000 rpm).
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
78
a) b)
Figure 33: Machine à réluctance variable polydiscoïde a) vue extérieure sans bobinage
b) vue intérieure [TAG].
La Figure 33 représente un schéma de la machine de Taghizadeh-Tabarsi. Des pièces
collectrices faites de rubans amorphes, autour desquelles est réalisé un bobinage,
permettent la circulation d’un flux dans les disques de la machine. Ces derniers, tous
identiques, certains mobiles et d’autres fixes, sont situés en regard les uns des autres et
composés de plots magnétiques en amorphes. La variation de réluctance du circuit est
obtenue lors de la rotation de l’ensemble des disques mobiles. Une culasse de retour, faite
d’amorphe également, permet la circulation du flux entre les pièces collectrices de part et
d’autre de la machine.
De son étude, l’auteur de [TAG] tire les enseignements suivants :
- « L’emploi des matériaux ferromagnétiques amorphes en ruban très mince, permet
de réaliser des machines synchrones de taille petite ou moyenne dont les
caractéristiques électromagnétiques sont avantageuses, particulièrement sur le plan
de la puissance massique ».
- « Les propriétés particulières des matériaux amorphes conduisent, pour les utiliser
au mieux, à la construction de machines dont la morphologie diffère sensiblement
de celles de machines classiques ».
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
79
- « Les niveaux de puissance massique que l’on peut espérer atteindre avec des
rendements corrects correspondent à une gamme de fréquence 1 – 3 kHz, pour des
inductions respectives 1,4 T – 1 T ».
Taghizadeh-Tabarsi compare également rapidement les performances de son prototype à
d’autres moteurs utilisés dans le domaine des hautes vitesses pour conclure à des niveaux
de puissance massique et de rendements compétitifs. Si la complexité de la conception de
structures magnétiques en amorphes est largement traitée, l’auteur n’évalue pas les coûts de
fabrication de son moteur.
Pour finir, nous décrivons rapidement les performances d’une machine à réluctance
variable fonctionnant à très haute vitesse, faisant usage de matériaux amorphes dans son
stator et son rotor [FUK]. Fukao et al. évaluent l’impact de l’utilisation de ce type de
matériau en mesurant les pertes ferromagnétiques dans leur machine. Les essais sur ce
moteur ont montré qu’à une vitesse de 48 000 rpm, les pertes fer ont été réduites par 5 en
comparaison à une machine de mêmes dimensions utilisant un stator et un rotor constitués
de laminations Fe-Si. La machine utilisant l’amorphe voit ainsi son rendement augmenter
de 6 % par rapport à celle utilisant les laminations. À noter que cet article ne fait
aucunement référence à la conception et au prix d’une telle machine.
Les quatre exemples de moteur présentés dans ce paragraphe font état de la possibilité de
l’emploi de matériaux amorphes pour la conception du circuit magnétique d’une machine
électrique. Dans les quatre références présentées ici, l’emploi d’amorphe a permis de
diminuer substantiellement les pertes fer des machines et ainsi d’augmenter leurs
rendements. Cependant, la plupart des auteurs s’accordent également sur les difficultés
technologiques liées à l’emploi des amorphes pour la fabrication de structures
électromagnétiques ainsi qu’à leur prix relativement élevé. L’utilisation de rubans
disponibles sur le marché les a conduit vers des structures particulières de machine
(machine à réluctance variable ou machine à flux axial). Nous retiendrons finalement une
des conclusions de Taghizadeh-Tabarsi dans [TAG] : « Les propriétés particulières des
matériaux amorphes conduisent, pour les utiliser au mieux, à la construction de machines
dont la morphologie diffère sensiblement de celles de machines classiques ».
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
80
3.5 Emploi de matériaux amorphes dans le circuit magnétique
de la MFT claw-pole à stator hybride.
À la section 2.6, nous avons conclu sur les bénéfices probables de l’emploi de matériaux
amorphes dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride. La substitution
des noyaux de tôles Fe-Si utilisés au stator de la MFT par des noyaux en amorphes devrait
permettre à la machine, habituellement cantonnée à des fréquences de fonctionnement
inférieures à 400 Hz, d’opérer dans des domaines de fréquences plus élevés.
3.5.1 Brève étude de faisabilité de la MFT claw-pole à stator hybride à
noyaux amorphes.
Dans le chapitre 3, nous nous sommes attachés à décrire les propriétés magnétiques et
physiques des verres métalliques afin d’amener le lecteur à en apprécier leurs faibles pertes
ferromagnétiques mais aussi à attirer son attention sur les difficultés technologiques liées à
leur emploi dans les machines électriques. En tenant compte des remarques formulées par
Brissonneau, Degauque et Perron (c.f. 3.4.2) ainsi que des enseignements appris dans les
références présentées dans le paragraphe précédent (c.f. 3.4.3), nous dressons ci-dessous le
Tableau 10 qui permet d’évaluer la faisabilité de l’emploi d’amorphes dans le circuit de la
MFT claw-pole à stator hybride.
À partir des arguments du Tableau 10, nous constatons que les inconvénients relevés dans
les différentes références présentées jusqu’alors ne nuisent pas à la faisabilité d’une MFT
claw-pole à noyaux amorphes. Seul le prix des amorphes, à mettre en rapport avec celui des
tôles et leur découpe, demeure un inconvénient. L’analyse des coûts d’une machine à
noyaux amorphes permettrait de compléter notre étude, ce que nous n’effectuerons pas dans
le cadre de ce travail. Dans le cas particulier de la MFT claw-pole à stator hybride,
l’utilisation de noyaux amorphes comme substitution aux noyaux de tôles Fe-Si, peut donc
s’avérer bénéfique et ainsi permettre le fonctionnement de la machine à des fréquences plus
élevées en conservant un bon rendement.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
81
Tableau 10: Étude rapide de faisabilité de la MFT claw-pole à stator hybride.
Inconvénients liés à l’emploi d’amorphes dans le circuit magnétique d’une machine
électrique.
Faisabilité dans le cas de la MFT claw-pole à stator hybride.
«La présence d’un entrefer rotor-stator annule tout bénéfice provenant d’une perméabilité exceptionnelle des amorphes. » [BRI]
Dans le cas de la MFT claw-pole à stator hybride, la substitution des tôles Fe-Si par de l’amorphe est principalement faite en raison des très faibles pertes ferromagnétiques des amorphes et non pour leur perméabilité exceptionnelle.
«La diminution des pertes passe généralement après l’augmentation du couple dans les impératifs de construction. » [BRI]
La MFT claw-pole se distinguant déjà par ses bonnes performances en terme de couple massique, la diminution des pertes fer devient dans notre cas un impératif si l’on souhaite voir la machine fonctionner à des fréquences plus élevées.
«Les traitements thermiques » effectués sur les amorphes, ainsi que« […] les contraintes mécaniques liées à la rotation entraînent une anisotropie magnétique. » [PER2]
La substitution des tôles Fe-Si, dont les propriétés magnétiques sont également anisotropes, par des noyaux amorphes se fait dans une zone du stator où le flux circule majoritairement dans le plan des tôles. L’usage de rubans amorphes, dont les pertes en champ tournant sont par ailleurs inférieures à celles des tôles Fe-Si, ne sera donc pas dommageable au rendement de la machine.
« La mise au point de moteurs électriques bi ou triphasés, comportant un stator réalisé avec des […] rubans amorphes s’est avérée complexe, coûteuse et peu rentable. […] Une des principales difficultés réside dans la mise en forme du stator, par découpe, poinçonnage, attaque chimique... ». [DEG]
« Les propriétés particulières des matériaux amorphes conduisent, pour les utiliser au mieux, à la construction de machines dont la morphologie diffère sensiblement de celles de machines classiques ». [TAG]
Le circuit particulier de la MFT claw-pole se prête relativement bien à l’emploi de matériaux amorphes. La forme en C de la partie basse du stator correspond aux formes de noyaux commercialisés par les fabricants d’amorphes [MET]. L’usage de rubans habituellement destinés aux transformateurs et disponibles sur le marché, devrait permettre de s’abstenir de toute opération de mise en forme du stator et de conserver les avantages relatifs à la fabrication de la MFT claw-pole à stator hybride. La sélection d’un noyau dans les catalogues de constructeurs permettra également d’éviter une augmentation des coûts de fabrication de la machine.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
82
3.5.2 Sélection d’un noyau amorphe pour la MFT claw-pole à stator
hybride.
Dans le Tableau 7 déjà présenté plus haut, nous avons décrit les principales
caractéristiques magnétiques de verres métalliques actuellement disponibles sur le marché.
Dans le cas de la MFT claw-pole à stator hybride, nous recherchons un amorphe dont les
pertes ferromagnétiques sont les plus faibles possibles, dont la perméabilité est équivalente
ou supérieure à celle des tôles Fe-Si et dont l’induction à saturation soit la plus élevée
possible. Ces caractéristiques nous amènent d’ors et déjà à sélectionner les alliages à base
de fer Metglas d’Hitachi Metals parce qu’ils présentent l’induction à saturation la plus
élevée. Nous présentons au Tableau 11 ci-dessous les caractéristiques magnétiques
principales des alliages amorphes susceptibles de convenir à notre application et les
comparons à celles d’une tôle Fe-Si NO M19 d’épaisseur 0,35 mm :
Tableau 11: Caractéristiques magnétiques des alliages amorphes susceptibles d'être
utilisés dans notre application comparées à celles d’une tôle Fe-Si M19.
Nom Induction à sat. BS
Temp. de Curie TC
Magnéto-striction λS
Résistivité électrique ρ0
Pertes fer [W/kg]
Perméabilité max. µrmax
Metglas 2605SA1 [MET][DEG]
1,57 T 392 °C 27.10-6 1,3 µΩ.m 0,2 @ 1,5T 60 Hz
600.103
Metglas 2605CO [MET] [DEG]
1,8 T 415 °C 35.10-6 1,23 µΩ.m 0,5 @ 1,5T 60 Hz
400.103
Metglas 2605SC [MET] [DEG]
1,61 T 370 °C 30.10-6 1,35 µΩ.m 0,25 @ 1,5T 60 Hz
300.103
Tôles Fe-3 Si NO M19* [DEG][PRO]
1,8 T 750 °C inconnu 0,5 µΩ.m 3,2 @ 1,5T 60 Hz
9000
* laminations d’épaisseur 0,35 mm
Les trois matériaux amorphes du Tableau 11 présentent des pertes fer à 60 Hz et 1,5 T bien
inférieures à celles de la tôle M19. Nous notons que l’amorphe 2605SA1 est l’alliage qui
présente les pertes les plus faibles. La perméabilité n’est pas un critère déterminant à cause
de la présence d’un entrefer. Cependant, nous pouvons noter que les alliages retenus
possèdent tous trois des perméabilités bien supérieures à celle de la tôle Fe-Si. Enfin, parce
qu’une importante induction à saturation est préférable de façon à minimiser le poids et le
volume des matériaux magnétiques, notre choix d’alliage s’oriente naturellement sur celui
possédant l’induction à saturation la plus grande : l’alliage Metglas 2605 CO.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
83
Dans les articles présentés précédemment, évoquant l’utilisation d’amorphes dans des
machines électriques, la plupart des auteurs s’accordent sur la difficulté de mise en forme
de circuits magnétiques amorphes à causes des propriétés mécaniques des verres
métalliques. Metglas met à la disposition de ses clients des formes de noyaux amorphes
prédécoupées avec différentes dimensions disponibles [MET]. La gamme POWERLITE®
de Metglas référence des noyaux de forme rectangulaire ainsi que des noyaux en C,
fabriqués à partir d’un empilement de laminations de l’alliage amorphe 2605SA1. Bien que
l’alliage 2605CO convienne mieux à notre application pour son induction à saturation
élevée, nous choisissons les produits de la gamme POWERLITE® pour la partie
expérimentale de ce mémoire, de manière à éviter des opérations de découpe compliquées
et onéreuses.
La Figure 34 ci-dessous montre deux noyaux en C POWERLITE® de Metglas de référence
AMCC 367S et présente leurs dimensions principales. D’autres noyaux de dimensions
différentes existent au catalogue du constructeur. Nous nous servirons cependant de ces
noyaux pour la suite de notre travail.
Figure 34: Illustration et dimensions de deux noyaux POWERLITE® de Metglas.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
84
3.6 Évaluation des performances d’un noyau POWERLITE®.
Avant d’utiliser les noyaux amorphes POWERLITE® au sein du circuit magnétique de la
MFT claw-pole à stator hybride dans la partie expérimentale de cette recherche, il est
nécessaire d’évaluer les performances magnétiques des noyaux Metglas à l’extérieur de la
machine. Nous présentons ici les résultats de mesures de cycles d’hystérésis (AC) et de
pertes ferromagnétiques de deux noyaux POWERLITE® à différentes fréquences. Nous
confrontons ensuite ces résultats à ceux obtenus lors de mesures effectuées sur un
empilement de tôles Fe-Si NO M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm, habituellement utilisées
pour la fabrication des noyaux en C de la MFT claw-pole à stator hybride.
Il est possible de se faire une idée des pertes dissipées dans un matériau magnétique sont
calculables à partir de l’aire de son cycle d’hystérésis. À l’aide de mesures DC du cycle, on
peut déterminer les pertes par hystérésis d’un matériau. Une mesure AC d’un cycle permet
quant à elle de visualiser les pertes ferromagnétiques totales. Le cycle d’hystérésis AC d’un
matériau magnétique peut s’élargir en fonction de la fréquence si les pertes par courant de
Foucault, qui augmentent proportionnellement au carré de la fréquence, sont significatives
par rapport aux pertes par hystérésis. À l’aide d’un hystérésigraphe développé au LEEPCI
[CYR], nous avons relevé le cycle d’hystérésis (AC) de noyaux constitués d’un empilement
de tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm pour plusieurs fréquences allant jusqu’à 1
kHz. Nous avons ensuite effectué le relevé des mêmes cycles pour des noyaux amorphes
POWERLITE® dans un domaine de fréquence similaire.
Nous comparons sur la Figure 35 les cycles d’hystérésis AC de noyaux en tôles Fe-Si à
ceux de noyaux amorphes POWERLITE® relevés lors de tests à 60, 400 et 600 Hz. Les
mesures expérimentales ont été faites suivant le protocole décrit dans [CYR]. À l’aide des
courbes, nous constatons d’abord que l’induction à saturation mesurée avec
l’hystérésigraphe dans le cas des noyaux POWERLITE® correspond bien à celle renseignée
par le fabriquant à savoir 1,56 T [MET]. Celle mesurée dans le cas des tôles est
anormalement faible. Nous expliquons ceci par la présence d’un entrefer non désiré dans le
circuit de tôles.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
85
Une première observation de la Figure 35 nous permet de constater que les aires des cycles
d’hystérésis de noyaux en tôles Fe-Si sont bien plus importantes dans le domaine de
fréquences que nous présentons que celles des cycles d’hystérésis des noyaux amorphes
POWERLITE® aux mêmes fréquences.
Une deuxième observation nous permet également de remarquer le « gonflement » du cycle
d’hystérésis des tôles Fe-Si avec l’augmentation de la fréquence dont la cause principale est
l’augmentation des pertes par courants de Foucault. Nous constatons alors que les cycles
des noyaux amorphes gonflent peu en comparaison à ceux des tôles lorsque la fréquence
augmente de 60 Hz à 600 Hz. Nous concluons de ces deux observations que les pertes
ferromagnétiques dissipées dans les noyaux en tôles M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm
sont bien plus importantes que celles dissipées dans les noyaux amorphes POWERLITE®
dans le domaine de fréquence observé. Nous ne chercherons pas à quantifier les pertes à
partir de l’estimation graphique de l’aire des cycles d’hystérésis présentés.
Figure 35: Comparaison des cycles d'hystérésis de noyaux en tôles M19 29 Gage
d'épaisseur 0,35 mm et de noyaux amorphes POWERLITE® à 60, 400 et 600 Hz.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
86
Les mesures de cycles d’hystérésis AC réalisées avec l’hystérésigraphe conçu au LEEPCI
[CYR] nous apportent donc une première confirmation de nos attentes concernant les
performances des matériaux amorphes, décrites au cours de ce chapitre, mises en relation
avec celles des tôles Fe-Si utilisées jusqu’alors dans la MFT claw-pole à stator hybride.
Pour quantifier les pertes ferromagnétiques dans les noyaux POWERLITE® à différentes
fréquences, il est nécessaire d’effectuer d’autres mesures.
Pour déterminer les pertes ferromagnétiques des noyaux POWERLITE®, nous avons
effectué des mesures suivant le protocole décrit dans l’annexe A de ce document. En
réalisant un circuit magnétique fermé à l’aide de deux noyaux amorphes dans lequels sont
placées deux bobines à la manière d’un transformateur, nous alimentons les enroulements
de la première bobine avec un courant alternatif sinusoïdal. En laissant le secondaire du
transformateur ainsi formé en circuit ouvert, seul le flux magnétisant circule dans le circuit
magnétique. L’énergie dissipée dans la branche magnétisante correspond alors à l’énergie
dissipée à cause des pertes fer des noyaux. La lecture de la puissance active effectuée à
l’aide d’un appareil adéquat, nous fournit alors les pertes ferromagnétiques des noyaux.
L’induction dans les noyaux est ensuite déterminée à partir de la lecture de la tension aux
bornes d’un enroulement. Suivant ce protocole de mesure, nous avons effectué des relevés
de pertes dans les noyaux POWERLITE® dans un domaine de fréquences allant jusqu’à 1
kHz et pour des inductions comprises entre 0,2 T et 1,4 T.
À partir des résultats obtenus, nous avons déterminé une formule permettant l’évaluation
des pertes fer dans les noyaux POWERLITE® (21) à la manière de celle que nous avons
obtenue dans [DUB3] pour les noyaux en tôles Fe-Si M19 29 Gage (15) :
_ 2605 1 1,465 6 2 2( , )0,00618 3,33 10noyau SA
noyau noyau
P f BB f B f
m−= ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅ (21)
L’équation (21) est valable sur l’étendue de mesures utilisée dans nos essais c'est-à-dire
dans un domaine de fréquence allant de 50 Hz à 1 kHz et pour des inductions crêtes dans
les noyaux comprises entre 0,2 T et 1,4 T. L’erreur maximale observée entre les pertes
mesurées et les pertes calculées avec la formule est de 18 %, l’erreur moyenne étant de 4,5
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
87
% avec un écart type de 3,5 %. Nous jugeons ces écarts acceptables et utiliserons la formule
(21) pour la suite de notre travail.
La Figure 36 présente les pertes ferromagnétiques [W/kg] dissipées dans un empilement de
tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm ainsi que dans des noyaux amorphes
POWERLITE®, déterminées à partir des équations (15) et (21), pour des inductions allant
de 0,2 T à 1,4 T, à 60 Hz, 400 Hz et 1000 Hz.
Les courbes de la Figure 36 nous confirment les faibles pertes fer de l’alliage amorphe
2605 SA1 mises en rapport avec celles des tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm.
D’après nos mesures, les pertes dissipées dans un noyau amorphe dont l’induction est de
1,4 T à 400 Hz s’élèvent à 5 W/kg alors que celles dissipées à la même fréquence et à la
même induction dans un empilement de tôles Fe-Si d’épaisseur 0,35 mm sont près de 7 fois
plus élevées, montant à 34,5 W/kg.
Figure 36: Comparaison des pertes ferromagnétiques dissipées dans des noyaux de
tôles M19 29 Gage d'épaisseur 0,35 mm et des noyaux amorphes POWERLITE® à
différentes fréquences et pour différentes inductions dans les noyaux.
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
88
Lorsque nous évaluons 0,6 W/kg de pertes à 60 Hz, 1,4 T dans les noyaux POWERLITE®
dont nous disposons au laboratoire, la documentation fournie par Metglas donne le chiffre
de 0,2 W/kg à la même fréquence et pour la même induction [MET]. Cet écart s’explique
par le fait que les noyaux que nous utilisons n’ont pas subi de recuit sous champ
longitudinal, opération qui permet de réduire davantage les pertes dans les noyaux (c.f.
3.3.1.3) et que nous ne pouvons effectuer au laboratoire. Les chiffres présentés par le
fabricant sont issus de mesures effectuées sur des noyaux ayant subi un tel recuit. Nous ne
disposons pas d’autres données provenant du fabricant. Pour la suite de ce mémoire, nous
choisissons d’utiliser les pertes spécifiques issues de nos mesures. Il doit cependant être
précisé que des pertes encore plus basses pourraient être obtenues en effectuant un recuit,
tel que proposé par le fabricant.
3.7 Conclusion : proposition d’une nouvelle structure de MFT :
la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
Dans cette troisième partie, nous nous sommes attachés à présenter un matériau
ferromagnétique doux relativement nouveau aux caractéristiques magnétiques très
intéressantes : le matériau amorphe. À la différence des matériaux cristallins, la structure
moléculaire de ces matériaux est amorphe, ce qui les rend aisément magnétisables et
explique leurs pertes ferromagnétiques relativement basses dans des domaines de
fréquences pouvant aller jusqu’à 1 MHz.
Après avoir évoqué le procédé de fabrication de ces matériaux, nous nous sommes attachés
à décrire leurs propriétés magnétiques et mécaniques. Nous avons alors insisté sur l’origine
principale des faibles pertes des amorphes : leur anisotropie faible et modifiable. En
s’intéressant aux champs d’applications des verres métalliques dans le domaine
électrotechnique, nous avons tenté d’expliquer pourquoi les amorphes n’étaient encore que
très peu utilisés dans les machines électriques malgré les bénéfices qu’ils engendrent
(diminution des pertes, augmentation du rendement d’une machine). Nous avons alors
conclu sur le fait que les difficultés de mise en œuvre d’un circuit magnétique à noyaux
amorphes, qui dissuadent très souvent les concepteurs d’utiliser de tels matériaux dans le
3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.
89
cas de machines conventionnelles, peuvent être contournées dans le cas d’une MFT claw-
pole à stator hybride.
Nos recherches nous ont finalement conduis vers un noyau amorphe produit par la société
Metglas dont la forme convient à notre application : le noyau POWERLITE®. L’évaluation
des pertes de tels noyaux nous conforte dans l’idée de l’emploi bénéfique des amorphes
comme matériau de substitution aux tôles Fe-Si.
À la fin de cette troisième partie, nous sommes en mesure de proposer une nouvelle
structure de MFT : la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. La structure de
machine que nous suggérons conservera les pieds statoriques faits de SMC, la structure à
rotor à concentrateurs de flux, mais verra les noyaux en C faits de tôles Fe-Si remplacés par
des noyaux POWERLITE®. La Figure 37 présente le circuit magnétique du stator de la
MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
L’utilisation des noyaux POWERLITE® devrait donner lieu à une augmentation du
rendement de la machine par rapport à la version à noyaux laminés. Grâce à la réduction
des pertes fer, l’emploi d’amorphes devrait également permettre un accroissement des
fréquences de fonctionnement de la MFT et ouvrir ce type de machine à de nouvelles
applications. Dans la prochaine partie, nous nous proposons de vérifier expérimentalement
les performances d’une telle machine.
Figure 37: MFT claw-pole à stator hybride et à noyaux amorphes.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
90
4 DÉTERMINATION EXPÉRIMENTALE DES
PERTES FERROMAGNÉTIQUES D’UNE MFT
CLAW-POLE À STATOR HYBRIDE À NOYAUX
AMORPHES.
4.1 Introduction
L’étude menée jusqu’à présent nous a permis d’apprécier la solution apportée par le
concept de stator hybride au problème des pertes fer élevées dans les MFT. Des simulations
par éléments finis ainsi que des essais expérimentaux [DUB3] nous ont permis de mettre en
évidence que l’utilisation combinée de SMC à celle de tôles dans le circuit magnétique de
la MFT claw-pole à stator hybride, donne lieu à une réduction appréciable des pertes
ferromagnétiques de la machine. Nous avons conclu la deuxième partie sur le fait qu’il était
possible d’exploiter ce concept pour réduire les pertes encore davantage. Considérant
l’usage des poudres de fer comme une contrainte justifiée par la nécessité de l’emploi d’un
matériau isotrope dans les pieds de la MFT claw-pole à stator hybride, nous avons alors
orienté nos recherches sur un matériau de substitution aux tôles utilisées dans les noyaux en
C. Le troisième chapitre nous a permis de découvrir un matériau magnétique aux propriétés
excellentes, à savoir l’amorphe. Nous avons conclu la troisième partie sur l’utilisation
favorable de noyaux amorphes POWERLITE® de Metglas et finalement proposé une
nouvelle version de MFT claw-pole : la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux
amorphes.
Afin de confirmer les avantages procurés par l’utilisation de noyaux POWERLITE® au
stator de la machine, il est nécessaire de mettre en place un protocole de mesure
expérimental. Nous consacrerons ce quatrième chapitre à l’évaluation expérimentale des
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
91
pertes ferromagnétiques de la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. Après
avoir décrit des méthodes de mesure des pertes fer communément utilisées dans les
machines électriques, nous détaillerons l’approche que nous avons retenue. Nous
présenterons et discuterons finalement des résultats de mesures de pertes réalisées au stator
d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux faits de laminations Fe-Si ainsi qu’au stator
d’une même machine faite à partir de noyaux amorphes POWERLITE®.
4.2 Description de méthodes expérimentales d’évaluation des
pertes fer dans les machines électriques.
Afin d’évaluer le gain apporté par l’emploi de noyaux amorphes comme substitution aux
noyaux faits de tôles Fe-Si, jusqu’alors utilisés dans la MFT claw-pole à stator hybride,
nous allons chercher à mesurer expérimentalement les pertes ferromagnétiques au stator
d’une telle machine. Une brève revue de littérature nous a permis de déterminer quelques
méthodes expérimentales d’évaluation des pertes fer dans les machines électriques,
utilisables pour nos travaux. Nous allons chercher à construire un protocole de mesure en
choisissant parmi les techniques existantes, à partir de plusieurs objectifs :
- le protocole de mesure que nous désirons mettre en place doit utiliser une méthode
permettant d’évaluer les pertes fer au sein même du stator ou dans un système
simulant le fonctionnement réel du stator d’une MFT claw-pole à stator hybride. Le
protocole d’expérience et la technique de mesure doivent permettre l’estimation de
pertes dans une machine utilisant des noyaux POWERLITE® mais aussi des noyaux
de tôles Fe-Si, de façon à établir des comparaisons de performances;
- la méthode que nous allons utiliser dans notre protocole expérimental doit permettre
la distribution des pertes ferromagnétiques dans les différentes pièces du stator de la
MFT. La technique choisie doit fournir la distribution des pertes dans les pieds mais
également dans les noyaux en C de la machine;
- la méthode et le protocole d’expérience que nous souhaitons utiliser doivent
permettre d’effectuer des mesures relativement précises;
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
92
- le protocole expérimental à mettre en place doit être assez simple de manière à ce
qu’il s’intègre dans l’échéancier d’un travail de maîtrise et que son coût reste
relativement modéré.
Nous présentons ici trois méthodes d’évaluation des pertes fer communément utilisées dans
les machines électriques. À partir des objectifs que nous nous sommes fixés, nous allons
être en mesure de choisir une technique que nous utiliserons dans notre protocole
expérimental.
4.2.1 Mesure par la puissance d’entrée et la séparation des pertes.
Une méthode classiquement utilisée pour déterminer les pertes fer d’une machine consiste à
identifier, séparer et mesurer toutes ses pertes. Les pertes fer se déduisent de l’ensemble des
pertes de la machine par une simple soustraction. Il s’agit notamment de la technique
utilisée par Jack et al. [JAC] pour déterminer les pertes fer d’un servomoteur à aimants
permanents et à stator en SMC. C’est aussi celle de Guo et al. [GUO3] qui mesurent ainsi
les pertes fer d’une machine claw-pole à aimants permanents et à stator en SMC
La méthode de mesure utilisée dans [JAC] et [GUO3] nécessite la réalisation d’un
entraînement : la machine dont on souhaite déterminer les pertes ferromagnétiques, utilisée
en génératrice, est couplée à un moteur d’entraînement dont on mesure avec précision la
puissance qu’on lui fournit. La puissance délivrée à ce dernier est alors mesurée en deux
circonstances:
- Pour une vitesse donnée, un premier essai est réalisé sans charge c'est-à-dire en
découplant le moteur d’entraînement de la génératrice dont on souhaite déterminer
les pertes fer.
- Un deuxième essai est alors effectué à la même vitesse, en réalisant l’accouplement
entre le moteur d’entraînement et la génératrice dont on souhaite déterminer les
pertes fer. À noter que le stator de la génératrice est laissé en circuit ouvert.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
93
La différence des puissances d’entrées mesurées à l’occasion de ces deux essais est égale à
la somme des pertes fer (au stator et au rotor) et des pertes mécaniques de la génératrice.
Les pertes fer sont alors déduites des pertes mécaniques déterminées, à la même vitesse de
rotation, en effectuant les deux essais précédents, en veillant cette fois-ci à remplacer le
stator de la machine testée par un stator factice, de manière à reproduire l’effet des
frottements de l’air (Guo et al. utilisent un tube de bois comme stator factice dans
[GUO3]).
L’utilisation de cette technique nécessiterait la mise en place d’un entraînement, dont nous
présentons un schéma sur la Figure 38 ci-dessous :
Figure 38: Schéma de l'entraînement à réaliser pour la mesure des pertes fer par la
méthode de la mesure de la puissance d'entrée et la séparation des pertes.
La Figure 39 présente le bilan des puissances associées à l’entraînement de la Figure 38 :
Figure 39: Bilan de puissance de l’entraînement de la Figure 38.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
94
En adoptant une procédure similaire à celle décrite dans [JAC] et [GUO3] et en réalisant un
entraînement semblable à celui présenté sur la Figure 38, nous sommes en mesure de
déterminer la puissance fournie au stator de la MFT claw-pole à stator hybride. En laissant
le circuit statorique de la machine à vide, nous pouvons de la sorte déterminer les pertes fer
dans les concentrateurs, dans les aimants, dans les pieds et dans les noyaux de la machine.
Cependant, bien que la méthode de mesure soit relativement simple à mettre en œuvre, un
protocole expérimental faisant usage de cette technique présente de nombreux
inconvénients :
- la première limitation notable concerne les imprécisions de la méthode liées aux
erreurs de mesures. En effet, la technique étant basée sur la soustraction de quantités
similaires, à savoir des puissances mesurées lors de plusieurs essais, une incertitude
sur chaque mesure peut conduire à une erreur importante sur l’estimation des pertes
fer. Cet inconvénient est notamment soulevé par Baholo et al. [BAH]. Bousbaine
[BOU] ajoute que plus le rendement du moteur dont on souhaite déterminer les
pertes fer est élevé, moins la méthode s’avère efficace;
- la deuxième limitation vient du fait que cette technique ne permet pas de connaître
la distribution des pertes fer dans les différentes parties du stator, ce que souligne
Bousbaine [BOU]. En appliquant cette méthode, nous pouvons déterminer les pertes
fer totales du stator, mais sommes incapables de connaître la proportion de pertes
dans les concentrateurs, dans les aimants, dans les pieds et dans les noyaux en C du
stator de la MFT.
À cause de ces deux inconvénients, cette méthode ne permet pas d’atteindre les objectifs
que nous nous sommes fixés pour l’élaboration de notre protocole expérimental. Pour cette
raison, nous avons fait le choix de ne pas utiliser cette technique pour la mesure des pertes
fer dans la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
95
4.2.2 Mesure calorimétrique des pertes.
Étant donné que toutes les pertes dissipées à l’intérieur d’une machine électrique génèrent
de la chaleur, il est possible de déterminer ces pertes par la mesure du flux de chaleur
produit par le moteur. C’est le principe de la mesure calorimétrique utilisée par Baholo et
al. dans [BAH]. Bien que très précise, cette méthode n’est que rarement employée
aujourd’hui. Elle a été utilisée dans une plus large mesure par le passé, pour la mesure de
pertes dans des génératrices de taille importante, dont la majorité de la chaleur est dissipée
au travers un médium (hydrogène et/ou eau dionisée) et dans le cas où une quantité
négligeable est transmise à l’air par la culasse.
Lorsqu’un fluide, à une certaine température, passe, à une certaine vitesse, à travers une
surface qui entoure complètement une machine électrique ayant atteint son régime
permanent thermique à une autre température, les lois thermodynamiques nous permettent
d’établir l’expression des pertes dans la machine de la manière suivante :
machine fP c q Tρ= ⋅ ⋅ ⋅∆ (22)
avec Pmachine la somme des pertes dans la machine en [W], c la capacité calorifique
massique spécifique de fluide en [J/°C kg], ρf la densité du fluide en [kg/m³], q la vitesse
volumique du fluide en [m³/s] et ∆T la différence de température du fluide avant et après
son passage à travers la surface du moteur en [°C].
Baholo et al. décrivent dans [BAH] le protocole expérimental qu’ils ont mis en place pour
la mesure des pertes dans des machines électriques dont la puissance développée peut aller
jusqu'à 75kW. Leur dispositif de mesure que nous présentons sur la Figure 40 utilise de
l’air comme fluide réfrigérant. L’air est soufflé à vitesse constante au moyen d’un
ventilateur dans une enceinte calorimétrique qui contient le moteur dont on cherche à
déterminer les pertes. Ce dernier, qui fonctionne en génératrice lors des essais, est couplé à
une machine DC qui l’entraîne. L’air est tout d’abord chauffé par une source de chaleur de
manière à atteindre la température initiale du test. La température du flux d’air à l’entrée
(T1) et à la sortie (T2) du calorimètre est mesurée dans deux circonstances :
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
96
- les températures sont relevées dans un premier temps lorsque la machine testée est
entraînée par le moteur CC. L’enregistrement de la température s’effectue lorsque la
machine testée a atteint son régime permanent thermique.
- La machine testée est ensuite découplée du moteur d’entraînement. L’alimentation
des sources de chaleur de compensation est alors activée de sorte à générer la même
élévation de température T1 – T2 de l’air qui circule dans le calorimètre obtenue
lors de l’essai précédent.
De cette manière, la puissance dissipée par les sources de chaleur de compensation réplique
la puissance dissipée par le moteur, à savoir ses pertes. Une base chauffante permet de
compenser la dissipation de chaleur à travers les parois et la base du calorimètre.
Les auteurs de [BAH] expliquent que la durée des essais de mesures de pertes avec leur
dispositif varie entre 10 et 30 heures, dépendamment de la taille du moteur. Leur méthode
de mesure s’avère très précise : la mesure des pertes à vide d’une machine asynchrone de
37 kW, de 2 paires de pôles à 50 Hz par leur méthode présente une différence de 1% par
rapport à la même mesure effectuée avec un wattmètre de précision.
Figure 40: Dispositif de mesure calorimétrique des pertes [BAH].
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
97
Malgré la précision des mesures obtenues avec cette méthode, de nombreux inconvénients
apparaissent lorsque l’on envisage son utilisation pour l’évaluation des pertes fer de la MFT
claw-pole à stator hybride :
- il est impossible de déterminer la distribution des pertes fer entre les différentes
pièces du circuit magnétique (aimants, concentrateurs, noyaux en C et pieds);
- le principe de mesure calorimétrique exige un dispositif semblable à celui réalisé
par Baholo et al. dans [BAH]. Un tel protocole expérimental s’avère très difficile à
mettre en oeuvre et très dispendieux. La complexité technologique et l’expérience
requises pour l’élaboration d’un tel dispositif dépassent le cadre d’une validation
expérimentale d’un travail de maîtrise.
Les deux inconvénients relevés ici nous amènent à ne pas retenir cette technique de mesure
pour l’élaboration de notre protocole expérimental.
4.2.3 Mesure thermométrique des pertes.
La puissance dissipée dans une partie d’une machine électrique peut également, dans
certaines conditions, être mesurée à partir de l’élévation de température qu’elle provoque
dans cette dernière. C’est le principe de la méthode thermométrique ou de la technique de
mesure des pertes par l’élévation de température. Nous allons présenter ici l’approche
thermométrique développée par Bousbaine [BOU] qui permet la mesure des pertes fer dans
une machine asynchrone.
Considérons un corps idéal homogène à une température T, possédant une capacité
thermique C, entouré de i régions à des températures Ti. Si le corps en question, sous
l’influence d’un phénomène physique, est amené à dissiper une puissance P, les lois
thermodynamiques nous permettent de prédire son élévation de température ainsi que les
échanges thermiques qui vont avoir lieu avec les régions adjacentes. La Figure 41 ci-
dessous illustre le système thermique formé par le corps en question et ses régions
avoisinantes.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
98
Figure 41: Représentation schématique des échanges thermiques entre un corps
homogène idéal et ses régions environnantes.
Lors de son échauffement, le corps stocke une certaine quantité de chaleur et en échange
une autre avec les régions avoisinantes. L’équation des transferts de chaleur associés au
corps peut alors s’écrire ainsi :
1( )
j
i ii
dTP G T T Cdt=
= ⋅ − + ⋅∑ (23)
, avec P la chaleur générée par le corps, T sa température, C sa capacité thermique, Ti les
températures des régions environnantes et Gi les conductances thermiques ( en W/°C)
existantes entre le corps et ses j régions adjacentes.
Nous pouvons assimiler une partie d’un moteur électrique dissipant une certaine quantité de
chaleur à cause d’un mécanisme de pertes fer à un tel corps homogène. Il peut par exemple
s’agir d’une région d’un stator laminé d’une machine électrique qui, sous l’influence d’un
champ magnétique, génère de la chaleur à cause de ses pertes ferromagnétiques. D’après
l’équation (23), une partie de la chaleur générée est alors stockée dans le volume délimitant
la région du stator considérée (terme en CdT/dt) et une autre est échangée avec les régions
avoisinantes, par des mécanismes de conduction, convection ou radiation. Lorsque le
régime permanent thermique a été atteint, le stockage de chaleur cesse à l’intérieur du corps
homogène: la puissance générée est alors entièrement transférée dans les régions adjacentes
comme le suggère l’équation (24) :
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
99
1( )
j
i m ii
P G T T=
= ⋅ −∑ (24)
, avec Tm la température de la région considérée une fois le régime permanent thermique
atteint. L’équation (24) nous montre ainsi qu’il est possible de connaître les pertes
ferromagnétiques dissipées dans une partie d’une machine électrique en régime permanent
thermique à partir de la connaissance et de la quantification préalable des transferts
thermiques associés à cette partie (conductances Gi).
Cependant, l’identification et la détermination des transferts thermiques existant entre une
zone d’un moteur dans laquelle on souhaite connaître les pertes fer et ses régions adjacentes
est complexe. Bousbaine explique dans [BOU] que la difficulté d’estimation numérique des
facteurs gouvernant les échanges thermiques nuit fortement à la précision d’une méthode
d’évaluation des pertes basée sur (24).
L’approche thermométrique présentée dans [BOU] est différente : elle se base sur le fait
que les pertes générées dans les différentes parties d’un moteur peuvent être déterminées en
mesurant l’énergie qu’elles absorbent ou restituent lorsque les conditions expérimentales
changent. Elle permet alors de s’abstenir de toute identification et quantification des
échanges thermiques entre la zone de mesure et ses régions voisines.
Considérons une zone d’un moteur en fonctionnement dissipant des pertes fer P, ayant
atteint son régime permanent thermique (24). Lorsque la source de pertes fer est coupée
(exemple : extinction du circuit d’excitation du stator d’une machine asynchrone dont on
cherche à déterminer les pertes fer dans une zone du stator), si les conditions de
refroidissement fournies avant et pendant le régime permanent sont maintenues, la pente
initiale de la variation de température de la zone en question est proportionnelle aux pertes
fer dans la région considérée.
Après extinction des pertes, le corps se refroidira progressivement suivant une loi
exponentielle, à partir du temps t = 0. L’équation de refroidissement (25) de cette zone
s’écrit alors :
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
100
1 1
1 1
1
1
1
j j
i ii i
j
i i G t G tC Ci
mj
ii
G TT e T e
G
= =
− ⋅ − ⋅=
=
⋅ ⎛ ⎞∑ ∑⎜ ⎟= ⋅ − + ⋅⎜ ⎟⎝ ⎠
∑
∑ (25)
si l’on suppose que les températures des régions adjacentes Ti n’évoluent pas pendant la
durée des mesures. Cette hypothèse de Ti constant ne sera valable que pour un temps de
mesure très court. En dérivant (25), la pente de la courbe de refroidissement est donnée par
l’expression (26) :
( )1 1 10
1 1j j j
i i m i i m ii i it
dT G T T G G T Tdt C C= = =→
⎡ ⎤⎛ ⎞ = ⋅ ⋅ − ⋅ = − ⋅ −⎜ ⎟ ⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦∑ ∑ ∑ (26)
Puis, en combinant les expressions (24) et (26), nous obtenons finalement
0t
dTP Cdt +→
⎛ ⎞= − ⋅⎜ ⎟⎝ ⎠ (27)
L’expression (27) nous montre qu’il est possible de connaître les pertes fer dissipées dans
un volume de matériau à partir de la mesure de sa pente initiale de refroidissement et en
connaissant la capacité thermique de celui-ci, après extinction des pertes.
Dans [BOU], Bousbaine a utilisé cette méthode de mesure pour construire un banc d’essais
permettant la mesure des distributions axiales, radiales et circonférentielles de densités de
pertes fer au sein d’une machine asynchrone. Pour respecter les conditions imposées par la
mesure, la mise en place d’un banc d’entraînement comparable à ceux présentés dans les
deux méthodes précédentes est nécessaire. Le rotor de la machine asynchrone testée est
couplé à celui d’un moteur d’entraînement : ceci permet de maintenir le rotor de la machine
en mouvement et ainsi conserver les conditions de refroidissement offertes par la rotation.
La Figure 42 ci-dessous présente un schéma du banc d’essais mis en place dans [BOU] :
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
101
Figure 42: Schéma du banc d’essai de mesure thermométrique des pertes fer dans une
machine à induction [BOU].
Le principe de mesure que nous venons de décrire ici est celui qui satisfait au mieux les
exigences que nous nous sommes fixées au début de ce chapitre (c.f. 4.2 ) pour déterminer
une méthode expérimentale de mesure des pertes fer dans la MFT à stator hybride à noyaux
amorphes. En effet, en utilisant la méthode thermométrique :
- nous sommes en mesure d’évaluer les pertes fer au sein même du stator d’une MFT
claw-pole à stator hybride utilisant un stator à noyaux de tôles Fe-Si ou à noyaux
amorphes POWERLITE®;
- nous sommes en mesure de dissocier les pertes fer dans les différentes composantes
du stator de la MFT. L’utilisation de la technique développée par Bousbaine nous
permet de connaître la distribution des pertes dans les pieds mais également dans les
noyaux en C de la machine;
- la méthode et le protocole d’expérience permettent d’effectuer des mesures
relativement précises;
- le protocole expérimental à mettre en place est relativement simple et réalisable
dans le temps à notre disposition durant ce travail de maîtrise;
Par contre, on relève les problèmes suivants :
- dans [BOU], l’auteur réalise des mesures de pertes fer sur une machine asynchrone,
lors du refroidissement de cette dernière. Le banc d’essais réalisé permet d’effectuer
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
102
les mesures sur la machine en coupant la source de champ (i.e. la source de pertes
fer) par l’extinction du courant dans le bobinage du rotor, après que le moteur ait
atteint son régiment permanent thermique, tout en maintenant le rotor en
mouvement. Cette opération est malheureusement irréalisable avec la MFT claw-
pole à stator hybride : le rotor de la machine étant à aimants permanents, il nous est
impossible de couper la source de champ et maintenir à la fois le rotor en rotation;
- le principe de mesure thermométrique étant basé sur la mesure de température dans
la machine quand ses conditions d’opération changent, nous pourrions envisager
l’utilisation du protocole de Bousbaine lors de l’échauffement de la machine, en
mesurant l’élévation de température entre un état de repos et un état de
fonctionnement de la machine. Cependant, les pertes évaluées avec la méthode
thermométrique ne sont proportionnelles à la pente initiale de l’échauffement que si
les mécanismes thermiques existants avant et après le changement d’opération sont
les mêmes (passage de l’expression (24) à (25)). Cette condition n’est
malheureusement pas rencontrée lors de l’échauffement de la machine : le
mouvement du rotor crée un mécanisme de transfert thermique de convection
inexistant à l’état de repos.
Des trois techniques d’évaluation des pertes fer sélectionnées et décrites ici, la méthode
thermométrique est celle qui répond le mieux aux exigences de l’expérience que nous
souhaitons monter. Cependant, nous avons montré également montré que l’approche
thermométrique développée par Bousbaine n’est pas directement employable dans notre
cas. Il nous faut donc penser à une autre technique de mesure basée sur l’élévation de
température qui nous permettra d’évaluer l’impact de l’utilisation de noyaux amorphes sur
les pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
103
4.3 Proposition d’une méthode expérimentale de détermination
des pertes fer de la MFT claw-pole à stator hybride à
noyaux amorphes : la méthode thermométrique isolée.
La brève revue de littérature effectuée au paragraphe précédent nous a permis de se diriger
vers l’approche thermométrique de mesure des pertes fer. La méthode de Bousbaine [BOU]
n’étant pas directement applicable à notre expérience, nous nous sommes inspirés de cette
dernière pour mettre en œuvre une approche expérimentale originale nous permettant de
déterminer les pertes fer dans la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. Cette
méthode est présentée ici.
Considérons un pôle du stator d’une MFT claw-pole à stator hybride. Lorsque le rotor de la
machine tourne et que le bobinage du stator est non alimenté, la circulation du flux produit
par le rotor engendre des pertes fer dans les noyaux en C ainsi que dans les pieds. L’étude
du circuit thermique, limitée à un pôle de la MFT, nous permet de comprendre l’élévation
de température qui survient dans les pièces du stator en raison des pertes fer (Figure 43) :
Figure 43: Transferts thermiques ayant lieu dans un pôle de la MFT claw-pole à
stator hybride à vide.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
104
Comme le décrit le schéma de la Figure 43, des échanges de chaleur surviennent au sein
d’un pôle de la MFT entre le noyau statorique, les pieds et l’air entourant le stator, lorsque
la machine fonctionne à vide. Un flux de chaleur Ppied est généré par les pertes fer
survenant dans les pieds et un autre est produit par celles dans le noyau Pnoyau. Les
températures du noyau et des pieds s’élèvent alors dépendamment de leur capacité
thermique spécifique respective et des échanges thermiques ayant lieu entre les pieds, le
noyau et l’air, conformément à la relation (23).
Le système thermique de la Figure 43 est trop complexe pour que la mesure seule de
l’élévation de température en divers points du circuit nous permette de déterminer les pertes
fer dans les pieds et le noyau. La connaissance des transferts thermiques par l’identification
des résistances thermiques Rpied, Rdissnoyau, Rdisspied, Rpiednoyau est requise si l’on
souhaite quantifier les pertes par la mesure de la température en divers points de ce circuit.
Cependant, il est possible de simplifier le circuit thermique représentant un pôle de la
machine en éliminant ou minimisant certains transferts thermiques. En isolant le noyau de
l’air ambiant et en supposant l’isolation parfaite, la dissipation de chaleur par convection et
radiation hors du noyau peut alors être négligée. Par contre, il est impossible d’isoler
complètement les pieds du stator à cause de la nécessité d’un entrefer mécanique. De plus,
le besoin d’un faible entrefer dans le cas d’une MFT [DUB6] élimine toute possibilité de
réalisation d’une mince couche isolante sur les pieds dans la zone de l’entrefer. Nous
éliminons alors des composants du circuit thermique de la Figure 43 : Rdissnoyau peut
alors être supprimée car égale à l’infini. Par contre, Rdisspied, Rpiednoyau subsistent dans
le circuit. En considérant le comportement thermique des deux pieds comme identique,
nous simplifions finalement le schéma de la Figure 43 pour obtenir celui de la Figure 44.
À partir des éléments du schéma thermique de la Figure 44, nous pouvons réécrire
l’expression (23) :
2 ( )2
pied noyau disspiedfer totales pied noyau pied ambiant
dT dT RP C C T T
dt dt= ⋅ ⋅ + ⋅ + ⋅ − (28)
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
105
Figure 44: Transferts thermiques ayant lieu dans un pôle de la MFT claw-pole à
stator hybride à vide dont le noyau est isolé.
Nous constatons une fois encore que la détermination des pertes fer dans le stator de la
machine à partir du relevé de l’élévation de température des pieds et du noyau ne peut être
effectuée sans connaissance préalable de la dissipation de chaleur présente dans les pieds
vers l’air ambiant. En effet, d’après (28), les valeurs des capacités thermiques des pieds et
du noyau pouvant être obtenues dans les catalogues de manufacturiers de matériaux, il est
encore nécessaire de connaître Rdisspied.
L’évaluation de la dissipation de chaleur par convection des pieds vers l’air ambiant par
une mesure expérimentale est difficile. Son estimation théorique effectuée à partir de
formules empiriques est entachée de trop grandes imprécisions. Il est malheureusement
impossible de simplifier le circuit davantage en éliminant l’influence de la dissipation de
chaleur dans l’air par les pieds par une opération similaire à celle effectuée précédemment.
Cependant, il est possible de négliger l’influence de la dissipation de chaleur des pieds vers
l’air ambiant lorsque Tpied = Tambiant. Supposons que la circulation du flux dans le stator de
la MFT, génératrice de pertes fer, prenne effet à un temps t = 0. Supposons également
qu’au temps t = 0-, toutes les parties du stator soient à température ambiante. À t = 0+, dès
lors que le flux commence à circuler, autrement dit, lorsque les pertes fer commencent à
créer de la chaleur dans le stator de la MFT, nous pouvons réécrire (28) :
( ) 02 pied noyau
fer totales pied noyaut
dT dTP C C
dt dt+→≈ ⋅ ⋅ + ⋅ (29)
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
106
D’après l’équation (29), la mesure de l’échauffement des pieds et du noyau d’un pôle isolé
de la MFT, pendant une période très courte pendant laquelle il est possible de négliger les
transferts thermiques par convection des pieds vers l’air ambiant, permet alors d’estimer les
pertes fer dans un pôle de la machine. De cette façon, en mettant en place un dispositif
semblable à celui que représente le schéma thermique de la Figure 44, c'est-à-dire en
rendant possible la mesure de l’élévation de température sur un noyau thermiquement isolé
et sur les pieds d’un pôle d’un MFT claw-pole à stator hybride, nous sommes en mesure de
déterminer les pertes fer au sein d’un pôle de la machine
Pour résumer, nous avons déterminé une approche thermométrique permettant d’évaluer les
pertes fer dans le stator d’une MFT claw-pole à partir de la formulation des hypothèses
suivantes :
- les pertes fer dans le stator de la MFT sont supposées identiques en chaque pôle de
la machine;
- la distribution des pertes fer est supposée identique dans chacun des deux pieds qui
constituent un pôle statorique de la MFT;
- le transfert thermique de convection des pieds vers l’air ambiant est négligeable
durant une courte période au début de l’échauffement, la différence de température
entre la surface du pied et l’air environnant étant alors très faible.
La mise en place d’un banc d’essais et d’une chaîne de mesure satisfaisant les exigences de
l’approche déterminée et permettant de respecter les hypothèses formulées pour que la
méthode soit valide, nous permettra d’évaluer les pertes dans une MFT claw-pole à stator
hybride. L’adaptation du banc pour permettre la mesure des pertes au stator de la machine
avec des noyaux POWERLITE® ou des noyaux de tôles rendra possible, par comparaison,
l’estimation de la distribution des pertes entre les pieds et le noyau. L’approche retenue
nécessitera la réalisation d’un banc d’essais de conception relativement simple que nous
allons présenter dans le paragraphe suivant.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
107
4.4 Réalisation du banc d’essais pour la détermination
expérimentale des pertes fer dans un pôle d’une MFT claw-
pole à stator hybride.
En suivant l’approche thermométrique isolée que nous avons développée à la section
précédente, nous présentons ici la réalisation d’un banc d’essais qui permettra de mesurer
les pertes fer dans les pieds et le noyau d’un pôle d’une MFT claw-pole à stator hybride. La
Figure 45 ci-dessous présente un schéma du banc d’essais et de la chaîne de mesure à
mettre en place pour l’élaboration de notre protocole expérimental.
Figure 45: Schéma du banc d'essais et de la chaîne de mesure mis en place pour la
détermination des pertes fer dans un pôle de la MFT claw-pole à stator hybride.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
108
4.4.1 Réalisation de la MFT claw-pole à stator hybride.
De manière à évaluer expérimentalement le bénéfice procuré par l’utilisation de matériaux
amorphes au sein du circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride, la réalisation
d’une machine test pour les essais est nécessaire. Dans la partie précédente, nous avons vu
que la méthode de mesure choisie peut se limiter à l’exploitation de mesures de température
effectuées sur un pole de la machine uniquement. De plus, la réalisation d’un entraînement
étant imposée par la méthode, la MFT à concevoir fonctionnera en génératrice et à vide.
Les contraintes imposées sur la MFT par la méthode de mesure sont donc les suivantes :
- la machine à concevoir ne doit comporter qu’un unique pôle au stator. Elle ne
nécessite pas de bobinage, les essais s’effectuant à vide;
- le pôle statorique de la machine est constitué de deux pieds en SMC et d’un noyau
en C. Le machine doit permettre d’interchanger un noyau POWERLITE® amorphe
avec un noyau fait de laminations Fe-Si de manière à évaluer les avantages procurés
par l’utilisation d’amorphes mais aussi pour quantifier la distribution des pertes fer
dans les pieds et dans les noyaux;
- le noyau statorique de la MFT doit être isolé avec soin de manière à supprimer les
déperditions de chaleurs par convection et conduction du noyau vers l’air ambiant et
le châssis du banc d’essais.
- Une bobine exploratrice doit être insérée autour du noyau de manière à mesurer
l’induction dans les noyaux, de façon à pouvoir comparer les pertes fer survenant
dans les noyaux mesurées avec le banc à d’autres mesures expérimentales.
- Un système de fixation et de maintien du stator doit être réalisé de manière à
pouvoir insérer le pôle statorique réalisé dans un rotor à aimants permanents tout en
conservant un faible entrefer. Le système à réaliser ne doit pas être en contact
thermique direct avec les pieds et le noyau, de façon à ne pas créer de dissipations
thermiques supplémentaires non désirées et fausser ainsi les résultats de mesure.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
109
Pour la réalisation de la MFT claw-pole test, nous avons à notre disposition un rotor de
MFT à aimants permanents et concentrateurs de flux semblable à celui utilisé dans les
essais expérimentaux que nous présentons dans [DUB3]. Le rotor que nous allons utiliser
possède 15 paires de pôles et un diamètre intérieur de 17,5 cm et une profondeur d’aimants
de 7,8 cm.
En fonction des dimensions du rotor, nous avons choisi dans les catalogues du fabricant
Metglas [MET] un noyau pouvant convenir à notre application. Le noyau POWERLITE®
de référence AMCC 367S est sélectionné. La Figure 34 en présente une illustration ainsi
que ses principales dimensions.
Parallèlement, des laminations Fe-Si M19 29 Gage en forme de C ont été découpées au
laser selon des dimensions similaires à celles du noyau POWERLITE® AMCC 367S. En
fonction des dimensions des noyaux utilisés, des pieds en SMC ATOMET® EM-1®
(dimensions fournies dans l’annexe B). Les Figure 46 a) et b) représentent les circuits
magnétiques statoriques de la MFT claw-pole monopolaire conçue.
a) b)
Figure 46: Circuit magnétiques statoriques à noyau a) amorphe b) de tôles utilisés
dans la MFT claw-pole à stator hybride test.
Un système d’isolation efficace, capable de s’insérer dans le rotor de la MFT, a également
été conçu. Celui-ci est illustré à la Figure 47.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
110
a) b)
Figure 47: Système d’isolation du stator de la MFT claw-pole à stator hybride test.
Une première isolation du noyau est assurée par une coque de plexiglas épaisse (Figure 47
a)). La coque peut accueillir indifféremment le noyau fait de tôles Fe-Si ou le noyau
amorphe POWERLITE®. Une bobine est enroulée autour du noyau de manière à connaître
le flux et l’induction dans ce dernier. Un canal percé dans la coque permet le passage des
capteurs de température. Une isolation complémentaire apportée par des lamelles de
styromousse permet de limiter les déperditions de chaleurs autour de la bobine dans le
canal et près des pieds. Une seconde isolation est ajoutée par-dessus la coque de plexiglas
par une seconde coque de styromousse (Figure 47 b)). La coque isolante en plexiglas est
fixée sur un support muni d’une glissière permettant l’insertion du stator sur un dispositif
de maintien. Le stator isolé peut alors coulisser et s’insérer dans le rotor (Figure 48 a)) :
a) b)
Figure 48: a) Insertion du stator dans le rotor. b) Vue de l’entrefer.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
111
Le dispositif de maintien du stator permet également d’ajuster l’entrefer de la machine. Des
entrefers inférieurs à 1 mm sont réalisables avec ce dispositif. Cependant, de manière à
prévenir tout risque de destruction des pieds, nous avons choisi de maintenir l’entrefer à 2
mm pour nos essais.
La MFT claw-pole à stator hybride monopolaire conçue pour notre expérimentation aurait
pu être améliorée par rapport à la version présentée ici. Tout d’abord, les dimensions du
circuit magnétique du stator ne sont pas optimales. En effet, la surface du stator dans
l’entrefer est plus importante que la surface du rotor. Pour éviter des dépenses trop élevées
lors de la construction de la machine, nous avons fait le choix de sélectionner un noyau
amorphe parmi ceux disponibles dans les catalogues de Metglas [MET]. Les dimensions du
rotor nous étant imposées, nous avons choisi un noyau POWERLITE® dont la largeur (i.e.
profondeur du stator) se rapprochait le plus de la profondeur des aimants et des
concentrateurs. Cependant, le noyau POWERLITE® AMCC 367S que nous avons choisi
possède une largeur de 12 cm quand la profondeur des aimants n’est que de 7,8 cm. La
Figure 49 illustre le problème. L’interface stator-rotor de notre machine n’est donc pas
optimale. L’utilisation d’un noyau de largeur égale à la profondeur des aimants et de pieds
aux dimensions réduites en conséquence aurait sans doute permis d’augmenter le niveau
d’induction dans notre noyau. Le dispositif conçu et présenté dans ce paragraphe nous
servira de MFT claw-pole monopolaire.
Figure 49: Interface stator-rotor de la MFT claw-pole à stator hybride conçue.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
112
Il nous permettra d’évaluer l’effet de l’utilisation de noyaux amorphes POWERLITE® sur
les pertes fer dissipées dans une MFT claw-pole à stator hybride.
4.4.2 Réalisation de l’entraînement utilisé pour les essais.
La méthode thermométrique isolée de mesure des pertes fer adoptée nécessite la mise en
place d’un entraînement. De manière à faire tourner le rotor pour faire circuler un flux et
engendrer des pertes fer dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride
que nous avons conçue, notre machine est couplée à un moteur d’entraînement CC tel
qu’indiqué à la Figure 50.
La vitesse maximale de fonctionnement de cette machine est de 1750 rpm. Le rotor de la
MFT étant composé de 15 paires de pôles, l’utilisation d’un tel moteur d’entraînement nous
permettra d’effectuer des mesures de pertes dans un domaine de fréquences allant de 0 à
400 Hz. La machine CC est à excitation indépendante. L’excitation de la machine est
fournie par un redresseur directement branché sur le réseau électrique pouvant fournir la
tension d’excitation nominale. La variation de vitesse de la machine est effectuée par
modification de sa tension d’induit avec une source de tension continue appropriée. Le banc
d’essais ainsi réalisé nous permettra la mesure des pertes fer dans le circuit magnétique de
la MFT claw-pole à stator hybride.
Figure 50: Entraînement utilisé pour les essais.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
113
4.4.3 Réalisation de la chaîne de mesure.
De manière à mesurer l’échauffement des pieds et du noyau de la MFT claw-pole à stator
hybride, une chaîne de mesure de température a été mise en place. Les contraintes imposées
sur la chaîne de mesure par le protocole expérimental sont les suivantes :
- pendant les essais, la chaîne de mesure à mettre en place doit permettre le relevé
avec précision de la température, du temps, de l’intensité et de la forme de
l’induction dans le noyau;
- la chaîne de mesure doit permettre une acquisition numérique automatique de la
température en fonction du temps. La sélection d’un système d’acquisition de
données possédant un port de communication est nécessaire. La réalisation d’un
programme d’acquisition et de traitement des données sur ordinateur est requise;
- la chaîne de mesure doit permettre le relevé de la température en plusieurs points du
circuit magnétique de la MFT. Plusieurs capteurs sont nécessaires.
La chaîne de mesure mise en place est représentée sur la Figure 51 :
Figure 51: Chaîne de mesure mise en place avec le banc d’essais.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
114
La mesure de la température est effectuée à l’aide de thermocouples de type K. Ces
thermocouples sont directement collés sur les parties du circuit magnétique dont nous
souhaitons mesurer l’élévation de température. Nous supposons le point de soudure chaude
(i.e. point où les deux fils du thermocouple sont reliés = point de mesure) suffisamment
petit pour négliger la capacité thermique du capteur qui pourrait influencer les mesures.
Leur précision est de ± 0,4 °C dans une échelle de température allant de 0 à 1300 °C.
Pour effectuer le relevé de la température, l’unité d’acquisition Fluke Hydra a été choisie.
L’appareil permet d’acquérir la température à partir de thermocouples de différents types.
Le dispositif permet le branchement et la lecture simultanée de 20 thermocouples. L’unité
d’acquisition possède également un port de communication GPIB. Nous avons fait le choix
de connecter 4 thermocouples de type K au module d’acquisition. La précision des mesures
réalisées avec l’appareil est -± 0,57 °C dans une échelle de température allant de 0°C à 60
°C. Cette incertitude vient s’ajouter à celle des thermocouples.
Le relevé de la forme et de l’intensité de l’induction dans le noyau de la MFT est effectué à
l’aide d’une bobine exploratrice (c.f. Figure 47). Pour chaque essai, nous visualiserons la
forme et noterons l’induction maximale dans le noyau en mesurant la tension aux bornes de
la bobine à l’aide d’un oscilloscope.
De manière à automatiser l’expérience, mais également pour obtenir une acquisition
numérique des mesures sur ordinateur pendant l’essai, nous avons créé un programme
permettant la lecture des températures relevées avec l’unité d’acquisition Fluke Hydra. Le
programme a été réalisé à l’aide du logiciel LABVIEW®. Il communique avec l’appareil de
mesure via une interface GPIB/USB. Il effectue le relevé de la température en fonction du
temps pour les 4 thermocouples utilisés. Les acquisitions sont effectuées chaque 5
secondes. La période d’échantillonnage a été déterminée de façon à respecter le temps
nécessaire à l’échange de données et ainsi garantir la validité des mesures lues pendant la
communication. Le programme permet également l’exportation des données vers un tableur
pour l’exploitation des résultats expérimentaux. Nous présentons les résultats de mesures
effectuées suivant ce protocole expérimental dans la section suivante.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
115
4.5 Évaluation des pertes ferromagnétiques dans la MFT claw-
pole à stator hybride à noyaux amorphes à l’aide du
protocole expérimental mis en place.
À partir de la méthode de mesure retenue et selon le protocole expérimental mis en place et
présenté à la section 4.4, nous avons mesuré les pertes fer dans le circuit magnétique d’une
MFT claw-pole à stator hybride, constituée d’un noyau amorphe POWERLITE®. Nous
avons également mesuré les pertes dans le stator d’une même machine comprenant un
noyau de tôles Fe-Si de manière à établir une comparaison de performances mais également
estimer la distribution des pertes dans les pieds et dans les noyaux. Cette comparaison et
ces mesures sont présentées ici.
Le dispositif mis en place permet de réaliser des mesures de pertes avec une induction dans
le noyau statorique de la MFT proche de 0,4 T. Ceci s’explique par une mauvaise interface
stator-rotor imposée par les impératifs de construction du banc d’essais (c.f. 4.4.1).
Ce niveau d’induction ne représente certes pas les niveaux d’induction habituellement
observés dans le cas d’une MFT claw-pole à stator hybride optimale. On cherche en effet à
travailler plus proche de l’induction de saturation des noyaux (1,5 T – 2T) de manière à
faire une meilleure utilisation du matériau. Pour le moment, notre but n’étant pas de
construire une machine optimisée mais bien d’évaluer le bénéfice procuré par l’utilisation
de noyaux amorphes, nous estimons ce niveau d’induction suffisant pour arriver à nos fins.
Le banc d’essais réalisé permet d’effectuer des mesures de pertes à des fréquences de
variation du flux dans le noyau allant de 0 à 400 Hz. Ce domaine de fréquence correspond à
au domaine de fonctionnement dans lequel les MFT sont habituellement utilisées (c.f. 1.3).
Des mesures de pertes effectuées dans ce même domaine de fonctionnement nous
permettront alors d’évaluer le bénéfice procuré par l’utilisation d’amorphes dans le circuit
magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
116
Figure 52: Disposition des thermocouples sur le stator de la MFT claw-pole.
Le banc d’essais et la chaîne de mesure conçus nous permettent de relever l’élévation de
température en quatre points du circuit magnétique. Nous avons choisi de disposer les
capteurs sur les parties du stator de la MFT tel que montré sur la Figure 52.
Un premier thermocouple (1 sur la Figure 52) est placé dans l’air ambiant sur le châssis du
banc d’essais. Celui-ci permet d’avoir la mesure de la température ambiante et de vérifier
que celle-ci ne s’élève pas durant l’essai, hypothèse que nous avons formulée. Deux
capteurs (2 et 3 sur la Figure 52) permettent ensuite de mesurer l’élévation de température
en deux points du noyau en C. Ces capteurs sont disposés sur la tranche des laminations car
la conduction thermique est meilleure dans le plan des laminations des matériaux. Un
quatrième (4 sur la Figure 52) capteur permet de mesurer l’élévation de température dans
un pied. Ce capteur est situé dans la zone isolée du stator, de manière à minimiser l’effet de
la dissipation de chaleur vers l’air ambiant.
Selon l’approche thermométrique et les hypothèses formulées, le relevé des températures
effectués à l’aide des capteurs 2 et 4 pendant une courte période au début de l’échauffement
permettra de négliger le transfert thermique de chaleur évacuée par les pieds. Bien que la
répartition du flux dans les pieds soit inhomogène (i.e. pertes fer localement différentes
dans plusieurs zones du pieds), nous supposerons que la mesure réalisée à l’aide du capteur
4 nous donne une bonne estimation de l’élévation de température due à des pertes fer
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
117
moyennes survenant dans les pieds, la chaleur se répartissant rapidement dans ces derniers.
Nous effectuons le relevé de l’élévation de température du noyau à l’aide du capteur 2. La
résistance Rpiednoyau du schéma thermique établi sur la Figure 44 modélise le transfert
thermique entre un pied et un noyau. En supposant une conduction de la chaleur des pieds
vers le noyau égale pour chaque pied, le choix du positionnement de ce capteur est donc
fait pour modéliser au mieux la conduction de chaleur représentée par la résistance
Rpiednoyau.
4.5.1 Résultats de mesures pertes effectuées dans la MFT claw-pole à
stator hybride à noyaux amorphes.
Dans cette section sont présentés les relevés des échauffements mesurés à l’aide des
capteurs 2 et 4 sur le circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride composé
d’un noyau amorphe POWERLITE® et de pieds en ATOMET® EM-1® (c.f. Figure 46 a)).
Les Figure 53 a), b), c), d), e), f), g), h) montrent les élévations de températures relevées
sur le pied (capteur 4) et le noyau POWERLITE® de la machine (capteur 2). À partir de
l’observation directe de ces figures, deux constats sont faits :
- la température en régime permanent du pied et du noyau augmente en fonction de la
fréquence à laquelle l’essai a été réalisé. Ceci traduit l’augmentation des pertes fer
dans le stator de la machine en fonction de la fréquence;
- la température du pied croît plus vite et de manière plus importante que celle du
noyau. Malgré l’existence du transfert thermique existant entre les pieds et le noyau,
cette observation laisse présager d’importantes pertes fer dans les pieds
comparativement à celles dans le noyau.
Nous pouvons également constater sur les Figure 53 a), b), c), d), e), f), g), h) la présence
de bruit dans les mesures. Ce bruit se manifeste par une variation rapide de la température
relevée à l’aide des thermocouples. Nous l’observons sur les données provenant des deux
capteurs.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
118
a)
b)
c)
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
119
d)
e)
f)
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
120
Figure 53: Mesure de l'élévation de température sur un pied et sur le noyau d'une
MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE® à a) 50 Hz b) 100
Hz c) 150 Hz d) 200 Hz e) 250 Hz f) 300 Hz g) 350 Hz h) 400 Hz. Ce bruit est observable lors de chaque essai, mais son intensité est variable dépendamment
de la fréquence de rotation : lors l’essai à 200 Hz, il entraîne une variation de ± 1,5°C de la
température et lorsqu’il est responsable d’une variation de ± 0,5°C, dans celui à 400 Hz.
L’origine du bruit provient de la vibration du banc d’essais et des capteurs à certaines
fréquences de rotation de la machine. Nous estimons cependant être en mesure de
déterminer sans trop d’erreurs les pentes au début des échauffements avec les données que
g)
h)
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
121
nous présentons. Pour les essais suivants, le banc d’essais a été stabilisé et les
thermocouples ont été fixés de manière plus efficace.
Les pentes à l’origine des échauffements relevés à l’aide des capteurs 2 et 4 ont également
été représentées sur la Figure 53 a), b), c), d), e), f), g), h). Conformément à la méthode de
mesure, celles-ci permettent de calculer les pertes dans le stator de la MFT selon
l’expression (29).
Les données fournies par les fabricants de matériaux nous permettent de connaître les
valeurs des capacités thermiques [J/kg°C] spécifiques de l’ATOMET® EM-1® matériau
constitutif des pieds et de l’amorphe 2605SA1 à partir duquel est fabriqué le noyau
POWERLITE®. La capacité thermique spécifique d’un matériau est un paramètre qui
évolue en fonction de la température. Cependant, dans le domaine de température qui nous
concerne (élévation de température < 40°C), cette évolution est négligeable : nous
considérerons donc les capacités thermiques spécifiques des matériaux comme constantes.
Le Tableau 12 ci-dessous présente les caractéristiques du noyau et des pieds qui
permettront de déterminer les pertes fer dans la configuration étudiée :
Tableau 12: Masses et capacités thermiques du noyau POWERLITE® et des pieds en
l’ATOMET® EM-1® [MET] [DUB5].
Propriétés Noyau amorphe POWERLITE®
Pieds ATOMET® EM-1®
Masse [kg] 0, 825 kg 2 x 0,129 kg
Capacité thermique [J/kg°C]
540 J/kg °C 450 J/kg °C
De l’expression (29), nous pouvons maintenant dériver une expression nous permettant de
déterminer les pertes fer pour chaque fréquence au stator de la MFT en fonction de la pente
à l’origine des élévations de températures relevées avec les capteurs 2 et 4 ainsi qu’à partir
des propriétés des matériaux présentées dans le Tableau 12 :
¨ ¨
4 2 2605 1 2605 1
0 0
( ) capteur capteurfer totales ATOMET ATOMET SA SA
t t
dT dTP f m C m C
dt dt+ +→ →
= ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ (30)
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
122
Nous présentons dans le Tableau 13 ci-dessous les résultats de calculs de pertes obtenus à
partir des données mesurées et de l’expression (30) :
Tableau 13: Résultats de mesures de pertes fer réalisées sur la MFT claw-pole à stator
hybride à noyau amorphe POWERLITE®.
Fréquence Pente au début de
l’échauffement mesuré sur le noyau (capteur 4)
Pente au début de l’échauffement mesuré sur le pied (capteur 2)
Pertes fer au stator de la MFT estimées avec (30)
53 Hz 4,3 × 10-4 °C/s 4,8 × 10-3 °C/s 0,75 W
100 Hz 7 × 10-4 °C/s 9 × 10-3 °C/s 1,35 W
158 Hz 1 × 10-3 °C/s 1,39 × 10-2 °C/s 2,05 W
204 Hz 1,3 × 10-3 °C/s 1,7 × 10-2 °C/s 2,55 W
255 Hz 1,5 × 10-3 °C/s 2,26 × 10-2 °C/s 3,29 W
302 Hz 1,7 × 10-3 °C/s 2,67 × 10-2 °C/s 3,85 W
350 Hz 1,9 × 10-3 °C/s 3,03 × 10-2 °C/s 4,36 W
400 Hz 2,1 × 10-3 °C/s 3,48 × 10-2 °C/s 4,97 W
Les résultats de mesures de pertes présentées dans le Tableau 13 confirment les remarques
que nous avons faites précédemment à partir de l’observation des échauffements de la
Figure 53 a), b), c), d), e), f), g), h) : nous constatons une évolution des pertes fer qui
croissent presque linéairement en fonction de la fréquence, comme nous le montre la
Figure 54.
Cette évolution quasi-linéaire des pertes fer au stator de la machine en fonction de la
fréquence permet de constater la prépondérance des pertes fer dans les pieds de la machine
par rapport aux pertes dans les noyaux amorphes POWERLITE®.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
123
Figure 54: Évolution des pertes en fonction de la fréquence mesurées dans le stator
d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE®. L’induction
mesurée dans le noyau s’élève à 0,36 T.
En effet, comme nous l’avons déjà vu au chapitre 2 (c.f. 2.2.2), une caractéristique des
SMC est que leurs pertes fer sont dominées par des pertes par hystérésis dans la zone de
fréquence considérée. Il en résulte une évolution des pertes fer des SMC presque linéaire en
fonction de la fréquence comme nous l’avons déjà montré sur la Figure 16.
Il nous est impossible à partir des seules mesures présentées dans le Tableau 13 de
déterminer la répartition des pertes fer dans les pieds et le noyaux de la machine. Comme
nous l’avons déjà expliqué précédemment (c.f. 4.3), notre approche tient compte du
transfert thermique par conduction existant entre les pieds et le noyau. L’échauffement
mesuré par les capteurs 2 et 4 est alors le résultat des pertes fer survenant dans les pieds et
dans le noyau à la fois. Nous déterminerons cette répartition par des essais similaires
réalisés cette fois-ci avec des noyaux de tôles Fe-Si. Ces essais nous permettront surtout
d’évaluer le bénéfice de l’emploi d’amorphes par rapport aux tôles dans la configuration de
MFT que nous étudions.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
124
4.5.2 Résultats de mesures de pertes effectuées dans la MFT claw-pole à
stator hybride conventionnelle à noyaux de tôles Fe-Si.
Nous présentons dans cette section les relevés des échauffements mesurés à l’aide des
capteurs 2 et 4 sur le circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride composé
d’un noyau fait d’un empilement de tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm et de
pieds en ATOMET® EM-1® (c.f. Figure 46 b)). Les essais présentés dans cette section ont
été réalisés aux mêmes fréquences de variation du flux dans le noyau que celles du
paragraphe précédent. L’induction dans le noyau de tôles mesurée lors de ces essais est la
même que celle observée dans le noyau amorphe lors des essais précédents. La Figure 55
a), b), c), d), e), f), g), h) à la page suivante montrent les élévations de températures
relevées sur le pied (capteur 4) et le noyau de tôles Fe-Si de la machine(capteur 2).
L’observation directe de ces courbes permet de faire les constats suivants :
- les températures en régime permanent relevées sur le noyau de tôles comme sur le
pied dans le cadre de ces essais sont plus élevées que celles observées dans le cadre
des essais précédents avec le noyau amorphe. De plus, la différence de température
observée en régime permanent entre le noyau (capteur 2) et le pied (capteur 4) est
moins importante que celle mesurée dans le cadre des mesures précédentes. Cette
observation laisse supposer à des pertes fer plus importantes dans le cas de
l’utilisation du noyau de tôles laminées;
- Les pentes initiales des échauffements mesurés à l’aide du capteur 2 et 4 sont plus
grandes avec les tôles que dans le cas des mesures avec les amorphes. La différence
est particulièrement notable lorsqu’on observe la pente initiale de l’échauffement
mesuré avec le capteur 2, c'est-à-dire sur le noyau de tôles. Cette observation traduit
également une augmentation des pertes fer dans le cas du stator à noyau de tôles.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
125
a)
b)
c)
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
126
d)
e)
f)
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
127
Figure 55: Mesure de l'élévation de température sur un pied et sur le noyau d'une
MFT claw-pole à stator hybride à noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35
mm à a) 50 Hz b) 100 Hz c) 150 Hz d) 200 Hz e) 250 Hz f) 300 Hz g) 350 Hz h) 400 Hz.
Tableau 14: Masses et capacités thermiques du noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage et
des pieds en l’ATOMET® EM-1® [PRO] [DUB5].
Propriétés Noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage
Pieds ATOMET® EM-1®
Masse [kg] 0, 995 kg 2 x 0,129 kg
Capacité thermique [J/kg°C]
490 J/kg °C 450 J/kg °C
g)
h)
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
128
À partir des données contenues dans le Tableau 14 et de l’équation (29), nous pouvons
dériver une expression permettant de déterminer les pertes fer pour chaque fréquence au
stator de la MFT en fonction de la pente à l’origine des élévations de température relevées
avec les capteurs 2 et 4 :
4 2 19 19
0 0
( ) capteur capteurfer totales ATOMET ATOMET M M
t t
dT dTP f m C m C
dt dt+ +→ →
= ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ (31)
Nous présentons dans le Tableau 15 ci-dessous les résultats de calculs de pertes obtenus à
partir données mesurées et de l’expression (31) :
Tableau 15: Résultats de mesures de pertes fer réalisées sur la MFT claw-pole à stator
hybride à noyau de tôles Fe-Si.
Fréquence Pente au début de
l’échauffement mesuré sur le noyau (capteur 4)
Pente au début de l’échauffement mesuré sur le pied (capteur 2)
Pertes fer au stator de la MFT estimées avec (31)
53 Hz 7 × 10-4 °C/s 4,3 × 10-3 °C/s 0,84 W
100 Hz 1,3 × 10-3 °C/s 8,7 × 10-3 °C/s 1,64 W
156 Hz 2,22 × 10-3 °C/s 1,26 × 10-2 °C/s 2,54 W
207 Hz 2,8 × 10-3 °C/s 1,7 × 10-2 °C/s 3,34 W
252 Hz 3,4 × 10-3 °C/s 2,21 × 10-2 °C/s 4,22 W
302 Hz 4,1 × 10-3 °C/s 2,71 × 10-2 °C/s 5,15 W
352 Hz 4,9 × 10-3 °C/s 3,28 × 10-2 °C/s 6,2 W
396 Hz 5,3 × 10-3 °C/s 4,1 × 10-2 °C/s 7,24 W
Nous affichons les résultats de mesures de pertes présentés dans le Tableau 15 en fonction
des fréquences auxquelles les mesures ont été faites sur la Figure 56.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
129
Figure 56: Évolution des pertes en fonction de la fréquence mesurées dans le stator
d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage.
L’induction mesurée dans le noyau s’élève à 0,36 T.
L’évolution des pertes fer dans le circuit à noyau de tôles Fe-Si de la Figure 56 présente
une allure polynomiale. Les pertes fer ne varient donc pas linéairement avec la fréquence.
Comme nous l’avons déjà montré au chapitre 2 (voir 2.2.2 et 2.5), les pertes fer de tôles Fe-
Si suivent une évolution polynomiale lorsque la fréquence augmente, contrairement aux
SMC dont l’évolution des pertes est quasi-linéaire. L’observation de la courbe de la Figure
56 vient donc confirmer les remarques formulées à partir de l’observation des courbes
d’échauffement : les pertes fer au stator de la MFT à noyau de tôles Fe-Si sont plus
importantes que celles observées dans la MFT à noyau amorphe POWERLITE®. Étant
donné que les inductions mesurées sont les mêmes avec des tôles et avec des amorphes,
l’augmentation des pertes fer s’explique alors par un accroissement des pertes fer dans le
noyau par rapport à l’expérience précédente, comme le laisse apparaître l’allure
polynomiale de la courbe de la Figure 56.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
130
4.5.3 Comparaison des pertes relevées dans la MFT claw-pole à stator
hybride à noyau amorphe POWERLITE® et dans la MFT à noyau
de tôles Fe-Si. Distribution des pertes dans les différentes parties du
circuit magnétique.
À partir des mesures effectuées sur la MFT claw-pole à noyau amorphe et sur celle à noyau
de tôles Fe-Si, nous sommes en mesure de comparer les pertes fer survenant au stator des
deux machines. Nous affichons sur la Figure 57 ci-dessous l’évolution des pertes fer en
fonction de la fréquence dans les deux configurations :
L’observation de la Figure 57 nous permet d’apprécier l’intérêt de l’utilisation de noyaux
amorphes au sein de la MFT claw-pole à stator hybride. En effet, nous pouvons constater
Figure 57: Comparaison de l’évolution des pertes en fonction de la fréquence
mesurées dans le stator d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe
POWERLITE® et dans celui d’une machine similaire à noyau de tôles Fe-Si M19 29
Gage. L’induction mesurée dans les noyaux s’élève à 0,36 T.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
131
une réduction des pertes fer dans le stator de la machine à noyau amorphes. La baisse des
pertes fer se chiffre à près de 30 % à 400 Hz, pour une induction de 0,36 T mesurée dans
les noyaux.
Les données recueillies lors des deux tests nous permettent également de déduire la
distribution des pertes dans les différentes parties du stator : à partir de la connaissance des
pertes fer dans la MFT à noyau amorphe et dans celle à noyau de tôles, nous sommes en
mesure de déterminer les pertes dans les pieds et dans les noyaux des deux machines. En
effet, les deux essais ayant été faits à des fréquences similaires et pour une induction dans
les noyaux semblable, les pertes dans les pieds sont les mêmes dans les mesures sur la
machine à noyau amorphe et sur la machine à noyau de tôles.
Parallèlement aux mesures réalisées avec le banc d’essais, nous avons déterminé deux
nouvelles expressions permettant d’évaluer les pertes dans les tôles et l’amorphe pour des
inductions allant de 0,2 T à 0,5 T et des fréquences comprises entre 50 Hz et 400 Hz. Les
domaines d’inductions et de fréquences ainsi sélectionnés correspondent à ceux observés
dans les mesures réalisées avec le banc d’essais. La détermination des coefficients de ces
expressions s’est faite à partir des mesures effectuées sur le noyau POWERLITE® dans la
section 3.6 ainsi qu’à partir de données fournies par le fabricant de tôles électriques
Protolaminations [PRO]. Les équations (32) et (33) ci-dessous permettent de modéliser
respectivement les pertes dans une tôle Fe-Si M19 29 Gage et un matériau amorphe
2605SA1 dans le domaine d’induction et de fréquence réduit :
0,2 T 0,5 T 50 Hz 400Hz
1,716 5 2 2_ 19 0,0203 7,86 10
Bf
noyau M noyau noyauP m B f B f< << <
−⎡ ⎤= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎣ ⎦ (32)
0,2 T 0,5 T 50 Hz 400 Hz
1,642 6 2 2_ 2605 1 0,00766 3,5 10
Bf
noyau SA noyau noyauP m B f B f< << <
−⎡ ⎤= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎣ ⎦ (33)
, avec m la masse du noyau, B son induction et f la fréquence de variation du flux. La
réduction du domaine d’induction et de fréquence permet ainsi l’estimation des pertes dans
les tôles avec l’équation (32) avec une erreur maximale de 7 % par rapport aux données
fournies dans [PRO]. La détermination de l’équation (33) avec les nouveaux coefficients
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
132
correspondant au domaine de mesures de notre banc d’essais donne des valeurs de pertes
avec une erreur maximale de 10 % par rapport aux mesures réalisées.
À partir des mesures effectuées sur le banc d’essais et des pertes estimées dans les noyaux à
l’aide des expressions (32) et (33), nous pouvons finalement déterminer les pertes dans les
pieds dans les deux expériences. Nous pouvons écrire que :
pieds_expérience1 mesurées_expérience1 noyau_2605SA1 noyau( , )P P P B f= − (34)
pieds_expérience2 mesurées_expérience2 noyau_M19 noyau( , )P P P B f= − (35)
, avec Ppieds_expérience1 les pertes dans les pieds dans la MFT à noyau amorphe,
Ppieds_expérience2 les pertes dans les pieds dans la MFT à noyau de tôles,
Pmesurées_expérience1 les pertes fer totales mesurées avec le banc d’essais dans la MFT à
noyau amorphe (c.f Tableau 13), Pmesurées_expérience2 les pertes fer totales mesurées
avec le banc d’essais dans la MFT à noyau de tôles (c.f Tableau 15), Pnoyau_2605SA1 les
pertes fer dans le noyau amorphe estimées avec (33) et Pnoyau_M19 les pertes fer dans le
noyau de tôles estimées avec (32).
Les Tableau 16 et Tableau 17 présentent les distributions des pertes fer dans les pieds et
les noyaux des MFT à partir des mesures expérimentales et des expressions (32) et (33) :
Tableau 16: Distribution des pertes fer au stator de la MFT à noyau amorphe.
Fréquence Pertes fer totales
mesurées dans la MFT à noyau amorphe.
Pertes fer dans le noyau amorphe estimées avec
(33)
Pertes fer dans les pieds déduites à partir de (34)
53 Hz 0,75 W 0,065 W 0,685 W 100 Hz 1,35 W 0,13 W 1,22 W 158 Hz 2,05 W 0,20 W 1,85 W 204 Hz 2,55 W 0,26 W 2,29 W 255 Hz 3,29 W 0,33 W 2,96 W 302 Hz 3,85 W 0,40 W 3,45 W 350 Hz 4,36 W 0,47 W 3,89 W 400 Hz 4,97 W 0,55 W 4,42 W
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
133
Tableau 17: Distribution des pertes fer au stator de la MFT à noyau de tôles.
Fréquence Pertes fer totales
mesurées dans la MFT à noyau de tôles.
Pertes fer dans le noyau de tôles estimées avec
(32)
Pertes fer dans les pieds déduites à partir de (35)
53 Hz 0,84 W 0,21 W 0,63 W 100 Hz 1,64 W 0,45 W 1,19 W 156 Hz 2,54 W 0,79 W 1,74 W 207 Hz 3,34 W 1,16 W 2,18 W 252 Hz 4,22 W 1,52 W 2,70 W 302 Hz 5,15 W 1,97 W 3,16 W 352 Hz 6,20 W 2,49 W 3,71 W 396 Hz 7,24 W 2,98 W 4,26 W
À partir des données présentées dans les Tableau 16 et Tableau 17, nous avons représenté
sur la Figure 58 ci-dessous les pertes mesurées dans le cadre des relevés effectués sur la
MFT à noyau amorphe (expérience 1) ainsi que sur la MFT à noyau de tôles (expérience 2)
en prenant soin de répartir les pertes entre les pieds et les noyaux :
Figure 58: Distribution des pertes fer dans les pieds et les noyaux dans une MFT à
noyau amorphe (expérience 1) et dans une MFT à noyau de tôles (expérience 2).
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
134
L’observation de l’histogramme de la Figure 58 nous permet de faire plusieurs remarques :
- La proportion de pertes fer observées dans le noyau amorphe par rapport aux pertes
totales est relativement faible devant celle relevée dans le noyau de tôles.
L’utilisation d’un noyau amorphe est donc bien la cause de la baisse des pertes fer
observée sur la Figure 57 dans le cas de la MFT à noyau amorphe.
- Les pertes dans les pieds des MFT de chaque expérience sont relativement
importantes. Elles représentent entre 60 % et 75 % des pertes fer totales mesurées
dans le cas de la MFT à noyau de tôles. Elles correspondent à environ 90 % des
pertes fer totales dans le cas de la MFT à noyau amorphe. La masse de chaque pied
est de 0,129 kg. Celle du noyau POWERLITE® s’élève à 0,825 kg et celle du noyau
de tôles Fe-Si est de 0,995 kg. En d’autres termes, entre 60 % et 75 % des pertes fer
totales mesurées dans le cas de la MFT à noyau de tôles ont lieu dans 21 %
uniquement de la masse totale du circuit magnétique de la MFT. De la même
manière, près de 90 % des pertes fer totales dans le cas de la MFT à noyau amorphe
se situent dans 24% de la masse totale du circuit magnétique de la MFT.
- Les pertes fer dans les pieds, estimées à l’aide des expressions (34) et (35) et des
mesures présentées dans les sections précédentes, sont relativement semblables dans
les deux expériences. La différence maximale observée est inférieure à 10 % ce qui
nous semble très satisfaisant, compte tenu de toutes les incertitudes liées à la
méthode et aux erreurs de mesures commises.
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
135
4.6 Conclusions sur les mesures expérimentales réalisées.
Dans ce quatrième chapitre, nous nous sommes attachés à évaluer expérimentalement les
performances en terme de pertes fer d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux
amorphes. Dans un premier temps, nous avons cherché à déterminer une méthode de
mesure des pertes fer parmi celles couramment utilisées dans les machines électriques,
selon des critères précis. Nous avons alors retenu la méthode thermométrique.
Dans un second temps, nous avons déterminé notre approche thermométrique. En limitant
notre analyse à l’étude des pertes fer dissipées dans un noyau et deux pieds de la machine
uniquement, nous avons alors évalué et simplifié un circuit thermique schématisant
l’élévation de température des composants du stator de la machine. En construisant un
entraînement et une chaîne de mesure nous permettant de relever l’élévation de température
des pieds et du noyau isolé d’une MFT claw-pole à stator hybride monopolaire sur un
temps très court, nous estimons les pertes fer survenant au stator de la machine.
Pour finir, nous avons utilisé notre banc de mesure pour évaluer les pertes fer dans le circuit
magnétique d’une MFT claw-pole à stator monopolaire à noyau amorphe POWERLITE®.
Des relevés de pertes, pour une induction de 0,36 T dans le noyau, ont été effectués à des
fréquences de variation du flux allant de 50 Hz à 400 Hz. Nous avons alors répété les
mêmes mesures en substituant le noyau amorphe de la MFT par un noyau de tôle Fe-Si
habituellement utilisé dans la MFT claw-pole à stator hybride.
Une baisse des pertes fer dans le stator de la MFT à noyau amorphe allant jusqu’à 30 % a
été observée par rapport aux pertes mesurées dans la MFT à noyau de tôles. Le gain sur les
pertes fer procuré par l’utilisation d’un amorphe au stator d’une MFT claw-pole a donc été
évalué pour une induction relativement faible de 0,36 T. Le banc d’essais mis en place ne
permet pas aisément la mesure de pertes fer pour des niveaux d’induction plus élevés. Dans
la perspective de travaux futurs, il serait intéressant d’apporter des améliorations au banc
d’essais de ce côté. Nous supposons tout de même que les mesures effectuées permettent
4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.
136
déjà une bonne perspective de l’utilisation bénéfique des amorphes dans le circuit
magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride.
La comparaison de calculs analytiques aux données mesurées avec le banc d’essais nous a
permis de déterminer la distribution des pertes fer dans les différentes parties du stator.
Nous avons surtout remarqué l’importance des pertes dans les pieds de la MFT. Nous avons
en effet constaté qu’entre 60 % et 75 % des pertes fer totales mesurées dans le cas de la
MFT à noyau de tôles ont lieu dans les pieds, soit dans 21 % uniquement de la masse totale
du stator de la MFT. Dans le cas de la MFT à noyau amorphe, ce sont près de 90 % des
pertes fer totales qui surviennent dans les pieds uniquement, soit dans 24% de la masse
totale du circuit magnétique de la MFT. Ceci nous amène à penser qu’il est nécessaire de
fournir un effort de recherche supplémentaire pour diminuer les pertes dans les pieds.
L’évaluation expérimentale des pertes fer au stator d’une MFT à noyau amorphe nous aura
permis de prouver l’utilisation bénéfique des amorphes comme matériaux de substitution
aux tôles électriques habituellement utilisées dans la MFT claw-pole à stator hybride.
Cependant, l’évaluation n’ayant été faite que pour une induction relativement faible et dans
le cas d’une MFT monopolaire et surdimensionnée, nous ressentons la nécessité de pousser
nos recherches plus loin. La simulation par éléments finis du fonctionnement d’une MFT
claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes devrait pouvoir nous permettre d’évaluer les
performances en terme de pertes d’une telle machine pour des inductions dans les noyaux
plus élevées. De cette manière, nous serons en mesure de déterminer les performances
d’une MFT à noyaux amorphes dans des conditions de fonctionnement relativement
proches de celles auxquelles la machine est réellement soumise. Nous consacrerons donc la
cinquième et dernière partie de ce mémoire à la simulation par éléments finis du
fonctionnement d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
137
5 ÉVALUATION DES PERTES FER D’UNE MFT
CLAW-POLE À STATOR HYBRIDE À NOYAUX
AMORPHES PAR SIMULATION PAR ÉLEMENTS
FINIS.
5.1 Introduction
Les mesures expérimentales présentées dans la partie précédente ont permis de conclure à
une réduction appréciable des pertes fer dans les noyaux de la MFT claw-pole à stator
hybride par l’utilisation de noyaux amorphes comme substitution aux noyaux de tôles.Une
réduction des pertes au stator de la MFT pouvant aller jusqu’à 30 % a été observée
expérimentalement dans un domaine de fréquences allant de 50 Hz à 400 Hz.
Cependant, si les mesures présentées dans le chapitre précédent nous permettent de prouver
l’utilisation bénéfique d’amorphes au sein du circuit magnétique de la MFT claw-pole à
stator hybride, les résultats expérimentaux ne permettent pas d’apprécier le gain procuré
dans le cas d’une machine réelle: les essais ont été réalisés sur une MFT monopolaire, dont
les dimensions du circuit magnétique statorique ont été surdimensionnées (conduisant en
partie à une induction plus faible dans les noyaux) et dont le bobinage du stator n’a pas été
alimenté. Les mesures expérimentales ne permettent donc pas d’évaluer les performances
d’une MFT réelle dans des conditions de fonctionnement proches de celles auxquelles ce
type de machine est habituellement soumis.
Des résultats de simulations réalisées avec l’outil AEF Magnet VI® d’Infolytica nous ont
déjà permis dans [DUB3] d’apprécier l’avantage procuré par l’utilisation de tôles
électriques au stator de la MFT claw-pole, sur un design de machine existant. Dans ce
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
138
chapitre cinq, la même démarche est employée pour simuler le fonctionnement d’une MFT
claw-pole à stator hybride à noyaux amorphe. Nous comptons ainsi montrer les bénéfices
apportés par l’utilisation d’amorphes dans une MFT complète aux dimensions réelles et
dans des conditions de fonctionnement proches de celles observées dans la réalité. Nous
pourrons alors évaluer l’impact de l’emploi d’amorphes sur le rendement global d’une
MFT claw-pole à stator hybride.
5.2 Principe des simulations et méthodes d’évaluation des pertes
dans la MFT.
Après être revenu sur le principe et le paramétrage des simulations avec Magnet VI®
d’Infolytica que nous avons déjà décrits brièvement dans [DUB3] et 2.5.1, nous allons
expliquer comment nous comptons exploiter les résultats obtenus par le calcul des champs
pour déterminer les pertes fer au stator d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux
amorphes et à noyaux de tôles Fe-Si.
5.2.1 Principe et paramétrage des simulations avec Magnet VI®.
De manière similaire aux simulations décrites dans [DUB3] et en 2.5.1, nous avons utilisé
la version magnétostatique du logiciel AEF Magnet VI® d’Infolytica. Avec cet outil AEF 3-
D, nous imposons des conditions de périodicité symétriques aux frontières du domaine de
simulation, de manière à ne pouvoir construire et considérer qu’une seule paire de pôles de
la MFT (1 noyau en C + deux pieds + deux concentrateurs + 4 aimants) et ainsi réduire le
temps de calcul.
Les concepteurs de machines électriques déterminent le plus souvent les paramètres
géométriques d’un moteur par un travail d’optimisation, selon des critères et contraintes
relatifs à l’application pour laquelle la machine est construite. Aussi, pour déterminer les
dimensions d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes pour simuler son
fonctionnement avec Magnet VI®, un tel travail est nécessaire. La conception propre d’une
MFT dépassant le cadre de notre travail de maîtrise, nous avons fait le choix d’utiliser les
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
139
paramètres géométriques d’une MFT claw-pole déjà construite et que nous présentons dans
[DUB3]. Nous choisirons une version monophasée de la machine. Pour nos simulations,
nous avons construit sous Magnet VI® deux MFT, une à noyaux amorphes, une à noyaux
de tôles, selon les dimensions de [DUB3] et du Tableau 6 (Figure 59). La version du
logiciel en notre possession permettant la résolution de problèmes magnétostatiques
uniquement, nous avons fait le choix de simuler le fonctionnement de la MFT pour 24
positions différentes du rotor, correspondant au mouvement de ce dernier sur une demi
période électrique (0° à 180°). De cette manière, nous effectuons 24 simulations différentes
en déplaçant le rotor de la machine par pas de 7,5° électriques. L’outil AEF calcule alors,
pour chaque position, le couple et la répartition du flux dans une paire de pôles.
Magnet VI® d’Infolytica effectue un maillage automatique configurable, dont nous pouvons
régler la finesse pour chaque simulation. La Figure 59 présente le maillage que nous avons
utilisé. L’outil calcule l’induction dans chaque maille en fonction des propriétés des
matériaux utilisés dans la simulation : Magnet VI® se sert des courbes B(H) (courbes
anhystérétiques moyennes) que l’utilisateur peut définir. La Figure 60 représente les
courbes B(H) moyennes de l’ATOMET® EM-1®, l’amorphe 2605SA1 et la tôle électrique
Fe-Si M19 29 Gage utilisées pour cette simulation.
Figure 59: Une paire de pôles d'une MFT claw-pole à stator hybride simulée avec
Magnet VI® et son maillage.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
140
Figure 60: Courbes B(H) de l’ATOMET® EM-1®, de l'amorphe 2605SA1 et des tôles
électriques Fe-Si M19 29 Gage utilisées dans Magnet VI®.
La courbe B(H) utilisée dans l’outil AEF pour l’ATOMET® EM-1® proviennent de
données fournies par le fabriquant QMP [QMP]. Celle employée pour l’amorphe 2605SA1
est celle renseignée par Metglas dans [MET]. Magnet VI® possède également une banque
de matériaux dans laquelle nous trouvons la courbe B(H) de tôles électriques M19 29 Gage.
Enfin, tout comme dans les simulations décrites dans [DUB3] et en 2.5.1, nous imposons
un certain courant dans le bobinage pour chacune des 24 positions de façon à générer une
force magnétomotrice d’une amplitude maximale de 3500 A-tours. Comme dans [DUB3],
nous faisons le choix d’utiliser un courant sinusoïdal, déphasé de 20° électriques par
rapport à la position alignée. Ce choix est fait pour maximiser le couple délivré par la
machine.
Selon le principe et le paramétrage décrits dans ce paragraphe, l’analyse des résultats de
simulations réalisées au sein d’une paire de pôles de la MFT, en 24 positions différentes du
rotor, nous permet alors de déterminer les performances de la machine (couple moyen total
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
141
développé et répartition du flux dans les différentes pièces). L’exploitation des résultats de
simulations rend également possible l’évaluation des pertes fer dans certaines parties du
circuit magnétique de la machine, comme nous allons le voir dans le paragraphe suivant.
5.2.2 Méthode d’évaluation des pertes fer dans les noyaux de la MFT.
Dans sa version magnétostatique, Magnet VI® ne nous permet pas de connaître les pertes
fer ainsi que leur distribution dans les différentes pièces du circuit magnétique dont nous
simulons le fonctionnement. Cependant, nous sommes en mesure d’évaluer ces pertes dans
les noyaux d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes ou à noyaux de tôles
en suivant une méthode similaire à celle déjà utilisée dans [DUB3] et présentée dans 2.5.1.
Dans les paragraphes précédents, nous avons établi des expressions nous permettant de
calculer les pertes fer dans un noyau de tôles (équation (15)) ou dans un noyau amorphe
POWERLITE® (équation (21)). Pour une induction dans les noyaux variant
sinusoïdalement, nous sommes en mesure de déterminer les pertes par hystérésis et par
courants de Foucault des deux matériaux qui nous intéressent ici, connaissant la fréquence
de variation du flux dans un noyau, la masse de ces derniers, ainsi que la valeur crête de
l’induction. Cependant, les équations (15) et (21) ne sont valables que pour un flux variant
sinusoïdalement dans les noyaux. Les simulations que nous avons menées et présentées
dans [DUB3] avec une MFT dont les enroulements statoriques sont parcourus par un
courant sinusoïdal, nous ont déjà montrés que le flux dans les noyaux de la MFT claw-pole
à stator hybride n’est pas sinusoïdal et possède un contenu harmonique non négligeable
(c.f. Figure 20 et Figure 21 a)) lequel est causé principalement par le flux à vide généré par
les aimants permanents. Un calcul harmonique des pertes sera donc effectué dans cette
analyse.
À l’intérieur des noyaux de la MFT claw-pole, pour chacune des positions du rotor le flux
circule dans un plan perpendiculaire au sens de rotation de la machine, ce qui constitue
l’hypothèse fondatrice du concept de stator hybride (voir 2.3). De plus, l’induction
moyenne calculée sur la section du noyau reste également assez constante sur tout le
chemin parcouru par le flux dans la pièce.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
142
Figure 61: Répartition de l’induction dans le noyau d’une MFT claw-pole à stator
hybride à noyaux amorphes pour deux positions électriques du rotor : gauche : ϕelec
= 0° - droite : ϕelec = 120°.
La Figure 61 illustre nos propos en présentant le chemin parcouru par le flux (i.e. vecteur
induction) dans un noyau et la répartition de l’induction d’une MFT claw-pole à stator
hybride à noyaux amorphes pour deux positions électriques ϕelec du rotor simulées avec
Magnet VI®.
Magnet VI® calcule le flux circulant dans les noyaux de la machine à partir du potentiel
vecteur. En déterminant le flux avec le logiciel pour chacune des 24 positions, nous
sommes en mesure de déterminer son évolution sur une période électrique complète. Le
flux ainsi relevé est alors développé en séries de Fourier de manière à déterminer son
contenu harmonique. En considérant une induction magnétique uniforme sur toute la
section des noyaux, et en supposant que la forme de la variation de l’induction est
semblable à celle du flux, la variation de l’induction est calculée. Nous pouvons alors
déterminer la contribution de chaque harmonique du flux aux pertes fer totales dans les
noyaux d’une MFT. Nous réécrivons ci-dessous l’équation (17) permettant de calculer les
pertes fer dans les noyaux d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux de tôles. Nous
présentons également l’expression (36) à partir de laquelle nous allons déterminer les pertes
fer harmoniques dans les noyaux d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux
amorphes.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
143
241,7 5 2 2
_ 19 11
0,024 1,9 6 10noyau M nnoyau nn
P m f B f−
=
⎡ ⎤⎛ ⎞= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎢ ⎥⎜ ⎟⎝ ⎠⎣ ⎦∑ (17)
241,465 6 2 2
_ 2605 1 11
0,00618 1,57 3,33 10noyau SA nnoyau nn
P m f B f−
=
⎡ ⎤⎛ ⎞= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎢ ⎥⎜ ⎟⎝ ⎠⎣ ⎦∑ (36)
, où Pnoyau_M19 et Pnoyau_2605SA1 représentent les pertes fer respectivement dans un noyau de
tôles Fe-Si M19 29 Gage ainsi que dans un noyau amorphe POWERLITE®. m correspond à
la masse du noyau, f1 et fn sont les fréquences fondamentale et harmoniques de la variation
du flux dans les noyaux. Bnnoyau correspond à la valeur de l’induction pour chaque
harmonique. Les pertes par hystérésis sont évaluées pour la composante fondamentale du
flux uniquement et pour les valeurs maximales d’induction relevées dans les noyaux (i.e.
1,9 T pour les noyaux de tôles et 1,57 T pour les noyaux amorphes). Les coefficients des
équations (17) et (36) proviennent des équations (15) et (21). Les résultats de mesures de
pertes dans les noyaux que nous allons présenter par la suite sont calculés à partir des
équations (17) et (36).
5.2.3 À propos de l’évaluation des pertes fer dans les pieds.
Le chapitre 4 de ce mémoire nous a permis de conclure à l’importance des pertes fer dans
les pieds d’une MFT claw-pole à stator hybride. Cependant, si nous sommes en mesure de
déterminer les pertes fer dans les noyaux de la MFT tel que décrit à la section 5.2.2,
l’estimation des pertes dans les pieds de la machine s’avère beaucoup plus fastidieuse.
Le chemin parcouru par le flux dans les pieds n’est pas le même d’une position du rotor à
l’autre. C’est pour cette raison principalement que l’usage de matériaux aux propriétés
magnétiques isotropes comme les SMC est requise pour la fabrication des pieds. La Figure
62 ci-dessous illustre le chemin parcouru par les vecteurs induction dans un pied d’une
MFT claw-pole à stator hybride en deux positions électriques ϕelec du rotor simulées avec
Magnet VI®.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
144
Figure 62: Répartition de l’induction dans un pied d’une MFT claw-pole à stator
hybride à noyaux amorphes pour deux positions électriques du rotor : gauche : ϕelec
= 0° - droite : ϕelec = 120°.
On constate également que la répartition de l’induction au sein du pied n’est pas homogène.
L’hypothèse d’un flux uniformément réparti et circulant dans un plan identique d’une
position à l’autre, formulée pour calculer les pertes dans les noyaux de la MFT n’est pas
applicable dans ce cas. Par conséquent, nous ne pouvons pas employer une démarche
similaire à celle présentée à la section précédente pour déterminer les pertes fer dans les
pieds à partir des résultats de simulations. Il existe d’autres méthodes permettant d’évaluer
les pertes dans les pieds, à partir des résultats fournis par le calcul des champs. L’utilisation
d’expressions, comme celles que nous utilisons pour déterminer les pertes dans les noyaux,
pourrait être faite au sein de chaque élément composant le maillage du pied. De telles
méthodes n’ont pas été employées ici, car elles dépassent le cadre de ce mémoire.
En adoptant le principe de simulation que nous venons de décrire ici, nous allons
déterminer et comparer les performances (i.e. couple moyen développé et flux circulant
dans les noyaux) d’une MFT à noyaux de amorphes à celles d’une MFT à noyaux de tôles.
Par la méthode que nous avons établi, nous déterminerons également les pertes fer dans les
noyaux de chaque machine de manière à apprécier complètement le gain procuré par
l’utilisation de matériaux ferromagnétiques amorphes.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
145
5.3 Performances et pertes fer d’une MFT claw-pole à stator
hybride à noyaux amorphes par expérimentation simulée.
Dans ce paragraphe, nous présentons les performances (i.e. couple moyen développé et flux
circulant dans les noyaux) d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes de
dimensions similaires à celles présentées dans [DUB3] à partir de résultats obtenus par
simulations avec Magnet VI®. Selon la méthode décrite dans la section précédente, nous
évaluerons les pertes dans les noyaux de la machine. Enfin, nous comparerons les résultats
obtenus avec ces simulations à ceux recueillis dans le cadre de simulations semblables
réalisées sur une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux de tôles électriques.
5.3.1 Présentation des résultats de simulations réalisées sur la MFT claw-
pole à stator hybride à noyaux amorphes.
Conformément au principe décrit dans le paragraphe précédent, nous avons simulé sous
Magnet VI® le fonctionnement d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes
pour 24 positions électriques du rotor, sur une demi période électrique. Les dimensions de
la machine simulée correspondent à celles de la MFT à noyaux de tôles de 15 paires de
pôles construite et présentée dans [DUB3], dans sa version monophasée, de manière à
pouvoir établir une comparaison des performances et des pertes des deux moteurs.
La Figure 63 et la Figure 64 représentent respectivement l’évolution de induction dans les
noyaux et du couple total développé par la machine en fonction de la position électrique du
rotor, obtenues à partir des 24 simulations effectuées sur la MFT claw-pole à noyaux
amorphes.
L’observation de la Figure 63 permet de constater que l’évolution du flux (i.e. évolution de
l’induction moyenne) circulant dans les noyaux n’est pas sinusoïdale. Ceci s’explique
d’abord par l’effet combiné du flux à vide généré par les aimants et du flux produit par le
courant sinusoïdal déphasé de -20° par rapport à la position alignée circulant
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
146
Figure 63: Évolution de l'induction dans les noyaux amorphes de la MFT en fonction
de la position électrique du rotor
dans le bobinage de la machine. Mais ceci s’explique également par un effet de saturation
de l’induction dans les noyaux. Nous constatons en effet que l’induction relevée atteint très
vite son point de saturation (autour de 1,6 T) dès les premières positions électriques du
rotor (2,5° électriques).
Nous tenons à faire remarquer au lecteur que les dimensions géométriques de la MFT
simulée ici sont les mêmes que celles utilisées dans [DUB3], pour une MFT à noyaux de
tôles. Le dimensionnement de cette dernière a été fait en tenant compte de induction à
saturation dans les tôles électriques (1,8 T à 2 T) qui, comme nous l’avons déjà vu dans un
chapitre précédent (voir 3.5.2 et Tableau 11), est plus élevée que la densité de flux à
saturation dans l’amorphe 2605SA1 (1,57 T). Ceci contribue donc au phénomène de
saturation observé.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
147
Figure 64: Évolution du couple total développé par la MFT en fonction de la position
électrique du rotor.
L’évolution du couple total développé par la MFT en fonction de la position électrique
présenté sur la Figure 64 nous permet de déterminer le couple moyen développé par la
MFT à noyaux amorphe. À partir des données de la courbe, nous déterminons que la
machine ainsi simulée produit un couple moyen de 156 Nm.
À partir de la décomposition harmonique du flux et de l’équation (36), nous pouvons
calculer les pertes fer dissipées dans les 15 noyaux amorphes de la machine simulée en
fonction de la fréquence de variation du flux dans les noyaux (i.e. en fonction de la vitesse
de rotation de la machine). Le contenu harmonique (24 premières harmoniques) de
l’induction relevée dans les noyaux de la MFT à noyaux amorphes, calculé avec une
transformée de Fourier rapide est présenté à la Figure 65. À cause de la forme non
sinusoïdale, presque carrée, de l’induction, le contenu harmonique de cette dernière est
riche. Nous constatons l’importance des harmoniques 3, 5 et 7 dont les valeurs représentent
respectivement 27 %, 12 % et 5 % de la valeur de la fondamentale. Ceci laisse donc
présager des pertes fer harmoniques non négligeables.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
148
Figure 65: Contenu harmonique de la densité de flux dans les noyaux de la MFT claw-
pole à stator hybride à noyaux amorphes.
Nous représentons sur la Figure 66 l’évolution des pertes fer dans les noyaux en fonction
de la fréquence et de la vitesse de rotation de la MFT simulée :
Figure 66: Pertes fer en fonction de la fréquence et de la vitesse de rotation dans les
noyaux d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
149
Les pertes présentées sur la Figure 66 ont été calculées avec l’équation (36) pour 15
noyaux amorphes dont la masse de chacun s’élève à 0,383 kg.
Dans ce paragraphe, nous avons présenté des résultats obtenus par calcul des champs
réalisés sur une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes : nous avons alors
déterminé la forme du flux dans les noyaux d’une telle machine ainsi que son contenu
harmonique, le couple moyen développé par cette dernière ainsi que les pertes fer dans ses
noyaux pour des fréquences allant jusqu’à 400 Hz. Ces résultats doivent maintenant être
comparés à ceux obtenus par des simulations semblables sur une machine aux dimensions
similaires, mais à noyaux de tôles.
5.3.2 Comparaison des performances et pertes évaluées par simulation
d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes à celles
d’une MFT similaire à noyaux de tôles électriques.
Le cheminement logique de l’étude que nous avons conduite jusqu’à présent nous amène à
comparer les résultats de simulations réalisées sur une machine à flux transverse complète à
noyaux amorphes à ceux obtenus lors de simulations sur la MFT à noyaux de tôles
électriques aux dimensions similaires.
Nous avons donc réalisé 24 simulations, avec le même paramétrage, sur une MFT claw-
pole à stator hybride à noyaux de tôles et obtenu des résultats semblables à ceux que nous
présentons dans [DUB3]. Nous avons alors relevé les mêmes grandeurs (couple, induction)
que celles que nous avons extraites des simulations précédentes.
La Figure 67 présente l’évolution de l’induction relevée dans les noyaux des deux
machines. Les courbes présentées mettent bien en évidence la saturation survenant dans les
noyaux de la MFT à noyaux amorphes. Elles permettent également de confirmer le fait que
la MFT ne tire pas un profit substantiel de l’excellente perméabilité des amorphes à cause
de la présence d’un entrefer comme le dit Brissonneau dans [BRI] (voir 3.4.2) : avant
saturation, l’induction dans les noyaux de la MFT à noyaux amorphes n’est pas plus
importante que celle relevée dans les noyaux de la MFT à noyaux de tôles.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
150
Figure 67: Comparaison de l'évolution de l'induction dans les noyaux d'une MFT à
noyaux amorphes et d'une MFT à noyaux de tôles en fonction de l’angle électrique.
Figure 68: Comparaison de l'évolution du couple total développé par une MFT à
noyaux amorphes et une MFT à noyaux de tôles en fonction de l’angle électrique.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
151
La Figure 68 représente l’évolution du couple total développé par les deux MFT en
fonction de la position électrique du rotor. Nous pouvons constater que les résultats obtenus
pour la MFT à noyaux de tôles sont un peu plus élevés que ceux tirés des simulations
réalisées sur la MFT à noyaux amorphes. Quand la machine à noyaux amorphes développe
une couple moyen de 156 Nm, celle à noyaux de tôles produit un couple moyen s’élevant à
163 Nm. La diminution du couple moyen dans le cas de la MFT à noyaux amorphes, qui ne
s’élève qu’à un peu plus de 4 % par rapport au couple moyen produit par l’autre machine,
s’explique en grande partie par l’induction plus faible dans le cas du moteur à noyaux
amorphes.
Sans faire croître le courant dans le bobinage, il aurait fallu augmenter les dimensions de la
MFT à noyaux de amorphes pour arriver à un couple moyen similaire à celui développé par
la machine à noyaux de tôles. Cette conclusion est corroborée par DeCristofaro [DEC]
lorsque celui-ci évoque le surdimensionnement des transformateurs à noyaux amorphes par
rapport aux transformateurs à noyaux de tôles, dont la cause principale est l’induction à
saturation plus faible des amorphes (voir 3.4.1). Nous aurions également pu choisir un autre
type de matériau amorphe possédant une induction à saturation plus élevée mais moins
adapté au cas de la MFT claw-pole à stator hybride (voir 3.5.2). Pour la suite l’étude, nous
jugeons la faible diminution du couple total développé par la MFT à noyaux amorphes
comme négligeable et non préjudiciable à la comparaison des pertes présentée plus bas.
La Figure 69 permet de comparer le contenu harmonique des densités de flux relevées dans
les deux simulations. À cause d’une forme de flux presque carrée dans les noyaux de la
MFT à noyaux amorphes, le contenu harmonique de l’induction est plus riche dans le cas
de la machine à noyaux amorphes. La valeur des harmoniques 3, 5 et 7 en pourcentage de
la fondamentale valent respectivement 22 %, 9 % et 4 % pour la machine à noyaux de tôles
contre 27 %, 12 % et 5 % dans le cas de la MFT à noyaux amorphes. Nous aurions pu
réduire les harmoniques en obtenant une forme de flux plus sinusoïdale par le choix d’un
amorphe à induction de saturation plus grande, en augmentant les dimensions de la
machine, ou en jouant sur la forme du courant.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
152
Figure 69: Comparaison du contenu harmonique de la densité de flux dans les noyaux
des deux MFT.
Nous comparons finalement sur la Figure 70 l’évolution des pertes fer calculées selon les
équations (17) et (36) dans les noyaux en fonction de la fréquence et de la vitesse de
rotation dans les deux MFT simulées :
Figure 70: Comparaison des pertes fer en fonction de la fréquence et de la vitesse de
rotation dans les noyaux des deux MFT simulées. Nombre de pôles = 30.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
153
Les pertes dans les noyaux de tôles ont été calculées à l’aide de l’équation (17) pour 15
noyaux dont la masse de chacun s’élève à 0,405 kg.
La Figure 70 montre que, malgré un contenu harmonique plus riche dans le cas de la MFT
à noyaux amorphes, les pertes fer dissipées dans les noyaux de cette dernière sont bien plus
faibles que celles se produisant dans les noyaux de tôles de l’autre MFT. Le Tableau 18
chiffre cette réduction des pertes dans les noyaux amorphes :
Tableau 18: Pertes fer dissipées dans les 15 noyaux d'une MFT à noyaux de tôles et
dans une MFT à noyaux amorphes.
Fréquence Pertes fer PMFTM19
dissipées dans les 15 noyaux de la MFT à noyaux de tôles [W].
Pertes fer PMFT2605SA1 dissipées dans les 15 noyaux de la MFT à
noyaux amorphes [W].
Ratio de réduction des pertes
PMFTM19/ PMFT2605SA1
50 Hz 29,70 W 3,96 W 7,04
100 Hz 75,36 W 8,78 W 7,71
150 Hz 136,99 W 14,46 W 8,34
200 Hz 214,59 W 20,99 W 8,93
250 Hz 308,16 W 28,39 W 9,48
300 Hz 417,69 W 36,64 W 10,01
350 Hz 543,20 W 45,75 W 10,50
400 Hz 684,67 W 55,72 W 10,97
À partir de l’observation de la Figure 70 et des résultats présentés dans le Tableau 18,
deux conclusions sont tirées de ces simulations :
- les pertes fer dissipées dans les noyaux amorphes de la machine sont de 7 à 11 fois
moins élevées que celles ayant lieu dans les noyaux de la machine à noyaux de
tôles. La réduction des pertes dans les noyaux de la MFT procurée par l’emploi d’un
matériau amorphe est donc considérable;
- l’usage des amorphes à la place des tôles électriques est encore plus bénéfique
lorsque la forme du flux circulant dans les noyaux possède un contenu harmonique
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
154
non négligeable et lorsque l’induction dans les noyaux est élevée. En effet, la
comparaison des résultats expérimentaux du chapitre quatre aux résultats de
simulations présentés ici nous le prouve. Dans les expériences du chapitre quatre,
les pertes fer dans le noyau amorphe étaient estimées de 3 à 5 fois plus faibles que
celles dans le noyau de tôles pour une induction de 0,4 T et un contenu harmonique
du flux négligeable. Dans l’étude présentée ici, la réduction des pertes est bien plus
importante. Dans une application où le flux qui traverse les noyaux n’est pas
sinusoïdal, l’utilisation de matériaux amorphes permet donc une diminution
importante des pertes fer par rapport à l’utilisation de tôles électriques.
5.4 Conclusions sur les simulations.
Après avoir montré expérimentalement au chapitre quatre la réduction des pertes fer
procurée par l’emploi de matériaux ferromagnétiques amorphes comme substitution aux
tôles électriques dans une MFT claw-pole à stator hybride, nous avons cru bon, au chapitre
cinq, de compléter cette étude par une expérimentation simulée réalisée sur une MFT
complète. À l’aide de simulations par éléments finis réalisées avec la version
magnétostatique de Magnet VI® d’Infolytica®, les performances (couple moyen développé
et forme du flux dans les noyaux) d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux
amorphes complète ont été déterminées. À partir des résultats de simulations, nous avons
alors calculé les pertes fer dissipées dans les noyaux d’une telle machine.
• Un impact bénéfique des amorphes lorsque le contenu harmonique du flux est
élevé.
Les résultats présentés dans ce chapitre prennent tout leur sens lorsque nous comparons les
pertes dissipées dans les noyaux de la machine à noyaux amorphes à celles dissipées dans
les noyaux d’une machine à noyaux de tôles électriques de dimensions similaires. Nous
avons montré qu’à couple moyen développé presque équivalent, la machine à noyaux
amorphes simulée présente de 7 à 11 fois moins de pertes fer dans ses noyaux dans un
domaine de fréquences fondamentales allant de 50 Hz à 400 Hz. De plus, les simulations
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
155
réalisées ont également permis de montrer l’intérêt de l’utilisation d’amorphes lorsque le
contenu harmonique du flux dans les noyaux est riche. Là où les tôles électriques voient
leurs pertes grandement augmenter à cause de la présence de pertes harmoniques non
négligeables, l’accroissement de ces pertes dans les amorphes est bien moindre.
• Une évaluation difficile des pertes dans les pièces en SMC.
L’expérimentation simulée d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes a
permis de quantifier la diminution des pertes dans les noyaux de la machine. Par contre, il
n’a pas été possible d’estimer par simulation l’impact de l’utilisation de ces matériaux sur
le rendement global d’une machine.
En effet, en suivant le principe de simulation décrit plus haut, nous sommes dans
l’impossibilité d’estimer les pertes fer dans les pieds et les concentrateurs de la MFT. Or,
nous avons conclu le chapitre quatre de ce mémoire sur l’importance des pertes dans les
pieds de la machine : à partir des mesures expérimentales réalisées sur une seule paire de
pôles, nous avons estimé qu’à 0,4 T dans les noyaux et 400 Hz, près de 90 % des pertes fer
mesurées au stator d’une MFT à noyaux amorphes étaient dissipées dans les pieds
uniquement. Les bénéfices d’une diminution des pertes fer par un facteur 7 à 11 observée
dans les noyaux amorphes d’une MFT sont donc à nuancer compte tenu de l’importance
des pertes survenant dans les pieds de la machine.
• Un impact bénéfique sur le rendement global de la MFT claw-pole.
Les mesures expérimentales effectuées sur une MFT claw-pole à stator hybride de
dimensions similaires à celles des machines simulées dans ce chapitre et testées dans des
conditions de fonctionnement semblables à celles utilisées dans les simulations, ont été
présentées à la section 2.5 et dans [DUB3]. Bien qu’étant dans l’impossibilité d’estimer le
rendement des machines en simulation, nous allons essayer, pour conclure, d’estimer
l’impact de l’utilisation des amorphes sur le rendement total de la MFT, en combinant les
mesures expérimentales aux résultats de simulations.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
156
Les mesures effectuées sur la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux de tôles (c.f. 2.5 et
[DUB3]) confrontées à nos résultats de simulations nous ont déjà permis d’estimer une
répartition des pertes dans les noyaux et dans les SMC, lors de l’essai expérimental
effectué pour l’article, pour un point de fonctionnement de la machine. La Figure 23 b)
(c.f. section 2.5.2) présente les résultats obtenus sur la machine lors de ce test effectué à une
vitesse de 240 rpm correspondant à une fréquence de 60 Hz. Nous avons alors conclu à la
présence de pertes supplémentaires d’origine mécanique et/ou magnétique s’élevant à 108
W.
D’après les résultats obtenus au chapitre quatre, nous faisons l’hypothèse que ces pertes
supplémentaires sont entièrement d’origine magnétique et proviennent des pieds et des
concentrateurs de flux, pièces en SMC. Étant donné que la caractéristique des pertes fer
dissipées dans la poudre de fer en fonction de la fréquence est presque linéaire pour des
fréquences pouvant aller jusqu’à 1000 Hz, ceci à cause de pertes par hystérésis importantes
par rapport aux pertes par courants de Foucault, nous sommes alors en mesure d’extrapoler
ces pertes pour toutes les vitesses de fonctionnement de la machine.
À partir de ces hypothèses sur les pertes dans les pieds, des résultats de simulations et de
l’essai expérimental présenté dans [DUB3], les rendements de deux MFT claw-pole à stator
hybride peuvent être évalués. Considérons deux MFT dont les dimensions sont semblables
à celles des machines simulées dans ce chapitre : la première à noyaux amorphes est
nommée MFT_2605SA1, la seconde à noyaux de tôles MFT_M19. Pour les besoins de
l’étude, ces deux machines sont supposées connectées à une charge imposant un couple
constant de 134 Nm, similaire à celle utilisée dans l’essai expérimental présenté dans
[DUB3] quelque soit la vitesse de rotation des machines. Nous supposerons également que
le courant circulant dans les bobinages de nos deux machines crée des pertes cuivre
s’élevant à 99 W, comme dans l’essai réalisé dans [DUB3].
Le Tableau 19 ci-dessous présente l’estimation des rendements d’une MFT à noyaux
amorphes, MFT_2605SA1, et d’une MFT à noyaux de tôles, MFT_M19, pour des vitesses
de rotation de 0 à 4000 rpm, à partir des hypothèses que nous avons faites :
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
157
Tableau 19 : Rendements estimés de deux MFT claw-pole à stator hybride, l’une à
noyaux amorphes, l’autre à noyaux de tôles à partir des résultats du calcul des
champs et de mesures expérimentales [DUB3].
Ω [rpm]
f [Hz]
PMEC [W]
PCU [W]
PFE_SMC [W]
PFE_M19 [W]
PFE_2605SA1 [W]
ηMFT_M19 [%]
ηMFT_2605SA1 [%]
0 0 0 0 0 0 0 0,00 0,00100 25 1403 99 57 13 2 87,96 88,74200 50 2806 99 114 30 4 91,35 92,26400 100 5613 99 228 75 9 92,82 94,01600 150 8419 99 343 137 14 93,13 94,59800 200 11226 99 457 215 21 93,14 94,87
1000 250 14032 99 571 309 28 93,03 95,031200 300 16839 99 685 418 36 92,86 95,131400 350 19645 99 799 544 44 92,66 95,201600 400 22452 99 913 686 54 92,44 95,251800 450 25258 99 1028 843 64 92,20 95,292000 500 28065 99 1142 1017 75 91,95 95,312200 550 30871 99 1256 1207 87 91,70 95,332400 600 33678 99 1370 1413 100 91,44 95,342600 650 36484 99 1484 1634 114 91,18 95,352800 700 39291 99 1598 1872 128 90,92 95,353000 750 42097 99 1713 2126 143 90,65 95,363200 800 44904 99 1827 2396 159 90,38 95,363400 850 47710 99 1941 2681 176 90,10 95,363600 900 50517 99 2055 2983 193 89,83 95,353800 950 53323 99 2169 3301 212 89,56 95,354000 1000 56130 99 2283 3634 231 89,28 95,34
Ω: Vitesse de rotation de la MFT [rpm]. f: Fréquence électrique de la MFT [Hz]. PMEC : Puissance mécanique sur l’arbre [W]. PCU : Pertes cuivre dans le bobinage [W]. PFE_SMC : Pertes fer dans les pièces en SMC (pieds et concentrateurs des deux MFT) estimées par linéarisation des pertes à partir du point de fonctionnement relevé dans la mesure expérimentale [W].
PFE_M19 : Pertes fer dans les noyaux de la MFT à noyaux de tôles évaluées à partir des simulations [W]. PFE_2605SA1 : Pertes fer dans les noyaux de la MFT à noyaux de amorphes évaluées à partir des simulations [W]. ηMFT_M19 : Rendement estimé de la MFT à noyaux de tôles [%]. ηMFT_2605SA1 : Rendement estimé de la MFT à noyaux amorphes [%].
Les pertes dans les pièces en SMC ont été obtenues par une interpolation linéaire faite à
partir de la mesure expérimentale présentée dans [DUB3] et en 2.5.2. Comme en 2.5.2,
l’effet de la géométrie des pièces en SMC sur les pertes par courants de Foucault a été
négligé. Des mesures expérimentales auraient peut-être été nécessaires pour vérifier la
validité de l’expression linéaire utilisée à hautes fréquences. Les pertes dans les noyaux ont
été évaluées par une interpolation polynomiale faite à partir des résultats de simulations. La
puissance mécanique de la machine a été calculée pour chaque vitesse de rotation en
considérant le couple constant. Le rendement de chaque machine est alors évalué en tenant
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
158
compte des pertes cuivre dans le bobinage, des pertes fer dans les noyaux et dans les pièces
en SMC, en négligeant les pertes mécaniques. La présence de pertes mécaniques variant au
carré de la vitesse changerait ces résultats. Nous traçons sur la Figure 71 l’évolution du
rendement de la machine à noyaux amorphes en fonction de la vitesse de rotation et la
comparons à celle du rendement de la machine à noyaux de tôles.
La Figure 71 constitue une bonne conclusion à l’étude que nous avons menée jusqu’à
présent : elle nous permet en effet de constater l’impact de l’utilisation d’amorphes sur le
rendement global d’une MFT claw-pole à stator hybride, malgré l’utilisation de quelques
hypothèses simplificatrices. À partir des résultats de simulations et de mesures
expérimentales, nous concluons que l’emploi d’amorphes à la place des tôles électriques
permet l’augmentation du rendement de la MFT et surtout le maintien de ce rendement à un
niveau élevé lorsque la vitesse de rotation et la fréquence de la machine augmentent.
Figure 71 : Évolution des rendements d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux
amorphes et d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux de tôles en fonction de la
vitesse de rotation.
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
159
Quand l’utilisation d’amorphes ne permet qu’une augmentation du rendement de 2 %
uniquement pour une vitesse de 200 rpm (fréquence égale à 50 Hz) par rapport à celui
d’une machine à noyaux de tôles (passage de 93 % à 95 %), l’amélioration du rendement
est plus conséquente pour des vitesses plus élevées. Nous remarquons par exemple que le
rendement de la MFT à noyaux amorphes se maintient encore autour de 95 % pour une
vitesse de rotation de 4000 rpm (fréquence égale à 1000 Hz), lorsque celui de la machine à
noyaux de tôles a diminué à 89 %. La machine à noyaux amorphes est capable de conserver
son rendement pour des vitesses plus élevées encore.
Bien qu’étant dans l’impossibilité d’estimer les pertes dans les pièces en poudre de fer de la
MFT par simulation, nous avons contourné le problème, pour un cas particulier, en
combinant dans notre étude des mesures expérimentales à des résultats de simulations.
Dans le premier chapitre de ce document (c.f. 1.3), nous avons conclu sur le fait que les
pertes ferromagnétiques élevées des MFT et l’échauffement qu’elles provoquent limitent
actuellement leur usage aux applications basses à moyennes vitesses (< 1000 rpm). À la
vue des résultats présentés dans les deux derniers chapitres, nous pouvons conclure en
disant que l’emploi de la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes est
envisageable dans des domaines d’applications à moyennes vitesses, où les MFT n’étaient
généralement pas utilisables. Cette conclusion est valable si l’hypothèse est faite que le
refroidissement de la machine est adéquat.
Il est important de noter que l’étude rapide menée dans cette conclusion suppose que les
machines présentées sont capables de dissiper leurs pertes. Nous ne tenons pas compte ici
de l’élévation de température dans les MFT et des dispositifs à utiliser pour la limiter. Si la
MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes permet d’augmenter et de maintenir un
haut rendement par rapport à la configuration à noyaux de tôles pour des vitesses de
rotation supérieures à 1000 rpm, nous ne sommes pas en mesure de dire si la machine est
réellement capable de dissiper l’augmentation de pertes pour contrôler son échauffement.
Ainsi, pour déterminer si l’utilisation de noyaux amorphes au sein de la MFT claw-pole à
stator hybride permet réellement d’ouvrir de nouveaux domaines d’applications à la
machine, il faudrait combiner une analyse thermique à notre étude. L’évaluation des
5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.
160
capacités de dissipation de la chaleur d’une machine fait habituellement partie intégrante du
dimensionnement d’un moteur. Nous avons de bonnes raisons de croire que la conception
d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes tenant compte du comportement
thermique du moteur doit permettre le design d’une machine pour une application destinée
à des vitesses supérieures à 1000 rpm, comme dans le cas d’un moteur de véhicule
électrique, si le refroidissement est dimensionné adéquatement.
Conclusion générale
161
Conclusion générale
Le travail présenté dans ce mémoire de maîtrise s’inscrit dans le cadre du développement
d’une nouvelle configuration de MFT : la MFT claw-pole à stator hybride. Tout en
conservant des performances élevées en terme de densité de couple propres à la topologie à
flux transverse, le concept de stator hybride, qui voit l’utilisation combinée de deux
matériaux ferromagnétiques doux différents au stator de la machine, permet une réduction
considérable des pertes fer de ce type de MFT et facilite sa fabrication. En exploitant
davantage le concept de stator hybride, le but de ce travail est d’évaluer les bénéfices
apportés par l’emploi de matériaux ferromagnétiques amorphes à la place de tôles Fe-Si
utilisées dans les noyaux du stator de la machine.
Une description détaillée de la topologie à flux transverse, ses avantages et inconvénients
ont été présentés. Une revue de littérature concernant les différentes configurations de MFT
et leurs caractéristiques a montré que la MFT claw-pole est la géométrie de machine
permettant d’exploiter au mieux les avantages structurels de la topologie (densité de couple
élevée, construction relativement simple), mais qu’elle nécessite également l’emploi de
matériaux aux propriétés magnétiques isotropes, comme les SMC. Cet état de l’art a
également permis de mettre en évidence le problème commun à toutes les configurations de
MFT à savoir leurs pertes ferromagnétiques importantes liées à des fréquences d’opérations
élevées, qui limitent actuellement les utilisations de ce type de machines à certaines
applications basses vitesses (applications de traction et aérogénérateurs).
Il a été montré que l’usage de matériaux aux propriétés magnétiques isotropes, comme les
poudres de fer, n’est pas nécessaire dans tout le stator d’une MFT claw-pole. À partir de ce
constat, le concept de stator hybride a été présenté comme une solution permettant la
réduction relativement importante des pertes fer d’une MFT claw-pole. Des simulations par
éléments finis ainsi que des essais expérimentaux menés sur un prototype de MFT claw-
Conclusion générale
162
pole à stator hybride, ont permis de démontrer la diminution de ces pertes et l’augmentation
du rendement de la machine grâce à un stator faisant à la fois l’emploi de tôles électriques
et une utilisation restreinte des SMC.
Considérant l’usage des poudres de fer comme une contrainte justifiée par la nécessité de
l’emploi d’un matériau aux propriétés isotropes dans les pieds de la MFT claw-pole à stator
hybride, l’emploi de matériaux ferromagnétiques amorphes, à la place des tôles électriques
dans les noyaux de la machine, a été étudié dans le but de réduire ses pertes fer encore
davantage. Une étude théorique et expérimentale de ce type de matériaux a été présentée et
nous a permis de conclure à la possibilité de l’usage de noyaux amorphes au sein de la
MFT claw-pole à stator hybride. La sélection d’un noyau amorphe pouvant être utilisé dans
la machine et l’évaluation de ses caractéristiques magnétiques (pertes fer, induction à
saturation) ont été effectuées.
Une méthode expérimentale originale d’évaluation des pertes fer d’une MFT claw-pole à
stator hybride à été mise en place : la méthode thermométrique isolée. La méthode
présentée permet la mesure des pertes fer dans les noyaux et dans les pieds d’une machine
monopolaire. La construction d’un banc d’essais et l’élaboration d’une chaîne de mesure
utilisant cette méthode ont permis la détermination des pertes fer au stator d’une MFT
claw-pole monopolaire, pour une induction de 0,36 T dans un domaine de fréquence allant
de 50 Hz à 400 Hz. La comparaison d’essais expérimentaux réalisés sur une machine
utilisant un noyau amorphe à ceux réalisés sur une machine employant un noyau constitué
d’un empilement de tôles Fe-Si M19 29 Gage a permis de prouver l’utilisation bénéfique
des amorphes au sein du stator de la MFT. Dans le cas de la machine à noyau amorphe, une
baisse des pertes fer totales allant jusqu’à 30 % a été observée par rapport aux pertes
mesurées dans la machine à noyau de tôles. L’importance des pertes dans les pieds de la
machine a également été constatée expérimentalement. Il a été remarqué que près de 90 %
des pertes fer au stator de la MFT claw-pole à noyau amorphe surviennent dans les pieds.
Des simulations par éléments finis ont permis d’évaluer les pertes fer survenant dans une
MFT claw-pole à noyaux amorphes complète. À couple moyen développé presque
équivalent, il a été montré par simulation qu’une machine à noyaux amorphes présente de 7
Conclusion générale
163
à 11 fois moins de pertes fer dans ses noyaux qu’une machine similaire à noyaux de tôles
dans un domaine de fréquences allant de 50 Hz à 400 Hz. Les simulations ont également
permis d’apprécier la réduction des pertes fer par l’emploi d’amorphes lorsque le contenu
harmonique du flux est riche À partir des résultats de simulations, de mesures
expérimentales et malgré l’utilisation de quelques hypothèses simplificatrices, une étude a
permis de conclure que l’emploi d’amorphes à la place de tôles électriques permet
l’augmentation et le maintien du rendement de la MFT à un niveau élevé lorsque la vitesse
de rotation de la machine augmente : il a été montré qu’une MFT claw-pole à stator hybride
à noyaux amorphes possède un rendement de 95 % à 200 rpm (50 Hz) qui se maintient à
cette valeur au-delà d’une vitesse de rotation de 4000 rpm (1000 Hz) quand le rendement
d’une même machine à noyaux de tôles est de 93 % à 200 rpm et se dégrade rapidement
pour atteindre 89 % à 4000 rpm.
Les mesures expérimentales et les simulations conduites dans ce mémoire amènent à la
conclusion suivante : l’utilisation d’amorphes au sein du circuit magnétique d’une MFT
claw-pole à stator hybride doit permettre l’utilisation de cette machine au-delà du domaine
des basses vitesses dans lequel les MFT sont confinées. Nous avons de bonnes raisons de
croire que l’emploi d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes doit pouvoir
être envisageable dans une application où la vitesse est supérieure à 1000 rpm, comme c’est
le cas dans le domaine des véhicules électriques. Cette conclusion est valable dans la
mesure où la MFT est capable de dissiper la chaleur générée par les pertes naturellement ou
par un dispositif de refroidissement adéquat.
Perspectives
164
Perspectives
Le travail effectué dans le cadre de cette maîtrise amène de plusieurs perspectives. Les axes
de recherche et travaux futurs envisageables sont les suivants :
• Développements futurs du banc d’essais.
Le banc d’essais élaboré dans le cadre de ce travail de maîtrise permet l’évaluation des
pertes fer au stator d’une MFT claw-pole à noyau amorphe ou à noyau de tôles. Si le banc
d’essais construit permet d’effectuer des mesures à des fréquences différentes (de quelques
Hz à 400 Hz), l’induction dans les noyaux à laquelle sont effectuées ces mesures est fixe et
relativement faible (0,36 T). Elle n’est pas représentative des niveaux d’inductions
rencontrés dans les noyaux dans le cas d’une machine réelle. Il serait intéressant de faire
évoluer le banc de manière à pouvoir effectuer des mesures de pertes pour des inductions
dans les noyaux pouvant prendre différentes valeurs et s’élever jusqu’à 1,5 T.
• Recherche d’une méthode d’évaluation des pertes dans les pieds à partir de
résultats issus du calcul des champs.
Les essais expérimentaux menés dans le cadre de ce travail de maîtrise ont montré
l’importance des pertes dans les pieds de la MFT claw-pole à stator hybride. À l’issu de
cette maîtrise, nous ne sommes pas encore en mesure de déterminer les pertes dans les
pieds ainsi que dans les concentrateurs de la machine, à partir des résultats de simulations
par éléments finis. Dans le cadre d’une recherche ultérieure, il serait intéressant de
développer une méthode d’évaluation des pertes dans les pièces en SMC de la machine, en
utilisant les outils d’analyse par éléments finis. Une piste de recherche à exploiter dans ce
sens serait l’étude du vecteur induction au sein de chaque élément du maillage d’une pièce
en SMC, lors de chaque simulation.
Perspectives
165
• Réalisation d’un prototype de MFT claw-pole à stator hybride à noyaux
amorphes.
Une suite logique de ce travail serait la réalisation d’un prototype de MFT claw-pole à
stator hybride à noyaux amorphes. La construction d’une machine complète permettrait de
vérifier expérimentalement l’augmentation et le maintien du rendement à un niveau élevé
d’une telle machine par rapport à une machine à noyaux de tôles lorsque la fréquence
dépasse 400 Hz. La fabrication d’un tel prototype nécessite l’élaboration d’un outil de
dimensionnement et d’optimisation.
Annexe A
166
Annexe A : Méthode expérimentale de mesure des pertes
fer dans un noyau POWERLITE®.
Considérons un circuit magnétique fermé, composé de deux noyaux en forme de C
constitués d’un même matériau magnétique et placés en vis-à-vis, comme représenté sur le
schéma ci-dessous. On suppose les deux noyaux parfaitement jointifs; l’entrefer entre les
deux noyaux est alors inexistant. On appelle : Hnoy, la hauteur du noyau, Enoy l’épaisseur du
noyau, lnoy/2 la largeur du noyau et Lnoy la longueur du noyau.
Un bobinage de N1 tours est enroulé autour d’une branche du premier noyau. Un second
bobinage de N2 tours est placé autour d’une branche de l’autre noyau. On fait circuler un
flux alternatif φ(t) dans le circuit magnétique, en alimentant le premier enroulement par
une tension sinusoïdale d’intensité V1 et de fréquence f. Le premier enroulement est
parcouru par un courant i1. Le second enroulement est laissé à vide. On suppose que
l’induction au sein du matériau varie de –Bmax à +Bmax et que la période de variation du flux
φ est T. Le matériau est le siège de pertes ferromagnétiques, responsables de la dissipation
d’une énergie magnétique ElossV par unité de volume à chaque période T, qu’on exprime
ainsi [JIL] :
max
max
B
lossVB
E H dB+
−
= ⋅∫ (A)
Annexe A
167
, avec H le champ magnétique généré par le courant i1 et B l’induction dans le matériau.
D’après les lois de Faraday et d’Ampère, nous pouvons également écrire que :
2 2 2( ) d dBV t N N Adt dtϕ= ⋅ = ⋅ ⋅ (B)
1 1( )( )m
N i tH tl⋅= (C)
, avec A, la section du noyau et lm le parcours moyen du flux dans le noyau. A et lm
s’expriment ainsi :
noy noyA H E= ⋅ (D)
2 2 4m noy noy noyl L l E= ⋅ + ⋅ − ⋅ (E)
En insérant (B) et (C) dans (A), on écrit alors :
max
max
11 2
2
1 ( ) ( )B
lossVmB T
NE H dB i t V t dtN l A
+
−
= ⋅ = ⋅ ⋅ ⋅ ⋅⋅∫ ∫ (F)
À partir des grandeurs identifiées, le volume du noyau Vnoy s’exprime ainsi :
noy mV A l= ⋅ (G)
La puissance active du circuit électrique, mesurée à partir de i1(t) et V2(t), s’exprime ainsi :
1 21 ( ) ( )active
T
P i t V t dtT
= ⋅ ⋅ ⋅∫ (H)
À partir de (F), (G) et (H), nous écrivons finalement l’expression permettant d’évaluer les
pertes ferromagnétiques du noyau à partir des grandeurs identifiées :
1
2fer lossV noy active
NP E T V PN
= ⋅ ⋅ = ⋅ (I)
Annexe A
168
L’expression (I) nous montre qu’il est possible de mesurer les pertes fer dans un échantillon
autour duquel deux bobinages sont enroulés, en connectant le premier enroulement à une
source de tension variable et en laissant le second à vide. À la manière d’un transformateur,
la mesure de la puissance active (utilisation de la tension secondaire V2(t) et du courant
primaire i1(t)) et la connaissance du rapport de transformation permettent de déterminer les
pertes fer d’un noyau magnétique. Cette méthode est utilisée et décrite en détail dans
[CYR]. Elle suppose qu’il n’existe pas d’entrefer entre les deux noyaux et que tout le flux
passe par le circuit magnétique et circule en suivant le parcours moyen lm. Les tensions
V1(t) et V2(t) sont supposées sinusoïdales et les mesures de puissance sont effectuées tant
que le contenu harmonique du spectre de V2(t) et i1(t) est négligeable (mesures effectuées
avant saturation de l’induction dans le noyau)
Cette méthode a été utilisée dans ce mémoire pour la mesure des pertes fer dans les noyaux
amorphes POWERLITE® (c.f 3.6 et 4.5.3). Elle a permis de déterminer les pertes dans ces
noyaux dans un domaine de fréquences allant de 50 Hz à 1000 Hz et pour des inductions
allant de 0,2 T à 1,4 T. Il a été ainsi possible de déterminer les coefficients des équations
(21) et (33).
Des mesures ont également été effectuées sur un paquet de tôles Fe-Si M19 29 Gage.
Cependant, les relevés conduits sur l’empilement de tôles ont montré des valeurs de pertes
anormalement élevées pour le type de tôles utilisées. Des pertes en moyenne 40 % plus
élevées que celles habituellement observées dans le cas de tôles Fe-Si M19 29 Gage ont été
mesurées. Les résultats de mesures ont été comparées aux données fournies par plusieurs
fabricants de tôles électriques (par exemple [PRO]) : nous avons alors conclu à l’invalidité
de nos mesures de pertes dans les tôles. L’expérience mise en place dans ce cas semble
contenir des erreurs dont nous n’avons pas réussi à déterminer précisément l’origine. Nous
laissons cependant cet aspect en suspens pour des travaux ultérieurs et choisissons d’utiliser
les données de pertes fournies par les fabricants de tôles.
Annexe B
169
Annexe B : Schémas et dimensions des pieds en
ATOMET® EM-1® conçus pour le banc d’essais.
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